CN107302317B - 三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法。采样三相原始调制波，根据其位置，计算中间零序分量和过度零序分量，根据中间零序分量和过度零序分量的大小，确定三相原始调制波所需叠加的零序分量。将三相原始调制波和零序分量相加得到三相中间调制波。由三相中间调制波和零序分量计算分裂零序分量。由三相中间调制波和分裂零序分量得到三相修正调制波和三相分裂调制波。最后将三相修正调制波和三相分裂调制波与三相载波比较，生成PWM波控制五电平逆变器。本发明可以实现共模电压低，飞跨电容电压波动小，漏电流小等优点；由于采用载波实现，实现简单，控制便捷，易于推广到实际工程中。

Description

三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法

技术领域

本发明涉及光伏技术领域，特别涉及一种三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法。

背景技术

太阳能作为一种可再生能源，具有分布广泛、可持续、无污染的优点。光伏发电技术是有效利用太阳能资源的基本途径之一。目前，包括光伏并网在内的各种光伏发电技术已经受到了各国政府的大力支持。

在光伏发电系统中，五电平逆变器相对于常用的三电平逆变器来说具有更低的开关损耗和电流纹波。在滤波元件相同的情况下具有更低的电流谐波畸变率。

漏电流一直是多电平逆变器研究与设计过程中的重点与难点，由于光伏阵列存在对地电容，高频共模电压作用在寄生电容上，滤波器、电网阻抗和寄生电容组成的谐振电路阻抗很小，因此在不隔离系统回路中将产生高频的共模电流，即漏电流。漏电流的存在将降低系统的安全性、可靠性，易引起电击以及火灾。而到目前为止，鲜有专利和文献提出此问题的有效解决方法。

漏电流的大小与共模电压幅值与变化频率密切相关，幅值越大，变化频率越高，漏电流越大，反之，漏电流越小。

传统的五电平调制策略采用空间矢量调制(SVPWM)，需要对空间矢量图先进行区域划分，再计算基本矢量的作用时间，最后将作用时间分配给对应的矢量状态，过程复杂，工程实现难度大。

文献“A Novel SVPWM Algorithm for Five-Level Active Neutral-Neutral-point-Clamped Converter”,Zhan Liu,Yu Wang,Guojun Tan,Member IEEE,Hao Li,andYunfeng Zhang,《IEEE Transactions on Power Electronics》,2016,31(5)3859-3866(“一种基于有源中点箝位五电平逆变器的新型SVPWM控制算法的研究”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2016年第31卷第5期3859～3866页)给出了一种简化的SVPWM算法，虽然大大减少了计算量，但仍旧过于繁琐，有一定的实现难度，同时该调制策略的共模电压幅值较大，达到总直流母线电压1/6，一个载波周期内变化次数为6次；另一方面，文中也没有给出漏电流抑制和飞跨电容平衡的具体控制方案；

文献“Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC ConverterUsingPhase-Shifted PWM”，Kui Wang,Member,IEEE,Lie Xu,Member,IEEE,Zedong Zheng,Member,IEEE,and Yongdong Li,Member,IEEE《IEEE Transactions onPowerElectronics》,2015，30(3)，1147-1156(“基于载波移相调制方法的五电平ANPC电容电压平衡控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147～1156页)提出了一种基于载波移相的飞跨电容电压平衡的控制方法，有效的实现了飞跨电容电压的平衡控制，但共模电压幅值和SVPWM相同，达到总直流母线电压的1/6，变化次数为6次，文中也没有给出漏电流抑制的具体控制方案；

文献“A novel SVPWM scheme for common-mode voltage reduction in five-level active NPC inverters”，Quoc Anh Le，Member,IEEE,and Dong-Choon Lee，Member,IEEE,《2015 9th International Conference on Power Electronics and ECCEAsia(ICPE-ECCE Asia)》，2015，281-287(“一种五电平有源箝位逆变器共模电压抑制的新型SVPWM调制策略”，《2015年第九届ICPE-ECCE亚洲国际会议》，2015年281-287页)提出了一种共模电压抑制调制策略，抑制共模电压幅值为总直流母线电压的1/12，变化次数为4次，但仍有一定优化空间，且文中也没有给出漏电流抑制的具体控制方案；

综上，现有的五电平逆变器控制仍然存在如下问题：

1)现有调制算法共模电压幅值和变化频率较大，幅值最大为直流母线电压的1/6，且变化次数最大为6次；

2)飞跨电容电压平衡控制难度大；

3)没有对系统漏电流进行分析和有效控制，且调制策略使用矢量方法实现，计算复杂，不易工程实现。

发明内容

本发明为解决五电平逆变器的共模电压、飞跨电容电压平衡和漏电流的问题，提出了一种漏电流抑制的载波实现方法，可以通过载波层叠的调制方法使得逆变器在整个线性工作区内将共模电压的幅值降低到总直流母线电压的1/12，变化次数降低为2次，实现飞跨电容的平衡控制，同时保证系统漏电流降低，方法简单，易于工程应用。

本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法。

本载波实现方法所涉及的三相五电平逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为V_dc，直流侧设置有两只串联的电容C₁和电容C₂，电容C₁正极连接逆变器输入正极，电容C₁负极与电容C₂正极连接点定义为逆变器中点；逆变器每相电路包含8只开关管，即开关管S_ki,i＝1,2,3......8,k＝a,b,c，其中k表示逆变器的三相电路，即a相，b相，c相；开关管S_k1、开关管S_k5、开关管S_k7、开关管S_k8、开关管S_k6、开关管S_k4相串联，开关管S_k1发射极连接开关管S_k5集电极，开关管S_k5发射极连接开关管S_k7集电极，开关管S_k7发射极连接开关管S_k8集电极，开关管S_k8发射极连接开关管S_k6集电极，开关管S_k6发射极连接开关管S_k4集电极；开关管S_k1集电极连接电容C₁正极，开关管S_k4发射极连接电容C₂负极，开关管S_k7集电极与开关管S_k8发射极间并联飞跨电容C_f，电容C_f正极与开关管S_k7集电极相连，开关管S_k1发射极与逆变器中点间并联开关管S_k2，开关管S_k1发射极与开关管S_k2的集电极相连，开关管S_k4集电极与逆变器中点间并联开关管S_k3，开关管S_k3发射极与开关管S_k4集电极相连，开关管S_k2发射极与开关管S_k3集电极都与逆变器中点相连；

本载波实现方法包括对三相原始调制波的采样，包括以下步骤：

步骤1，采样三相原始调制波V_a、V_b、V_c，并根据三相原始调制波V_a、V_b、V_c的位置，计算中间零序分量V₀₁和过度零序分量V₀₂，最终确定三相原始调制波V_a、V_b、V_c所需叠加的零序分量V₀；

区域一：(0.66≤V_a&&V_b≤-0.33&&V_c≤-0.33)||(0.33≤V_a&&0.33≤V_b&&V_c≤-0.66)||(V_a≤-0.33&&0.66≤V_b&&V_c≤-0.33)||(V_a≤-0.66&&0.33≤V_b&&0.33≤V_c)||(V_a≤-0.33&&V_b≤-0.33&&0.66≤V_c)||(0.33≤V_a&&V_b≤-0.66&&0.33≤V_c)

区域二：区域一以外的区域，

其中，V_max为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最大值，V_min为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最小值，V_mid为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的中间值，&&表示且运算，||表示或运算；

步骤2，叠加零序分量V₀得到三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*；

V_a ^*＝V_a+V₀，V_b ^*＝V_b+V₀，V_c ^*＝V_c+V₀；

步骤3，根据步骤1所分区域计算分裂零序分量△V；

区域一：若V₀＝V₀₁，

△V＝V_max1+V_min1，

若V₀＝V₀₂，

区域二：

△V＝0，

其中，V_max1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最大值，V_min1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最小值，V_mid1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的中间值；

步骤4，叠加分裂零序分量△V得到三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”，叠加原则如下：

当|V_max1|>|V_min1|，若V_min1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_min1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_min1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

当|V_max1|≤|V_min1|，若V_max1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_max1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_max1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

步骤5，将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”与载波比较，生成PWM波控制逆变器；具体包括以下步骤：

1)确定三相载波相位；

所述载波为四条层叠的三角载波，其定义与范围如下：

载波一Tri_k1，范围为[-1，-0.5)；载波二Tri_k2，范围为[-0.5,0)；载波三Tri_k3，范围为[0,0.5)；载波四Tri_k4，范围[0.5,1]；载波五Tri_k5，范围为[-1，-0.5)；载波六Tri_k6，范围为[-0.5,0)；k＝a,b,c；

其中，Tri_k1、Tri_k2、Tri_k5、Tri_k6相位相同，Tri_k3、Tri_k4相位相同，Tri_k1、Tri_k3相位相差180°；

2)设两个相邻的载波周期分为一组，将每组内的第一个载波周期定义为T₁，第二个载波周期定义为T₂；1表示开关管开通，0表示开关管关断；

3)将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”表述为V_k'和V_k”，k＝a,b,c；

4)将V_k'、V_k”与载波进行比较，并生成如下PWM信号控制逆变器：

当0.5≤V_k'≤1时，当V_k'≥Tri_k4时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k4时，PWM_k＝0；

当0≤V_k'<0.5时，当V_k'≥Tri_k3时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k3时，PWM_k＝0；

当-0.5≤V_k'<0时，当V_k'≥Tri_k2时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k2时，PWM_k＝0；

当-1≤V_k'<-0.5时，当V_k'≥Tri_k1时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k1时，PWM_k＝0；

当0.5≤V_k”≤1时，当V_k”≥Tri_k4时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k4时，PWMFL_k＝0；

当0≤V_k”<0.5时，当V_k”≥Tri_k3时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k3时，PWMFL_k＝0；

当-0.5≤V_k”<0时，当V_k”≥Tri_k6时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k6时，PWMFL_k＝0；

当-1≤V_k”<-0.5时，当V_k”≥Tri_k5时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k5时，PWMFL_k＝0；

K相驱动信号D_k＝PWM_k⊙PWMFL_k，其中⊙表示同或运算；

当V_k'≥0时，开关管S_k1，S_k3始终为1，S_k2，S_k4始终为0；当V_k'<0时，开关管S_k1，S_k3始终为0，S_k2，S_k4始终为1；

当0.5≤V_k'≤1时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当0≤V_k'<0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)，在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；

当-0.5≤V_k'<0时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当-1≤V_k'<-0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)。

相对于现有技术，本发明的有益效果如下：

1、有效抑制了五电平逆变器的共模电压幅值为直流母线电压的1/12，且变化次数为2次，提高了系统的可靠性；

2、实现飞跨电容电压的平衡控制；

3、采用载波调制方式，实现简单，易于工程应用且降低了系统的漏电流。

附图说明：

图1是本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法流程示意图。

图2是本发明所涉及的五电平逆变器单相拓扑图。

图3是本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法在调制度为0.8时的三相中间调制波V_k ^*波形图。其中，3a是A相中间调制波波形图，3b是B相中间调制波波形图，3c是C相中间调制波波形图。

图4是本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法在调制度为0.8时的三相修正调制波V_k'和三相分裂调制波V_k”波形图，其中，4a是A相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是A相修正调制波波形图，下图是A相分裂调制波波形图；4b是B相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是B相修正调制波波形图，下图是B相分裂调制波波形图；4c是C相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是C相修正调制波波形图，下图是C相分裂调制波波形图。

图5是本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法在调制度为0.8时的飞跨电容电压图。

具体实施方式

本发明所涉及的三相五电平逆变器每相电路拓扑相同，其单相拓扑图如图2所示。直流母线总电压为V_dc，直流侧设置有两只串联的电容C₁和电容C₂，电容C₁正极连接逆变器输入正极，电容C₁负极与电容C₂正极连接点定义为逆变器中点；逆变器每相电路中包含8只开关管，即开关管S_ki,i＝1,2,3......8,k＝a,b,c，其中k表示逆变器的三相电路，即a相，b相，c相；开关管S_k1、开关管S_k5、开关管S_k7、开关管S_k8、开关管S_k6、开关管S_k4相串联，开关管S_k1发射极连接开关管S_k5集电极，开关管S_k5发射极连接开关管S_k7集电极，开关管S_k7发射极连接开关管S_k8集电极，开关管S_k8发射极连接开关管S_k6集电极，开关管S_k6发射极连接开关管S_k4集电极；开关管S_k1集电极连接电容C₁正极，开关管S_k4发射极连接电容C₂负极，开关管S_k7集电极与开关管S_k8发射极间并联飞跨电容C_f，电容C_f正极与开关管S_k7集电极相连，开关管S_k1发射极与逆变器中点间并联开关管S_k2，开关管S_k1发射极与开关管S_k2的集电极相连，开关管S_k4集电极与逆变器中点间并联开关管S_k3，开关管S_k3发射极与开关管S_k4集电极相连，开关管S_k2发射极与开关管S_k3集电极都与逆变器中点相连。

本载波实现方法的流程图如图1。实现方法包括对三相原始调制波的采样，其特征在于包括以下步骤：

步骤1，采样三相原始调制波V_a、V_b、V_c，并根据三相原始调制波V_a、V_b、V_c的位置，计算中间零序分量V₀₁和过度零序分量V₀₂，最终确定三相原始调制波V_a、V_b、V_c所需叠加的零序分量V₀。

区域一：(0.66≤V_a&&V_b≤-0.33&&V_c≤-0.33)||(0.33≤V_a&&0.33≤V_b&&V_c≤-0.66)||(V_a≤-0.33&&0.66≤V_b&&V_c≤-0.33)||(V_a≤-0.66&&0.33≤V_b&&0.33≤V_c)||(V_a≤-0.33&&V_b≤-0.33&&0.66≤V_c)||(0.33≤V_a&&V_b≤-0.66&&0.33≤V_c)，

区域二：区域一以外的区域，

其中，V_max为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最大值，V_min为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最小值，V_mid为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的中间值，&&表示且运算，||表示或运算。

步骤2，叠加零序分量V₀得到三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*。

V_a ^*＝V_a+V₀，V_b ^*＝V_b+V₀，V_c ^*＝V_c+V₀

调制度为0.8时的三相中间调制波V_k ^*波形如图3所示。其中，3a是A相中间调制波波形图，3b是B相中间调制波波形图，3c是C相中间调制波波形图。

步骤3，根据步骤1所分区域计算分裂零序分量△V。

区域一：若V₀＝V₀₁，

△V＝V_max1+V_min1

若V₀＝V₀₂

区域二：

△V＝0，

其中，V_max1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最大值，V_min1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最小值，V_mid1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的中间值。

步骤4，叠加分裂零序分量△V得到三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”，叠加原则如下：

当|V_max1|>|V_min1|，若V_min1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_min1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_min1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

当|V_max1|≤|V_min1|，若V_max1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_max1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_max1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

调制度为0.8时的三相修正调制波V_k'和三相分裂调制波V_k”波形如图4所示。其中，4a是A相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是A相修正调制波波形图，下图是A相分裂调制波波形图；4b是B相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是B相修正调制波波形图，下图是B相分裂调制波波形图；4c是C相修正调制波和分裂调制波波形图，其上图是C相修正调制波波形图，下图是C相分裂调制波波形图。

步骤5，将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”与载波比较，生成PWM波控制逆变器；具体包括以下步骤：

1)确定三相载波相位；

所述载波为四条层叠的三角载波，其定义与范围如下：

载波一Tri_k1，范围为[-1，-0.5)；载波二Tri_k2，范围为[-0.5,0)；载波三Tri_k3，范围为[0,0.5)；载波四Tri_k4，范围[0.5,1]；载波五Tri_k5，范围为[-1，-0.5)；载波六Tri_k6，范围为[-0.5,0)；k＝a,b,c；

其中，Tri_k1、Tri_k2、Tri_k5、Tri_k6相位相同，Tri_k3、Tri_k4相位相同，Tri_k1、Tri_k3相位相差180°；

2)设两个相邻的载波周期分为一组，将每组内的第一个载波周期定义为T₁，第二个载波周期定义为T₂；1表示开关管开通，0表示开关管关断；

2)将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”表述为V_k'和V_k”，k＝a,b,c；

3)将V_k'、V_k”与载波进行比较，并生成如下PWM波控制逆变器：

当0.5≤V_k'≤1时，当V_k'≥Tri_k4时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k4时，PWM_k＝0；

当0≤V_k'<0.5时，当V_k'≥Tri_k3时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k3时，PWM_k＝0；

当-0.5≤V_k'<0时，当V_k'≥Tri_k2时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k2时，PWM_k＝0；

当-1≤V_k'<-0.5时，当V_k'≥Tri_k1时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k1时，PWM_k＝0；

当0.5≤V_k”≤1时，当V_k”≥Tri_k4时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k4时，PWMFL_k＝0；

当0≤V_k”<0.5时，当V_k”≥Tri_k3时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k3时，PWMFL_k＝0；

当-0.5≤V_k”<0时，当V_k”≥Tri_k6时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k6时，PWMFL_k＝0；

当-1≤V_k”<-0.5时，当V_k”≥Tri_k5时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k5时，PWMFL_k＝0；

K相驱动信号D_k＝PWM_k⊙PWMFL_k，其中⊙表示同或运算。

当V_k'≥0时，开关管S_k1，S_k3始终为1，S_k2，S_k4始终为0；当V_k'<0时，开关管S_k1，S_k3始终为0，S_k2，S_k4始终为1；

当0.5≤V_k'≤1时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当0≤V_k'<0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)，在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；

当-0.5≤V_k'<0时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当-1≤V_k'<-0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)。

根据本发明提出的算法搭建了三相五电平逆变器的MATLAB/Sinmulink仿真模型，仿真采用无源逆变，电路参数：负载R＝10Ω，L＝1.5mH,开关频率f_c＝10kHz，直流电压V_dc＝200V，直流母线电容C_dc1＝C_dc2＝2000uF，飞跨电容C_f＝1500uF，调制波频率f_r＝50Hz。

在MATLAB/Sinmulink中，编写S-Function实现本发明提出的算法，通过系统.m文件的运行对本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法进行了验证，可以发现，第一，在调制度为0.8时，载波移相法和SVPWM共模电压幅值均为且一个载波周期内幅值变化6次，共模电压抑制调制的共模电压幅值为幅值变化4次，而本文所提现方法的共模电压幅值为幅值仅变化2次；第二，本发明所提实现方法在漏电流抑制方面优势明显，漏电流峰峰值仅为80mA。

图5是本发明提出的漏电流抑制的载波实现方法在调制度为0.8时的飞跨电容电压图，波动峰峰值为1.2V，仅为平均值的2.5％。

Claims (1)

1.一种三相五电平逆变器漏电流抑制的载波实现方法，本载波实现方法所涉及的三相五电平逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为V_dc，直流侧设置有两只串联的电容C₁和电容C₂，电容C₁正极连接逆变器输入正极，电容C₁负极与电容C₂正极连接点定义为逆变器中点；逆变器每相电路包含8只开关管，即开关管S_ki,i＝1,2,3......8,(k＝a,b,c)，其中k表示逆变器的三相电路，即a相，b相，c相；开关管S_k1、开关管S_k5、开关管S_k7、开关管S_k8、开关管S_k6、开关管S_k4相串联，开关管S_k1发射极连接开关管S_k5集电极，开关管S_k5发射极连接开关管S_k7集电极，开关管S_k7发射极连接开关管S_k8集电极，开关管S_k8发射极连接开关管S_k6集电极，开关管S_k6发射极连接开关管S_k4集电极；开关管S_k1集电极连接电容C₁正极，开关管S_k4发射极连接电容C₂负极，开关管S_k7集电极与开关管S_k8发射极间并联飞跨电容C_f，电容C_f正极与开关管S_k7集电极相连，开关管S_k1发射极与逆变器中点间并联开关管S_k2，开关管S_k1发射极与开关管S_k2的集电极相连，开关管S_k4集电极与逆变器中点间并联开关管S_k3，开关管S_k3发射极与开关管S_k4集电极相连，开关管S_k2发射极与开关管S_k3集电极都与逆变器中点相连；

本载波实现方法包括对三相原始调制波的采样，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，采样三相原始调制波V_a、V_b、V_c，并根据三相原始调制波V_a、V_b、V_c的位置，计算中间零序分量V₀₁和过渡零序分量V₀₂，最终确定三相原始调制波V_a、V_b、V_c所需叠加的零序分量V₀；

区域一：(0.66≤V_a&&V_b≤-0.33&&V_c≤-0.33)||(0.33≤V_a&&0.33≤V_b&&V_c≤-0.66)||(V_a≤-0.33&&0.66≤V_b&&V_c≤-0.33)||(V_a≤-0.66&&0.33≤V_b&&0.33≤V_c)||(V_a≤-0.33&&V_b≤-0.33&&0.66≤V_c)||(0.33≤V_a&&V_b≤-0.66&&0.33≤V_c)，

区域二：区域一以外的区域，

其中，V_max为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最大值，V_min为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的最小值，V_mid为三相原始调制波V_a、V_b、V_c中的中间值，&&表示且运算，||表示或运算；

步骤2，叠加零序分量V₀得到三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*，

V_a ^*＝V_a+V₀，V_b ^*＝V_b+V₀，V_c ^*＝V_c+V₀；

步骤3，根据步骤1所分区域计算分裂零序分量△V,

区域一：若V₀＝V₀₁，

△V＝V_max1+V_min1，

若V₀＝V₀₂，

区域二：

△V＝0，

其中，V_max1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最大值，V_min1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的最小值，V_mid1为三相中间调制波V_a ^*、V_b ^*、V_c ^*中的中间值；

步骤4，叠加分裂零序分量△V得到三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”，叠加原则如下：

当|V_max1|>|V_min1|，若V_min1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_min1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_min1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

当|V_max1|≤|V_min1|，若V_max1为V_a ^*，则V_a'＝V_a ^*-△V，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝△V，V_b”＝0，V_c”＝0；若V_max1为V_b ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*-△V，V_c'＝V_c ^*，V_a”＝0，V_b”＝△V，V_c”＝0；若V_max1为V_c ^*，则V_a'＝V_a ^*，V_b'＝V_b ^*，V_c'＝V_c ^*-△V，V_a”＝0，V_b”＝0，V_c”＝△V；

步骤5，将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”与载波比较，生成PWM波控制逆变器；具体包括如下步骤：

1)确定三相载波相位；

所述载波为四条层叠的三角载波，其定义与范围如下：

载波一Tri_k1，范围为[-1，-0.5)；载波二Tri_k2，范围为[-0.5,0)；载波三Tri_k3，范围为[0,0.5)；载波四Tri_k4，范围[0.5,1]；(k＝a,b,c)；

其中，Tri_k1、Tri_k2相位相同，Tri_k3、Tri_k4相位相同，Tri_k1、Tri_k3相位相差180°；

2)设两个相邻的载波周期分为一组，将每组内的第一个载波周期定义为T₁，第二个载波周期定义为T₂；1表示开关管开通，0表示开关管关断；

3)将三相修正调制波V_a'、V_b'、V_c'和三相分裂调制波V_a”、V_b”、V_c”表述为V_k'和Vi_k”'，(k＝a,b,c)；

4)将V_k'、V_k”与载波进行比较，并生成如下PWM信号控制逆变器：

当0.5≤V_k'≤1时，当V_k'≥Tri_k4时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k4时，PWM_k＝0；

当0≤V_k'<0.5时，当V_k'≥Tri_k3时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k3时，PWM_k＝0；

当-0.5≤V_k'<0时，当V_k'≥Tri_k2时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k2时，PWM_k＝0；

当-1≤V_k'<-0.5时，当V_k'≥Tri_k1时，K相PWM信号PWM_k＝1，当V_k'<Tri_k1时，PWM_k＝0；

当0.5≤V_k”≤1时，当V_k”≥Tri_k4时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k4时，PWMFL_k＝0；

当0≤V_k”<0.5时，当V_k”≥Tri_k3时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k3时，PWMFL_k＝0；

当-0.5≤V_k”<0时，当V_k”≥Tri_k2时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k2时，PWMFL_k＝0；

当-1≤V_k”<-0.5时，当V_k”≥Tri_k1时，K相PWM分裂信号PWMFL_k＝1，当V_k”<Tri_k1时，PWMFL_k＝0；

K相驱动信号D_k＝PWM_k⊙PWMFL_k，其中⊙表示同或运算；

当V_k'≥0时，开关管S_k1，S_k3始终为1，S_k2，S_k4始终为0；当V_k'<0时，开关管S_k1，S_k3始终为0，S_k2，S_k4始终为1；

当0.5≤V_k'≤1时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当0≤V_k'<0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)，在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；

当-0.5≤V_k'<0时，在T₁内，S_k5始终为1，S_k6始终为0，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)；在T₂内,S_k7始终为1，S_k8始终为0，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；

当-1≤V_k'<-0.5时，在T₁内，S_k7始终为0，S_k8始终为1，S_k5为D_k，S_k6为(1-D_k)；在T₂内，S_k5始终为0，S_k6始终为1，S_k7为D_k，S_k8为(1-D_k)。