CN103684024B - 一种倍流式差分输出的逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种倍流式差分输出的逆变器，包括两个隔离型DC-DC变换电路；DC-DC变换电路的原边为全桥电路结构，副边为倍流整流电路结构；两个DC-DC变换电路副边的输出端分别接于负载两端以构成差分结构。本发明逆变器工作时没有占空比丢失现象，从而在根本上消除了死区带来的电压波形畸变；逆变器采用差分输出的结构，进一步消除由于实际电路的非理想特性带来的波形畸变，同时还具有很高的共模干扰抑制能力，从而得到波形畸变率极低的输出电压。此外，本发明逆变器输出与输入之间用高频变压器相互隔离，降低了输入端对负载的电磁干扰。

Description

一种倍流式差分输出的逆变器

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种倍流式差分输出的逆变器。

背景技术

随着现代科技的进步，各行各业出现了越来越多的精密仪器与设备，如临床医学上所用的床旁机械臂系统（俗称达芬奇手术机器人），晶圆半导体芯片生产线设备，以及各种精密加工机械。精密仪器设备对电源提出了很高的要求，不仅要求供电电压稳定、频率偏差小、波形畸变率低，同时还要求供电设备对仪器的电磁干扰小。因此，精密仪器设备的供电不能直接采用市电，而需要专门设计的可靠稳定的并且波形畸变率达到要求的逆变电源。

另一方面，随着生活水平的提高，高品质音响设备在人们的生活中越来越常见。在音响设备中，音频功率放大电路是关键的组成部分。高品质音频功放不仅要失真度小，音频噪声低，而且要求频率响应带宽范围大，对频带宽、输出波形畸变率低的电路提出了需求。与之类似的是在水下探测以及军事领域里被广泛应用的声呐设备。主动型声呐通过水声换能器发出一定频率的水声信号并检测回声来探测水下目标，水声换能器要求供电电源的波形畸变率极低，对传统的变频电源提出了严峻挑战。

传统的桥式逆变器结构简单、技术成熟，广泛应用于常规的交流电源装置。但是在上述需要高精度逆变电源的应用场合，桥式逆变器遇到了难以克服的困难。桥式逆变电路在工作时为了避免桥臂的直通，必须在上下开关管的开关信号之间加入死区时间。死区时间的引入会导致输出基波电压减小，低次谐波电压增加，波形畸变严重。为了解决死区带来的波形畸变问题，Seon-Hwan.HandK.Jang-Mok在标题为DeadTimeCompensationMethodforVoltage-FedPWMInverter.EnergyConversion（IEEETransactionson,2010.25(1):p.1-10.）的文献中提出了在控制中加入死区补偿机制，但是该做法需要对输出电流进行检测，通过判断电流的极性来决定占空比的增减。而实际中在电流过零点附近对电流极性的检测是很难做到精准的。

Lihua.CandZ.P.Fang在标题为Dead-TimeEliminationforVoltageSourceInverters.PowerElectronics（IEEETransactionson,2008.23(2):p.574-580）的文献中提出了采用无死区时间的控制策略，该控制策略中为了避免桥臂的直通，需要准确的判断开关管的开关状态，实际应用中一般通过检测滤波电感电流或开关管反并二极管的导通状态来判断开关管的开关状态；但由于电感电流存在纹波，再加上各种干扰因素的影响，使得方法的有效性大打折扣，装置的可靠性也大大降低。总之，现有各种方案由于需要对电路中的某些变量进行精确的检测，因而很难在实际装置中应用。

此外，传统的桥式逆变器是一种非隔离型的结构，工作时输出端很容易受到来自输入端的电磁干扰的影响；且开关管难以实现软开关，这限制了电路实现高频化。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提出了一种倍流式差分输出的逆变器，该逆变器在工作中死区时间不会造成占空比丢失，因而从根本上解决了传统逆变器所遇到的困难；同时由于其采用差分输出的结构，因此能够进一步消除由于实际电路的非理想特性带来的波形畸变，同时还具有很高的共模干扰抑制能力，从而得到波形畸变率极低的输出电压。

一种倍流式差分输出的逆变器，由两个子电路组成，所述的子电路为隔离型DC-DC变换电路；所述的DC-DC变换电路的原边为全桥电路结构，副边为倍流整流电路结构；

两个子电路副边的输出端分别接于逆变器负载两端以构成差分输出结构；

所述的子电路用于将直流输入电压变换为带有交流分量的直流输出电压，两个子电路对应的两组直流输出电压在逆变器负载两端作差得到交流输出电压。两组直流输出电压中的交流分量的初始相位分别进行独立的控制。

优选地，两个子电路的原边共用一个桥臂；这样不仅减少了两个功率开关管，使原边电路得到简化，并且有利于逆变器实现原边电路所有开关管的软开关。

所述的子电路原边包括一原边绕组和两个并联的桥臂，每个桥臂由两个带反并二极管的开关管S₁～S₂串联组成；原边绕组的同名端与其中一桥臂的中间节点相连，异名端与另一桥臂的中间节点相连。

优选地，所述的原边绕组的任一端通过隔直电容与对应桥臂的中间节点相连；可以改善高频变压器的磁偏问题，可以在不改变电路工作模式的前提下大大加快隔离变压器漏感电流在电路换流过程中的下降速度，降低对隔离变压器漏感的要求，从而降低了隔离变压器的工艺要求。

省去所述的子电路原边的隔直电容，可使逆变器适用于变压器制作工艺很高且变压器磁偏问题已得到很好解决的场合；省去隔直电容，能够得到更好的输出波形。

优选地，两个开关管S₁～S₂的源极与漏极两端均并联有缓冲电容，所述的缓冲电容为开关管内部的寄生电容或为在寄生电容的基础上外加的一个外置电容；此缓冲电容有利于开关管实现软开关，避免了因开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题。

所述的子电路副边包括两个带反并二极管的开关管S₃～S₄、两个滤波电感L₁～L₂、一副边绕组和一滤波电容C_o1；其中：滤波电感L₁的一端与滤波电感L₂的一端和滤波电容C_o1的一端相连于所述的输出端，滤波电感L₁的另一端与副边绕组的异名端和开关管S₃的漏极相连，滤波电感L₂的另一端与副边绕组的同名端和开关管S₄的漏极相连，滤波电容C_o1的另一端与开关管S₃的源极和开关管S₄的源极相连并接地，两个开关管S₃～S₄的栅极均接收外部控制电路提供的控制信号。

根据实际情况，所述的逆变器负载两端并联有滤波电容C_o3；滤波电容C_o3工作在交流状态下，配合两个DC-DC变换电路副边的滤波电容C_o1工作可以得到更好的输出波形。

作为另一种实施方案：所述的子电路副边包括两个带反并二极管的开关管S₃～S₄、两个滤波电感L₁～L₂和一副边绕组；其中：滤波电感L₁的一端与滤波电感L₂的一端相连于所述的输出端，滤波电感L₁的另一端与副边绕组的异名端和开关管S₃的漏极相连，滤波电感L₂的另一端与副边绕组的同名端和开关管S₄的漏极相连，开关管S₃的源极与开关管S₄的源极相连并接地，两个开关管S₃～S₄的栅极均接收外部控制电路提供的控制信号，所述的逆变器负载两端并联有滤波电容C_o3。此副边电路拓扑得到简化，减少了滤波电容使用量，可以提高装置的可靠性。

本发明逆变器相对现有技术具有以下优点：

（1）本发明逆变器在工作过程中不存在占空比丢失，不需要采取任何的死区补偿策略就可以得到一个畸变率超低的交流输出波形。

（2）本发明逆变器中的功率开关管易于实现软开关，避免了由于开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题，易于实现电路的高频化，同时有利于电路效率的提高。

（3）本发明逆变器原副边电路由高频变压器相互隔离，抑制了输入端对输出端的电磁干扰。

（4）本发明逆变器建立在成熟的技术基础之上，子电路是传统的DC-DC电路，原边为全桥结构，副边为倍流整流结构；电路采用传统的移相全桥PWM调制方法，该方法原理简单、技术成熟。

本发明逆变器可以用来给精密仪器供电，或者用作高品质音响的功率放大器，还可以用来给主动型声呐的水声换能器供电。

附图说明

图1为本发明逆变器第一种实施方式的结构示意图。

图2为本发明逆变器第二种实施方式的结构示意图。

图3为本发明逆变器第三种实施方式的结构示意图。

图4为本发明逆变器第四种实施方式的结构示意图。

图5为本发明逆变器第五种实施方式的结构示意图。

图6为本发明逆变器第六种实施方式的结构示意图。

图7为本发明逆变器输出电压的波形示意图。

图8为本发明逆变器输出电压波形的THD分析示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。

一种倍流式差分输出的逆变器，包括两个隔离型DC-DC变换电路；DC-DC变换电路的原边为全桥电路结构，副边为倍流整流电路结构；两个DC-DC变换电路的原边共用一个桥臂，两个DC-DC变换电路副边的输出端分别接于负载两端以构成差分结构。

如图1所示，原边电路包括：

1）与输入电源并联的第一原边支路，由带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁，带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂，第一缓冲电容C_S1，第二缓冲电容C_S2组成；其中带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的源极和带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的漏极相连于A点，带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的源极与电源的负极相连，第一缓冲电容C_S1的两端分别与带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的漏极和源极相连，第二缓冲电容C_S2的两端分别与带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的漏极和源极相连；

2）与输入电源并联的第二原边支路，由带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃，带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄，第三缓冲电容C_S3，第四缓冲电容C_S4组成；其中带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的源极和带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极相连于B点，带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的源极与电源的负极相连，第四缓冲电容C_S4的两端分别与带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的漏极和源极相连，第三缓冲电容C_S3的两端分别与带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极和源极相连；

3）与输入电源并联的第三原边支路，由带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅，带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆，第五缓冲电容C_S5，第六缓冲电容C_S6组成；其中带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的源极和带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的漏极相连于C点，带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的源极与电源的负极相连，第五缓冲电容C_S5的两端分别与带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的漏极和源极相连，第六缓冲电容C_S6的两端分别与带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的漏极和源极相连；

4）第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁，第一隔直电容C_p1；其中第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁的同名端和带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的源极以及带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的漏极共接于A点，第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁的另一端与第一隔直电容C_p1的一端相连，第一隔直电容C_p1的另一端和带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的源极以及带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极共接于B点；

5）第二隔离变压器T₂的原边绕组N₂₁，第二隔直电容C_p2；其中第二隔离变压器T₂的原边绕组N₂₁的同名端和带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的源极以及带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极共接于B点，第二隔离变压器T₂的原边绕组N₂₁的另一端与第二隔直电容C_p2的一端相连，第二隔直电容C_p2的另一端和带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的源极以及带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的漏极共接于“C”点；

副边电路包括：

1）跨接在输出端口正端D与地之间的第一副边支路，由带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇，第二滤波电感L₂组成；其中第二滤波电感L₂的一端与输出端口正端D相连，第二滤波电感L₂的另一端与带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的漏极相连，带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的源极与地相接；

2）跨接在输出端口正端“D”与地之间的第二副边支路，由带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈，第一滤波电感L₁组成；其中第一滤波电感L₁的一端与输出端口正端D相连，第一滤波电感L₁的另一端与带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的漏极相连，带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的源极与地相接；

3）跨接在输出端口负端E与地之间的第三副边支路，由带反并联二极管D_S9的第九功率开关管S₉，第四滤波电感L₄组成；其中第四滤波电感L₄的一端与输出端口负端E相连，第四滤波电感L₄的另一端与带反并联二极管D_S9的第九功率开关管S₉的漏极相连，带反并联二极管D_S9的第九功率开关管S₉的源极与地相接；

4）跨接在输出端口负端E与地之间的第四副边支路，由带反并联二极管D_S10的第十功率开关管S₁₀，第三滤波电感L₃组成；其中第三滤波电感L₃的一端与输出端口负端E相连，第三滤波电感L₃的另一端与带反并联二极管D_S10的第十功率开关管S₁₀的漏极相连，带反并联二极管D_S10的第十功率开关管S₁₀的源极与地相接；

5）第一隔离变压器T₁的副边绕组N₁₂，第二隔离变压器T₂的副边绕组N₂₂；其中第一隔离变压器T₁的副边绕组N₁₂的异名端与带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的漏极相连，第一隔离变压器T₁的副边绕组N₁₂的同名端与带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的漏极相连；第二隔离变压器T₂的副边绕组N₂₂的同名端与带反并联二极管D_S9的第九功率开关管S₉的漏极相连，第二隔离变压器T₂的副边绕组N₂₂的异名端与带反并联二极管D_S10的第十功率开关管S₁₀的漏极相连；

6）第一滤波电容C_o1，第二滤波电容C_o2；其中第一滤波电容C_o1跨接在输出端口正端“D”与地之间，第二滤波电容C_o2跨接在输出端口的负端“E”与地之间。

图1中第一缓冲电容C_S1、第二缓冲电容C_S2、第三缓冲电容C_S3、第四缓冲电容C_S4、第五缓冲电容C_S5、第六缓冲电容C_S6由单独的电容构成，或者由带反并二极管D_S1的第一功率开关管S₁漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S2的第二功率开关管S₂漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S3的第三功率开关管S₃漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S4的第四功率开关管S₄漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S5的第五功率开关管S₅漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S6的第六功率开关管S₆漏极与源极间的寄生电容构成。

作为另一种实施方式，如图2所示，逆变器的原边电路可以简化。图1中的第一隔直电容C_P1与第二隔直电容C_P2可以被省去。同时逆变器的副边电路保持不变。

作为另一种实施方式，如图3所示，逆变器的副边电路和图1所示的第一种实施方式相比，在输出端口的D、E两端并接了第三滤波电容C_o3，原边电路和图1所示的原边电路相同。

作为另一种实施方式，如图4所示，逆变器的副边电路和图2所示的第二种实施方式相比，在输出端口的D、E两端并接了第三滤波电容C_o3，原边电路和图2所示的原边电路相同。

作为另一种实施方式，如图5所示，逆变器的副边电路和图1所示的第一种实施方式相比，省去了第一滤波电容C_o1、第二滤波电容C_o2，与此同时在输出端口的D、E两端并接了第三滤波电容C_o3，原边电路和图1所示的原边电路相同。

作为另一种实施方式，如图6所示，逆变器的副边电路和图2所示的第二种实施方式相比，省去了第一滤波电容C_o1、第二滤波电容C_o2，与此同时在输出端口的D、E两端并接了第三滤波电容C_o3，原边电路和图2所示的原边电路相同。

图中，带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁、带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂、带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃、带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄、带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅、带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆、带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇、带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈、带反并联二极管D_S9的第九功率开关管S₉、带反并联二极管D_S10的第十功率开关管S₁₀均可以采用普通的MOSFET实现。

本发明逆变器采用传统的移相全桥PWM调制方法，副边电路采用差分输出的结构，原副边电路由高频隔离变压器相互隔离。以图1所示的第一种实施方案为例，令输出电压为V_in，两个移相全桥DC-DC电路的占空比分别为d₁、d₂，变压器匝比为N。则根据倍流式DC-DC电路的特点，可以推出D、E两点的电压表达式分别为 $v_D=\frac{d_1{V}_{\mathrm{in}}}{2N},$ $v_E=\frac{d_2{V}_{\mathrm{in}}}{2N},$ 于是输出电压 $v_o=v_D-v_E=\frac{(d_1-d_2)V_{\mathrm{in}}}{2N}.$ 当d₁、d₂均由一个直流量(D)与交流量(幅值为A，角频率为ω，初相角分别为、)相叠加构成且直流偏置相等时，即则可以得到该输出是一个幅值为频率为初相角为的交流电压。由于电路工作过程不产生占空比丢失，故该交流输出电压具有极高的波形质量。

图7为图1所示逆变器第一种实施方案的仿真波形，图中纵坐标v_o表示输出电压，单位伏特(V)，横坐标表示时间，单位微秒(ms)，输出电压频率为1000赫兹(Hz)。图8为图7所示的输出电压波形的总谐波畸变率（THD）的分析结果。其中纵坐标表示电压幅值，单位伏特(V)，横坐标为谐波次数。f₁表示频率，v_1m表是基波电压幅值。从图7和图8的分析结果可以看出该逆变器输出波形畸变率极低（THD=0.09），证明了本发明技术方案的可行性与优势。

Claims (1)

1.一种倍流式差分输出的逆变器，其特征在于：由两个子电路组成，所述的子电路为隔离型DC-DC变换电路；所述的DC-DC变换电路的原边为全桥电路结构，副边为倍流整流电路结构；

两个子电路副边的输出端分别接于逆变器负载两端以构成差分输出结构；

所述的子电路用于将直流输入电压变换为带有交流分量的直流输出电压，两个子电路对应的两组直流输出电压在逆变器负载两端作差得到交流输出电压；

其中一个子电路副边包括两个带反并二极管的开关管S₇～S₈、两个滤波电感L₁～L₂、一副边绕组N₁₂和一滤波电容C_o1；其中：滤波电感L₁的一端与滤波电感L₂的一端和滤波电容C_o1的一端相连于该子电路副边的输出端，滤波电感L₁的另一端与副边绕组N₁₂的同名端和开关管S₈的漏极相连，滤波电感L₂的另一端与副边绕组N₁₂的异名端和开关管S₇的漏极相连，滤波电容C_o1的另一端与开关管S₇的源极和开关管S₈的源极相连并接地，两个开关管S₇～S₈的栅极均接收外部控制电路提供的控制信号；

另一个子电路副边包括两个带反并二极管的开关管S₉～S₁₀、两个滤波电感L₃～L₄、一副边绕组N₂₂和一滤波电容C_o2；其中：滤波电感L₃的一端与滤波电感L₄的一端和滤波电容C_o2的一端相连于该子电路副边的输出端，滤波电感L₃的另一端与副边绕组N₂₂的异名端和开关管S₁₀的漏极相连，滤波电感L₄的另一端与副边绕组N₂₂的同名端和开关管S₉的漏极相连，滤波电容C_o2的另一端与开关管S₉的源极和开关管S₁₀的源极相连并接地，两个开关管S₉～S₁₀的栅极均接收外部控制电路提供的控制信号；

两个子电路的原边共用一个桥臂；所述的逆变器负载两端并联有滤波电容C_o3；

所述的子电路原边包括一原边绕组和两个并联的桥臂，每个桥臂由两个带反并二极管的开关管串联组成；原边绕组的同名端与其中一桥臂的中间节点相连，异名端与另一桥臂的中间节点相连；所述的原边绕组的任一端通过隔直电容与对应桥臂的中间节点相连；桥臂中的开关管源极与漏极两端并联有缓冲电容，所述的缓冲电容为开关管内部的寄生电容或为在寄生电容的基础上外加的一个外置电容。