CN106301054A - 一种级联h桥光伏逆变器的改进型pod调制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，包括：根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态；在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和；选择出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和保持不变的所有开关状态，并组成两种开关状态组合；根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，并对所述两个H桥模块的开关管进行控制，该调制策略有效地提高了光伏并网逆变器漏电流的抑制效果。

Description

一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略

技术领域

本发明属于有源逆变器技术领域，涉及一种应用于光伏逆变器的漏电流抑制方法，尤其涉及一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，其适用于光伏发电并网领域。

背景技术

光伏逆变器(Photovoltaic inverter)是一种由半导体器件组成的电力调整装置，主要用于把直流电力转换成交流电力；一般由升压回路和逆变桥式回路构成，升压回路把太阳电池的直流电压升压到逆变器输出控制所需的直流电压；逆变桥式回路则把升压后的直流电压等价地转换成常用频率的交流电压。

对于H桥光伏逆变器，其每个模块的低压直流侧可由光伏板进行独立供电，便于实现每个模块的MPPT控制，因此H桥拓扑特别适用于光伏逆变器。与传统的逆变器相比，H桥光伏逆变器具备明显优势，例如开关频率低、滤波器体积小、易于模块化等。

H桥光伏逆变器可以通过级联模块达到并网所需电压，因此该类逆变器不需要变压器，进一步降低成本，提高功率密度。但是，H桥光伏逆变器缺少变压器的隔离作用，光伏板和电网之间存在直接电器连接，导致光伏板和大地之间的寄生电容形成回路，产生漏电流。所以严重影响系统的效率和可靠性，甚至对人身安全造成威胁；因此，如何抑制光伏逆变器的漏电流就变得极其重要。

中国光伏标准GB/T30427-2013中对光伏并网系统的漏电流有如下规定：若光伏逆变器的额定输出小于30kVA，则漏电流的幅值必须低于300mA，否则光伏逆变器应在0.3s内断开并输出故障信号。德国的低压并网指令VDE0126-1-1对漏电流也有相关的规定。

目前，传统的漏电流抑制方法可以总结为如下三种，分别为：1)采用改进型拓扑，如H5拓扑、H6拓扑和Heric拓扑等；2)采用无源滤波器，如共模电感和EMI滤波器等；3)采用新的调制策略。

在上述三个方面，学者们均进行了相关研究，如文献“High-efficiency single-phase transformerless PV H6inverter with hybrid modulation method”BaojianJi,Jianhua Wang,Jianfeng Zhao,《IEEE Transactions on Industrial Elect-ronics》,2013,60(5),2104–2115(“高效单相非隔离型H6逆变器的混合调制方法”,《IEEE学报-工业电子期刊》，2013年第60卷第5期2104–2115页)采用级联H6拓扑，虽然在一定程度上抑制了漏电流，但与传统的H4拓扑相比，其调制策略相对复杂，扩展性较差，成本随着级联模块数量增多而增加。

文献“Analysis and suppression of leakage current incascadedmultilevell-inverter based PV systems”Y.Zhou and H.Li,《IEEETransPowerElectro-nics》,2014,29(10),5265–5277(“级联多电平光伏逆变器漏电流分析与抑制”,《IEEE学报-电力电子期刊》，2014年第29卷第10期5265–5277页)和文献“Eliminating Ground Current in a TransformerlessPhotovoltaicApplication”Freijedo,Alejandro G.Yepes,JanoMalvar,et al.《IEEE Transacion-sonEnergyConversion》,2010,25(1),140-147(“消除非隔离型光伏应用场合的漏电流”,《IEEE学报-能量转换期刊》，2010年第25卷第1期140–147页)提出通过在每个H桥中添加无源滤波器来抑制漏电流的方案，该方案虽然能够有效地抑制漏电流，但随着H桥级联数量的增加，逆变器的体积与成本也随之增加。

文献“A New Modulation Technique to Eliminate Leakage Current inTransformerless PV Inverter”提出注入三次谐波的方法，减小共模电压的大小，但是，该调制策略仅适用于单个H桥模块，对于多个H桥模块而言，漏电流不仅与本模块的共模电压有关，还与其它模块的差模电压有关，因此该调制策略若要应用于多个H桥模块，还需要进一步研究。

文献“Hybrid Multicarrier Modulation to Reduce Leakage Current in aTransformerless Cascaded Multilevel Inverter for Photovoltaic Systems”Rajasekar Selvamuthukumaran,AbhishekGarg,and Rajesh Gupta.《IEEE Transactionson Power Electronics》,2015,30(4):1779-1783(“用于非隔离型级联多电平逆变器光伏系统的混合多载波调制策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第4期1779–1783页)提出一种修正的POD(Phase Opposite Disposition)调制策略，采用共模电压在开关切换时幅值变化最小的原则来抑制漏电流，但由该调制策略得到的共模电压仍然存在高频分量，因此并未真正有效地抑制级联H桥的漏电流。

发明内容

为了解决上述的漏电流问题，本发明将从第三种漏电流抑制方法的角度出发，提出一种新的改进型POD调制策略，能使寄生电容电压之和保持恒定或低频变量，有效地抑制级联H桥的漏电流。

本发明的实施例提供了一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，其特征在于，所述抑制方法包括：

根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和；

选择出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和保持不变的所有开关状态，并组成两种开关状态组合；

根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，并对所述两个H桥模块的开关管进行控制。

在本发明的一个实施例中，生成PWM驱动信号时，所述载波采用两个载波信号tri1、tri2，且当时间位于(0,T/2)之间时，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；当时间位于(T/2,T)之间时，载波tri1和载波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，调制波v_ref的负半周期进行了反向，且调制度为0.9。

在本发明的一个实施例中，根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态，包括：

分别用数字0,1代表每个H桥模块左右桥臂上的开关管的关断及开通状态，则所述两个H桥模块的开关函数S_a1/S_b1/S_a2/S_b2在不同状态组合产生16个开关状态如下：0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010；其中，S_a1表示模块一左桥臂上管的开关函数，S_b1表示模块一右桥臂上管的开关函数，S_a2表示模块二左桥臂上管的开关函数，S_b2表示模块二右桥臂上管的开关函数；每个桥臂的上下开关管互补工作。

在本发明的一个实施例中，若两个H桥模块的直流输入电压相同且为v_pv，则每个H桥输出-v_pv、0、v_pv三种电平，两个H桥模块共有-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平；所述16个开关状态最终形成两个H桥模块的-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平。

在本发明的一个实施例中，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和，包括：

$v_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

$v_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

其中，v_cpv1和v_cpv2分别为两个H桥模块的寄生电容电压值，v_a1n1、v_b1n1、v_a2n2和v_b2n2分别为所述两个H桥模块四个桥臂输出端a₁、b₁、a₂和b₂对公共点n₁和n₂的电压；v_g为电网电压。

在本发明的一个实施例中，组成两种开关状态组合，包括：

选择出使寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，并根据两个H桥模块输出电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成两种开关状态组合为：

1010-1000-1100-0011-0001-0101与1010-1110-1100-0011-0111-0101。

在本发明的一个实施例中，根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号,并对所述两个H桥模块的开关管进行控制，包括：

第一种所述开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种所述开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

在本发明的一个实施例中，所述载波为三角载波，且其相邻半周期区间的载波方向相反。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

在不添加无源滤波电感以及在不更改现有的拓扑结构的情况下，通过新的改进型POD调制策略，使寄生电容电压之和保持恒定或低频正弦量，显著地减小了H桥光伏逆变器的漏电流。

附图说明

为了清楚说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍。下面描述中的附图是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的一种漏电流抑制方法的示意流程图。

图2为本发明实施例提供的另一种漏电流抑制方法的示意流程图。

图3为本发明实施例提供的两个模块级联H桥光伏逆变器的原理图。

图4为本发明实施例提供的两个模块级联H桥光伏逆变器等效模型。

图5为本发明实施例提供的第一种开关状态组合的实现原理图。

图6为本发明实施例提供的第二种开关状态组合的实现原理图。

具体实施方式

为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方案对本发明一种应用于级联H桥五电平逆变器的漏电流抑制方法作进一步详细描述。实例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的部件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的额部分和特征。本发明的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。

下面结合附图对本发明做进一步详细说明。

实施例一

请参见图1，图1是本发明实施例一提供的一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，其中，所述抑制方法包括：

根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和；

选择出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和保持不变的所有开关状态，并组成两种开关状态组合；

根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，并对所述两个H桥模块的开关管进行控制。

其中，生成PWM驱动信号时，所述载波采用两个载波信号tri1、tri2，且当时间位于(0,T/2)之间时，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；当时间位于(T/2,T)之间时，载波tri1和载波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，调制波v_ref的负半周期进行了反向，且调制度为0.9。

根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态，包括：

分别用数字0,1代表每个H桥模块左右桥臂上的开关管的关断及开通状态，则所述两个H桥模块的开关函数S_a1/S_b1/S_a2/S_b2在不同状态组合产生16个开关状态如下：0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010；其中，S_a1表示模块一左桥臂上管的开关函数，S_b1表示模块一右桥臂上管的开关函数，S_a2表示模块二左桥臂上管的开关函数，S_b2表示模块二右桥臂上管的开关函数；每个桥臂的上下开关管互补工作。

其中，若两个H桥模块的直流输入电压相同且为v_pv，则每个H桥输出-v_pv、0、v_pv三种电平，两个H桥模块共有-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平；所述16个开关状态最终形成两个H桥模块的-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平。

进一步的，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和，包括：

$v_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

$v_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

其中，v_cpv1和v_cpv2分别为两个H桥模块的寄生电容电压值，v_a1n1、v_b1n1、v_a2n2和v_b2n2分别为所述两个H桥模块四个桥臂输出端a₁、b₁、a₂和b₂对公共点n₁和n₂的电压；v_g为电网电压。

进一步的，选择出使寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，并根据两个H桥模块输出电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成两种开关状态组合为：

1010-1000-1100-0011-0001-0101与1010-1110-1100-0011-0111-0101。

根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号,并对所述两个H桥模块的开关管进行控制，包括：

第一种所述开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种所述开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

其中，所述载波为三角载波，且其相邻半周期区间的载波方向相反。

本实施例，通过新的改进型POD调制策略，保证寄生电容电压之和恒定或低频变量，有效地抑制了级联H桥的漏电流，解决了现有技术中级联H桥光伏并网逆变器不能有效抑制漏电流的问题，达到了更好地抑制级联H桥光伏并网逆变器漏电流的效果。

实施例二

请参见图2，图2是本发明实施例二提供的一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，其中，所述抑制方法包括：

步骤a，设两个H桥模块的直流输入电压相等，且为v_pv，列写出两个模块包含的所有16个开关状态；

步骤b，计算所述16个开关状态对应的每个模块的寄生电容电压及总的寄生电容电压之和；选择出所述寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态；

步骤c，根据两个H桥模块输出电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成两种开关状态组合；

步骤d，根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，并对所述两个H桥模块的开关管进行控制，从而实现漏电流的抑制。

图3为本发明实施例提供的两个模块级联H桥光伏逆变器的原理图。图中，C_pv1和C_pv2为光伏阵列与大地之间的寄生电容，v_pv1和v_pv2为两个模块的直流输入电压，C_in1和C_in2为直流侧输入电容，L₁和L₂为电网侧滤波电感，R₁和R₂为电网侧滤波电感的寄生电阻，v_g为电网电压。

设两个H桥模块的直流输入电压相等，且为v_pv，列写出两个模块包含的所有16个开关状态(S_a1/S_b1/S_a2/S_b2)，并计算每个开关状态对应的每个模块的寄生电容电压及总的寄生电容电压之和。

其中，S_a1表示模块1左桥臂上管的开关函数，S_b1表示模块1右桥臂上管的开关函数，S_a2表示模块2左桥臂上管的开关函数，S_b2表示模块2右桥臂上管的开关函数。另外，每个开关函数可以取0或1,1代表开关管导通，0代表开关管关断，每个桥臂的上下开关管互补工作。

图4为两个模块的级联H桥光伏逆变器等效模型。其中，v_a1n1、v_b1n1、v_a2n2和v_b2n2分别为各桥臂输出端a₁、b₁、a₂和b₂对公共点n₁和n₂的电压。以电网电流的正半周期为例，假设网侧滤波电感L₁＝L₂，由于漏电流很小，故L₁和L₂上产生的电压近似相等且为v_L，同时，网侧滤波电感寄生电阻的电压均为v_R；

根据图4，由基尔霍夫定律可得式：

$\left\{\begin{array}{c}-v_{a1n1}+v_L+v_R+v_g+v_{cpv1}=0\\ -v_{b2n2}-v_L-v_R+v_{cpv2}=0\\ -v_{b1n1}+v_{a2n2}-v_{cpv2}+v_{cpv1}=0\end{array}\right.$

由以上三式可得：

$v_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

$v_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

由于电网电压v_g主要为工频分量，对寄生电容上的漏电流影响很小，此后的分析均不再考虑，故寄生电容C_pv1和C_pv2的电压v_cpv1和v_cpv2可表达为：

${v^{\&prime;}}_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}$

${v^{\&prime;}}_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}$

表1为两个H桥模块的开关状态与寄生电容电压，其中v_ab为总的输出电压，v_cpv1为H桥模块1的寄生电容电压，v_cpv2为H桥模块2的寄生电容电压，v_cpv1+v_cpv2为两个H桥模块的寄生电容电压之和。可以看出，两个H桥模块的有五个电平输出，分别为：2v_pv、v_pv、0、-v_pv和-2v_pv。不同的开关函数S_a1/S_b1/S_a2/S_b2控制开关管时，使两个H桥模块的寄生电容电压之和v’_cpv1+v’_cpv2在0～2v_pv之间发生高频变化，从而产生漏电流。

表1两个H桥模块的开关状态与寄生电容电压

根据表1计算出的结果，选择出使寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，并根据两个H桥模块输出电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成如下两种开关状态组合，分别为：

1010-1000-1100-0011-0001-0101与1010-1110-1100-0011-0111-0101。

根据所选择的两种开关状态组合，生成PWM驱动信号对开关管进行控制，其实现方式为调制波与两个载波进行比较得到PWM信号。

其中，两个载波信号为tri1、tri2，且当时间位于(0，T/2)之间时，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；当时间位于(T/2，T)之间时，载波tri1和载波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，调制波v_ref的负半周期进行了反向，与正半周期波形一致，为馒头状，且调制度为0.9。

如图5所示实现实施例的第一种开关状态组合，具体的比较方式如下：

(1)当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

(2)当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

如图6所示实现实施例的第二种开关状态组合，具体的比较方式如下：

(1)当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

(2)当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

采用该方法通过新的改进型POD调制策略，保证寄生电容电压之和恒定或低频变量，有效地抑制了级联H桥的漏电流。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种级联H桥光伏逆变器的改进型POD调制策略，其特征在于，所述抑制方法包括：

根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和；

选择出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和保持不变的所有开关状态，并组成两种开关状态组合；

根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，并对所述两个H桥模块的开关管进行控制。

2.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，生成PWM驱动信号时，所述载波采用两个载波信号tri1、tri2，且当时间位于(0,T/2)之间时，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；当时间位于(T/2,T)之间时，载波tri1和载波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，调制波v_ref的负半周期进行了反向，且调制度为0.9。

3.根据权利要求2所述的抑制方法，其特征在于，根据每个H桥模块左右桥臂的开关状态得到所述两个H桥模块包含的16个开关状态，包括：

分别用数字0,1代表每个H桥模块左右桥臂上的开关管的关断及开通状态，则所述两个H桥模块的开关函数S_a1/S_b1/S_a2/S_b2在不同状态组合产生16个开关状态如下：0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010；其中，S_a1表示模块一左桥臂上管的开关函数，S_b1表示模块一右桥臂上管的开关函数，S_a2表示模块二左桥臂上管的开关函数，S_b2表示模块二右桥臂上管的开关函数；每个桥臂的上下开关管互补工作。

4.根据权利要求3所述的抑制方法，其特征在于，若两个H桥模块的直流输入电压相同且为v_pv，则每个H桥输出-v_pv、0、v_pv三种电平，两个H桥模块共有-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平；所述16个开关状态最终形成两个H桥模块的-2v_pv、-v_pv、0、v_pv、2v_pv五种输出电平。

5.根据权利要求4所述的抑制方法，其特征在于，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的所述两个H桥模块寄生电容电压之和，包括：

$v_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

$v_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

其中，v_cpv1和v_cpv2分别为两个H桥模块的寄生电容电压值，v_a1n1、v_b1n1、v_a2n2和v_b2n2分别为所述两个H桥模块四个桥臂输出端a₁、b₁、a₂和b₂对公共点n₁和n₂的电压；v_g为电网电压。

6.根据权利要求5所述的抑制方法，其特征在于，组成两种开关状态组合，包括：

选择出使寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，并根据两个H桥模块输出电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成两种开关状态组合为：1010-1000-1100-0011-0001-0101与1010-1110-1100-0011-0111-0101。

7.根据权利要求6所述的抑制方法，其特征在于，根据所述两种开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号,并对所述两个H桥模块的开关管进行控制，包括：

第一种所述开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种所述开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当调制波v_ref位于(0,T/2)半周期区间时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref位于(T/2，T)半周期区间时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref<tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref<tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

8.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述载波为三角载波，且其相邻半周期区间的载波方向相反。