[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit Wechselrichterfunktion und Gleichstromstellerfunktion nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
[0002] Derartige Schaltungsanordnungen werden beispielsweise in transformatorlosen Wechselrichtersystemen zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen und Brennstoffzellensystemen verwendet und sind Wechselrichtern mit potentialtrennenden Transformatoren im Allgemeinen hinsichtlich hohem Wirkungsgrad sowie niedrigem Gewicht und Bauvolumen überlegen.
[0003] In der Veröffentlichung B. Burger, Der BWR-500 - trafoloser-Wechselrichter mit höchstem Wirkungsgrad, Symp. PV Solarenergie, OTTI, Staffelstein, März 1994, Seite 556 wird ein transformatorloser Wechselrichter zur Ankopplung einer Fotovoltaikanlage an ein Wechselspannungsnetz vorgestellt, der aus nur drei leistungsführenden Komponenten aufgebaut ist, und zwar einem gleichstromseitigen Glättungskondensator, einer wechselstromseitigen Induktivität und einer zwischenliegenden Wechselrichterbrücke, die aus einer Kombination von vier Taktschaltern, speziell Leistungshalbleiterschaltern in Form von MOSFETs und IGBTs besteht und die Gleichspannung des Solargenerators in eine pulsweitenmodulierte Wechselspannung wandelt. Weitere Wechselrichter-Schaltungsanordnungen zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen sind in der Veröffentlichung B. Gruss et al., 12. Symp.
PV Solarenergie, OTTI, Staffelstein, 26-28.02.1997, Seite 324 für einphasige und dreiphasige Ausführungen beschrieben.
[0004] In der Patentschrift DE 19 732 218 C1 wird eine transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung vorgeschlagen, die eine potentialfeste Leiterverbindung zwischen einem ersten, z.B. eingangsseitigen, Gleichspannungsanschluss und einem ersten, z.B. ausgangsseitigen, Wechselspannungsanschluss aufweist, um EMV-Probleme zu minimieren.
[0005] In der Offenlegungsschrift DE 10 221 592 A1 ist ein Wechselrichter mit zwei eingangsseitigen Gleichspannungsanschlüssen offenbart, denen ein Energiezwischenspeicher und eine Brückenschaltung parallel geschaltet sind, die wenigstens zwei Paralleläste mit jeweils zwei in Reihe geschalteten, getaktet ansteuerbaren Schaltern aufweist. Letzteren ist je eine Gleichrichterdiode parallel geschaltet. Zwei Wechselspannungsanschlüsse sind über je eine Verbindungsleitung mit jeweiliger Speicherdrossel mit je einem der Paralleläste der Brückenschaltung jeweils zwischen zwei der Schalter verbunden. Zwischen den beiden Verbindungsleitungen befindet sich ein ansteuerbarer Schaltkreis, der die beiden Verbindungsleitungen in einem ersten Zustand elektrisch miteinander verbindet und in einem zweiten Zustand elektrisch gegeneinander isoliert.
Dabei wird der Schaltkreis so gesteuert, dass er mit Beginn und während einer Halbwelle der Wechselspannung den ersten Zustand annimmt, wenn die vier Schalter sämtlich geöffnet sind, und den zweiten Zustand einnimmt, wenn wenigstens einer der Schalter geschlossen ist, und gegen Ende einer jeweiligen Halbwelle bis zum Beginn der nächsten Halbwelle im zweiten Zustand bleibt.
[0006] In der Patentschrift DE 19 700 100 C2 ist eine Tiefsetzstellerschaltung mit einem positiven und einem negativen Ausgang zur Erzeugung einer gegen Masse bezogenen Spannung ohne Gleichtakt-Welligkeit an den Ausgängen beschrieben, der einen positiven und einen negativen Zweig, jeweils eine Speicherdrossel und einen Halbleiterschalter in dem positiven und in dem negativen Zweig sowie einen oder zwei Eingangskondensatoren und eine oder zwei Freilaufdioden zwischen dem positiven und dem negativen Zweig aufweist. Die Halbleiterschalter werden periodisch und im Gleichtakt zueinander geöffnet und geschlossen.
In der Ausführungsvariante mit zwei Eingangskondensatoren und zwei Freilaufdioden ist eine feste Leiterverbindung zwischen einem Mittelabgriff der beiden Eingangskondensatoren und einem Mittelabgriff der beiden Freilaufdioden vorgesehen, die sich zudem zu einem Mittelabgriff zweier Ausgangskondensatoren erstreckt, die in Reihe zueinander zwischen den positiven und den negativen Ausgang angeordnet sind.
[0007] In der Veröffentlichung Y. Nishida, A New Simple Topology for Three-Phase Buck-Mode PFC Rectifier, APEC 96, 11th Annual Conf. Proceedings IEEE 1996, Band 2, Seite 531 wird eine spezielle Gleichrichterschaltung beschrieben, die mit einem eingangsseitigen Dreiphasen-IFT-Wandler an eine Drehstromquelle angekoppelt ist und ausgangsseitig eine Gleichstromstellerschaltung beinhaltet, die über eine Dreiphasen-Diodenbrücke mit dem IFT-Wandler gekoppelt ist und zusätzlich zu zwei Hauptzweigen, in denen sich je ein getaktet ansteuerbarer Schalter befindet, einen Mittelzweig aufweist, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen mit einem Zwischenknoten einer ausgangsseitigen Diodenreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen verbindet.
Zusätzlich ist der Mittelzweig an einen Sternpunkt des eingangsseitigen IFT-Wandlers rückgekoppelt. Die beiden Schalter der Gleichstromstellerschaltung können in unterschiedlichen Taktungsmodi angesteuert werden.
[0008] In der Offenlegungsschrift DE 3 832 442 A1 ist eine Schaltungsanordnung zur Stromversorgung elektrischer Verbraucher eines Reisezugwagens aus einer Zugsammelschiene offenbart, wozu ein eingangsseitiger Gleichrichter an die Zugsammelschiene angekoppelt ist und sich an den Eingangsgleichrichter ein Tiefsetzsteller und zwei seriell geschaltete und kapazitiv gekoppelte Thyristoren anschliessen. Aus einer dadurch bereitgestellten Zwischenkreisspannung erzeugen zwei parallele Drehstromwechselrichter eine sinusförmige Spannung, die über Transformatoren potentialgetrennt an Verbraucher weitergeleitet wird.
Der Tiefsetzsteller beinhaltet zwischen zwei Hauptzweigen einen Mittelzweig, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen mit einem Zwischenknoten einer ausgangsseitigen Diodenreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen verbindet. Zusätzlich ist bei diesem Tiefsetzsteller der Mittelzweig mit einem Zwischenknoten einer Kondensatorreihenschaltung verbunden, welche zwischen die Ausgangsklemmen des Tiefsetzstellers angeordnet ist.
[0009] In der Offenlegungsschrift DE 19 725 629 A1 ist ein Wechselrichter mit Gleichspannungszwischenkreis für die Einspeisung sinusförmiger Ströme in ein Wechselstromversorgungsnetz offenbart, der aus zwei Schaltungseinheiten zum Erzeugen des positiven bzw. negativen Teils des Netzstroms aufgebaut ist, wobei jede Schaltungseinheit einen Schalter und eine damit in Reihe geschaltete Diode mit zwischenliegendem Stromabgriff aufweist und beide Schaltungseinheiten zueinander parallel geschaltet sind, wobei sie mittels wenigstens einer Induktivität gegeneinander entkoppelt sind und mittels einer weiteren, gemeinsamen Induktivität verkoppelt sein können. Dabei taktet während jeder Stromhalbwelle jeweils nur einer der beiden Schalter, und ein gleichzeitiges Schalten derselben wird vermieden.
[0010] In der Offenlegungsschrift DE 10 2005 047 373 des Anmelders ist eine Tiefsetzstellerschaltung offenbart, bei welcher ein Mittelzweig, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten einer eingangsseitigen Diodenreihenschaltung verbindet, floatend gehalten wird, d.h. ohne weitere Anbindung an einen anderen potentialführenden Schaltungsteil. Des Weiteren ist dort eine transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit einer solchen Tiefsetzstellerschaltung sowie einer daran angekoppelten Polwender- oder Wechselrichterbrückenschaltung beschrieben. Da die vorliegende Erfindung auch Kenntnisse aus dieser vorigen Erfindung des Anmelders nutzt, wird zur Vermeidung unnötiger Wiederholungen der Inhalt dieser Offenlegungsschrift des Anmelders hiermit durch Verweis in vollem Umfang in die vorliegende Anmeldung aufgenommen.
[0011] Darauf aufbauend sind im Patent CH 698 917 des Anmelders verschiedene Realisierungen eines Gleichstromstellerteils einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung offenbart, die auf unidirektionale Energieübertragung von einer Gleichspannungsseite zu einer Zwischenkreisseite ausgelegt sind, speziell als betragssinusförmig modulierende Tiefsetzsteller, an die sich zwischen dem Zwischenkreis und einer Wechselspannungsseite der Schaltungsanordnung eine Polwenderschaltung als Umrichterschaltung anschliesst. Da die vorliegende Erfindung auch Kenntnisse aus dieser vorigen Erfindung des Anmelders nutzt, wird zur Vermeidung unnötiger Wiederholungen der Inhalt dieser älteren Patentanmeldung des Anmelders hiermit durch Verweis in vollem Umfang in die vorliegende Anmeldung aufgenommen.
[0012] Bei den meisten herkömmlichen potentialverbindenden Tiefsetzstellern und damit ausgerüsteten Wechselrichtern, wie sie gerade auch zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen benutzt werden, werden für die getaktet ansteuerbaren Schalter und die Freilaufdioden Leistungshalbleiter mit relativ hoher Spannungsfestigkeit von z.B. bis 1200 V eingesetzt, insbesondere Leistungshalbleiterschalter vom IGBT-Typ, damit diese die an ihnen wenigstens in bestimmten Schaltzuständen anliegende Spannung in der Höhe der Eingangsspannung aushalten. Mit höherer Spannungsfestigkeit nehmen jedoch die Schaltverluste und die Durchlassverluste deutlich zu.
Ausserdem ist bei diesen herkömmlichen Anordnungen die jeweilige Speicherdrossel auf einen entsprechend hohen Spannungshub und folglich mit relativ grossem Bauvolumen auszulegen, wenn mit hohen Eingangsspannungen von z.B. etwa 330 V bis etwa 1000 V gearbeitet werden soll.
[0013] In bestimmten Anwendungsfällen ist ein bidirektionaler Energietransport zwischen Gleichspannungsseite und Wechselspannungsseite erwünscht, um nicht nur Energie von einer Gleichspannungsquelle, wie einer Photovoltaikanlage oder einem Brennstoffzellensystem, auf die Wechselspannungsseite übertragen zu können, z.B. zur Einspeisung in ein Wechselstromnetz, sondern bei Bedarf auch umgekehrt Energie von der Wechselspannungsseite, z.B. einem öffentlichen Stromnetz, zur Gleichspannungsseite, um dort beispielsweise einen elektrischen Energiespeicher, wie eine Batterie, zu laden und dadurch temporäre Ausfälle des öffentlichen Stromnetzes auch in Zeiträumen überbrücken zu können, in denen die Gleichspannungsquelle nicht genug Energie liefert. Eine weitere Anwendung ist die Bereitstellung von Blindleistung für die Wechselspannungsseite.
[0014] Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, mit der sich elektrische Energie in schaltungstechnisch und funktionell vorteilhafter Weise bidirektional zwischen einer Gleichspannungsseite und einer Wechselspannungsseite übertragen lässt und die im Übrigen die geforderten Strom-/Spannungsumsetzungsfunktionen erfüllt.
[0015] Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung mit Wechselrichter- und Gleichstromstellerfunktion mit den Merkmalen des Anspruchs 1.
[0016] Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung beinhaltet sowohl eine getaktete Tiefsetzstellerschaltung, die eingangsseitig an eine Gleichspannungsseite und ausgangsseitig an einen Zwischenkreis angeschlossen und für eine Energieübertragung von der Gleichspannungsseite zum Zwischenkreis ausgelegt ist, als auch eine getaktete Hochsetzstellerschaltung, die eingangsseitig an den Zwischenkreis und ausgangsseitig an die Gleichspannungsseite angeschlossen und für eine Energieübertragung vom Zwischenkreis zur Gleichspannungsseite ausgelegt ist. Dabei kann die Hochsetzstellerschaltung elektrisch parallel zur Tiefsetzstellerschaltung geschaltet sein.
In Wechselrichterfunktion weist die Schaltungsanordnung eine getaktete Umrichterschaltung zwischen dem Zwischenkreis und der Wechselspannungsseite auf, so dass elektrische Energie bidirektional zwischen der Gleichspannungsseite und der Wechselspannungsseite übertragen werden kann.
[0017] In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung beinhaltet die getaktete Tiefsetzstellerschaltung gemäss Anspruch 2 zwei ansteuerbare Schalter, von denen der eine in einen ersten Hauptzweig zwischen einer ersten Eingangsklemme und einer ersten Ausgangsklemme und der andere in einen zweiten Hauptzweig zwischen einer zweiten Eingangsklemme und einer zweiten Ausgangsklemme der Tiefsetzstellerschaltung angeordnet sind, wobei zwischen die beiden Eingangsklemmen ein Kondensator und zwischen die Ausgangsseiten der beiden Schalter eine Diode angeordnet sind. Es zeigt sich, dass dies eine vorteilhaft einfache Schaltungsrealisierung darstellt, mit der z.B. einer anschliessenden Umrichterschaltung über den Zwischenkreis ein geeigneter Zwischenkreisstrom bereitgestellt werden kann, wozu die beiden Schalter vorzugsweise gleichphasig getaktet werden.
[0018] In einer alternativen vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung beinhaltet die getaktete Tiefsetzstellerschaltung gemäss Anspruch 3 zwei ansteuerbare Schalter, von denen der eine zwischen einer ersten Eingangsklemme und einer ersten Ausgangsklemme in einem ersten Hauptzweig und der andere zwischen einer zweiten Eingangsklemme und einer zweiten Ausgangsklemme in einem zweiten Hauptzweig der Tiefsetzstellerschaltung angeordnet sind, sowie eine eingangsseitige Kondensatorreihenschaltung zwischen den Eingangsklemmen, eine ausgangsseitige Diodenreihenschaltung zwischen den Ausgangsklemmen und einen Mittelzweig, der einen Zwischenknoten der Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten der Diodenreihenschaltung verbindet.
Es zeigt sich auch hier, dass mit dieser Schaltungsrealisierung mit relativ geringem Schaltungsaufwand ein Ausgangsstrom guter Qualität bereitgestellt werden kann, z.B. als Zwischenkreisstrom für eine anschliessende Umrichterschaltung, wobei durch den floatend gehaltenen Mittelzweig die Spannungsbelastung für die Schalter vergleichsweise gering gehalten werden kann.
[0019] In weiterer Ausgestaltung der genannten Tiefsetzstellerschaltungsrealisierungen ist gemäss Anspruch 4 in jedem von deren beiden Hauptzweigen ausgangsseitig je eine Induktivität vorgesehen, die optional miteinander magnetisch gekoppelt sind und dabei in einem einzigen Bauteil integriert sein können. Auch dies trägt zur Verbesserung der Güte der ausgangsseitig bereitgestellten Gleichspannung bzw. Zwischenkreisspannung und zu verringertem Schaltungsaufwand bei.
[0020] In einer Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 5 umfasst die Hochsetzstellerschaltung je eine Reihenschaltung einer Diode und einer Induktivität zwischen einer ersten Eingangsklemme und einer ersten Ausgangsklemme sowie zwischen einer zweiten Eingangsklemme und einer zweiten Ausgangsklemme der Hochsetzstellerschaltung und wenigstens einen getaktet ansteuerbaren Schalter in einem Verbindungszweig von Zwischenknoten der beiden Reihenschaltungen. Dies ermöglicht in schaltungstechnisch vorteilhaft einfacher Weise die gewünschte Hochsetzstellerfunktion.
[0021] In einer weiteren Ausgestaltung dieses Hochsetzstellerschaltungsaufbaus ist gemäss Anspruch 6 in dem Verbindungszweig eine Reihenschaltung zweier getaktet ansteuerbarer Schalter vorgesehen, und der Mittelzweig der Tiefsetzstellerschaltung ist mit einem Zwischenknoten dieser Reihenschaltung verbunden. Dies verknüpft die Vorteile einer solchen Tiefsetzstellervariante mit Mittelzweig mit der zusätzlichen Hochsetzstellerfunktion.
[0022] In einer Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 7 weist der Zwischenkreis zwei Induktivitäten in je einem Hauptzweig und einen Kondensator zwischen den zwei Hauptzweigen auf. Auch dies trägt zu einem insgesamt einfach gehaltenen Schaltungsaufbau bei guter Qualität der Wechselrichterfunktionalität der Schaltungsanordnung bei.
[0023] Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend beschrieben. Hierbei zeigen:
<tb>Fig. 1<sep>ein Blockschaltbild einer Wechselrichter-Schaltungsanordnung zur Ankopplung einer Gleichspannungsseite an eine Wechselspannungsseite mit bidirektionalem Gleichstromsteller,
<tb>Fig. 2<sep>ein Blockschaltbild der Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 1 mit speziell aus Tiefsetzsteller und dazu parallel geschaltetem Hochsetzsteller aufgebautem bidirektionalem Gleichstromsteller,
<tb>Fig. 3<sep>ein Schaltbild einer ersten schaltungstechnischen Realisierung der Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 2,
<tb>Fig. 4<sep>ein Schaltbild einer weiteren schaltungstechnischen Realisierung der Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 2
[0024] Die in Fig. 1 schematisch gezeigte Wechselrichter-Schaltungsanordnung koppelt eine Gleichspannungsseite 1, auf der sich eine Energiespeicher- und/oder Energiequelleneinheit 2 befindet, mit einer Wechselspannungsseite 3, die im hier gezeigten Beispiel eine Impedanz 4 und eine Wechselspannungsquelle 5, z.B. ein öffentliches Stromnetz, beinhaltet, wobei je nach Anwendungsfall auch nur eine dieser beiden Komponenten vorhanden sein kann. Die Wechselrichter-Schaltungsanordnung umfasst eine Gleichstromstellerschaltung 6 zwischen der Gleichspannungsseite 1 und einem Zwischenkreis 7 sowie eine Umrichterschaltung 8 zwischen dem Zwischenkreis 7 und der Wechselspannungsseite 3.
[0025] Die Gleichstromstellerschaltung 6 und die Umrichterschaltung 8 sind beide für bidirektionale Energieübertragung ausgelegt, wie mit einem entsprechenden Energiefluss-Doppelpfeil EF symbolisiert. Dadurch kann je nach eingestellter Betriebsart der Wechselrichter-Schaltungsanordnung Energie von der Gleichspannungsseite 1 zur Wechselspannungsseite 3 oder umgekehrt von der Wechselspannungsseite 3 zur Gleichspannungsseite 1 übertragen werden. Je nach Regelungsverfahren arbeitet der dargestellte Zwischenkreis 7 funktionell als Strom- oder Spannungszwischenkreis.
[0026] In Fig. 2 ist die Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 1mit einer speziellen Realisierung der Gleichstromstellerschaltung 6 mit bidirektionaler Energieübertragungsfähigkeit dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Gleichstromstellerschaltung 6 aus einer Tiefsetzstellerschaltung 6a und einer dazu parallel geschalteten Hochsetzstellerschaltung 6b aufgebaut. Speziell sind die Tiefsetzstellerschaltung 6a mit je einer Eingangsklemme TE1, TE2 und die Hochsetzstellerschaltung 6b mit je einer Ausgangsklemme HA1, HA2 an die Gleichspannungsseite 1 angekoppelt, während die Tiefsetzstellerschaltung 6a mit je einer Ausgangsklemme TA1, TA2 und die Hochsetzstellerschaltung 6b mit je einer Eingangsklemme HE1, HE2 an den Zwischenkreis angekoppelt sind.
Die Tiefsetzstellerschaltung 6a ist auf unidirektionale Energieübertragung von der Gleichspannungsseite 1 zum Zwischenkreis 7 ausgelegt, wie durch einen entsprechenden Energieflusspfeil ET symbolisiert, und die Hochsetzstellerschaltung 6b ist für unidirektionale Energieübertragung vom Zwischenkreis 7 zur Gleichspannungsseite 1 ausgelegt, wie durch einen entsprechenden Energieflusspfeil EH symbolisiert.
[0027] Gemäss diesem Schaltungsaufbau des Gleichstromstellers 6 kann je nach Bedarf und Betriebszustand der Wechselrichter-Schaltungsanordnung elektrische Energie von der Energiespeicher-/Energiequelleneinheit 2 über den Tiefsetzsteller 6a zum Zwischenkreis 7 und von dort über den Umrichter 8 zur Wechselspannungsseite 3 übertragen werden oder umgekehrt von der Wechselspannungsseite 3 über den Umrichter 8 zum Zwischenkreis und von dort über den Hochsetzsteller 6b zur Gleichspannungsseite 1, um dort die Energie z.B. in einer Batterie zu speichern. Ist der Zwischenkreis 7 ein Gleichspannungs-Zwischenkreis, so stellt der Schaltungsaufbau aus dem Tiefsetzsteller 6a und dem dazu parallelen Hochsetzsteller 6b eine Schaltungsanordnung mit bidirektionaler Gleichstromstellerfunktion zur Kopplung zweier Gleichspannungsseiten dar.
Es versteht sich, dass der so aufgebaute bidirektionale Gleichstromsteller 6 als eigenständige Einheit auch in anderen elektrischen Schaltungsanordnungen einsetzbar ist. Gleiches gilt für den Fall, dass der Zwischenkreis 7 funktionell als Strom-Zwischenkreis arbeitet.
[0028] Eine erste vorteilhafte schaltungstechnische Realisierung der Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 2 ist in Fig. 3dargestellt. Die Umrichterschaltung 8 ist dabei als eine Polwenderschaltung mit eingangsseitigem Speicherkondensator C aufgebaut. Über je eine Induktivität L1, L2, die optional magnetisch gekoppelt sein können, ist die Polwenderschaltung an Anschlussklemmen A1, A2 der Wechselspannungsseite 3 angekoppelt. Die Polwenderschaltung ist aus vier getaktet ansteuerbaren Schaltern S1, S2, S3, S4 aufgebaut, die mit einer Grundschwingung der Wechselspannung auf der Wechselspannungsseite 3 getaktet, d.h. geschaltet werden, beispielsweise mit einer Netzspannungsfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz.
Die zusätzlich zum gezeigten Polwenderaufbau hierzu benötigten Polwendersteuerungsmittel sind dem Fachmann an sich bekannt und daher hier nicht näher gezeigt und beschrieben. Es kann hierzu auch auf die oben erwähnten früheren Patentanmeldungen des Anmelders verwiesen werden.
[0029] Die Tiefsetzstellerschaltung 6a weist in der Realisierung von Fig. 3 einen ersten ansteuerbaren Schalter S5 in einem ersten Hauptzweig H1 zwischen der ersten Eingangsklemme TE1 und der ersten Ausgangsklemme TA1 sowie einen zweiten ansteuerbaren Schalter S6 in einem zweiten Hauptzweig H2 zwischen der zweiten Eingangsklemme TE2 und der zweiten Ausgangsklemme TA2 auf. Zwischen die beiden Eingangsklemmen TE1, TE2 ist ein Kondensator Cs angeordnet. Vor den beiden Ausgangsklemmen TA1, TA2 ist je eine Induktivität L3, L4 vorgeschaltet, die optional magnetisch miteinander gekoppelt und z.B. in ein gemeinsames Bauteil integriert sein können. Vor den beiden Induktivitäten L3, L4 ist in einem Zwischenknoten-Verbindungszweig VTz eine Diode D1 zwischen die beiden Hauptzweige H1, H2 angeordnet.
[0030] Die Hochsetzstellerschaltung 6b weist in einem zum ersten Hauptzweig H1 des Tiefsetzstellers 6a parallelen ersten Hauptzweig H3 eine Reihenschaltung aus einer Induktivität LH1 und einer Diode DH1 zwischen ihrer zwischenkreisseitigen ersten Eingangsklemme HE1 und ihrer gleichspannungsseitigen ersten Ausgangsklemme HA1 auf. In gleicher Weise beinhaltet sie in ihrem zum zweiten Hauptzweig H2 des Tiefsetzstellers 6a parallelen zweiten Hauptzweig H4 eine Reihenschaltung aus einer Induktivität LH2 und einer entsprechend gepolten Diode DH2 zwischen ihrer zwischenkreisseitigen zweiten Eingangsklemme HE2 und ihrer gleichspannungsseitigen zweiten Ausgangsklemme HA2.
Des Weiteren weist der Hochsetzsteller 6b einen ansteuerbaren Schalter SH, wie einen Halbleiterschalter, in einem Zwischenknoten-Verbindungszweig VHz auf, der die beiden Hauptzweige H3, H4 an Zwischenknoten zwischen der jeweiligen Induktivität LH1, LH2 und der jeweiligen Diode DH1, DH2 verbindet.
[0031] Fig. 4 zeigt eine weitere vorteilhafte Schaltungsrealisierung für die Wechselrichter-Schaltungsanordnung von Fig. 2, wobei für identische oder funktionell äquivalente Elemente der Übersichtlichkeit halber und zum leichteren Verständnis gleiche Bezugszeichen wie im Ausführungsbeispiel von Fig. 3 verwendet sind und insoweit auf die obigen Erläuterungen zu Fig. 3 verwiesen werden kann. Im Unterschied zur Schaltung von Fig. 3 ist beim Tiefsetzsteller 6a von Fig. 4 gleichspannungsseitig eine Reihenschaltung aus mehreren Kondensatoren zwischen die Eingangsklemmen TE1, TE2 vorgesehen, wobei exemplarisch ein Beispiel mit zwei Kondensatoren C1, C2 gezeigt ist.
Zudem ist an der Ausgangsseite der getaktet ansteuerbaren Schalter S5, S6 eine Diodenreihenschaltung aus mehreren Dioden zwischen die beiden Hauptzweige HA1, HA2 angeordnet, im gezeigten Beispiel exemplarisch eine Reihenschaltung mit zwei Dioden D2, D3. Ein Mittelzweig M verbindet einen Zwischenknoten der Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten der Diodenreihenschaltung. Durch den floatend gehaltenen Mittelzweig M braucht die Spannungsfestigkeit der Schalter S5, S6 theoretisch nur halb so gross zu sein wie die maximal an den Eingangsklemmen TE1, TE2 anstehende Spannung.
[0032] Passend dazu ist im Verbindungszweig VHz des Hochsetzstellers 6b eine Reihenschaltung aus zwei ansteuerbaren Schaltern SH1, SH2 vorgesehen, deren Zwischenknoten unter Bildung eines gemeinsamen Mittelzweiges mit dem Mittelzweig M des Tiefsetzstellers 6a verbunden ist.
[0033] Die Betriebsweise der Schaltungsanordnungen der Fig. 3 und 4versteht sich für den Fachmann anhand des detailliert gezeigten Schaltungsaufbaus. Insbesondere können die Schalter sämtlich oder zum Teil als Halbleiterschalter ausgeführt sein, und es können beliebige geeignete Ansteuerverfahren für die Schalter S1 bis S4 des Polwenders, die Tiefsetzstellerschalter S5, S6 und den oder die Hochsetzstellerschalter SH, SH1, SH2 genutzt werden, wie sie dem Fachmann für derartige Schaltungen an sich bekannt sind.
[0034] Insbesondere kann z.B. eine gleichphasige, d.h. gleichzeitige Taktung der beiden Tiefsetzstellerschalter S5, S6 vorgesehen sein, um betragsinusförmig modulierte Gleichströme im Zwischenkreis 7 zu generieren. Der Gesamtstrom in diesem dynamischen Stromzwischenkreis wird dann von der Umrichterschaltung in einen sinusförmigen Wechselstrom zur phasenrichtigen Einspeisung in die Wechselspannungsseite 3 gewandelt. Für weitere Details bezüglich der Steuerung des Tiefsetzstellers 6a sei auch auf die entsprechenden Ausführungen in den oben erwähnten früheren Patentanmeldungen des Anmelders verwiesen.
[0035] Durch aktiven Betrieb des getakteten Hochsetzstellers 6b lässt sich in umgekehrt analoger Funktionsweise zum Tiefsetzsteller 6a elektrische Energie vom Zwischenkreis 7 zur Gleichspannungsseite 1 übertragen, wobei die Zwischenkreisspannung auf eine höhere Gleichspannung hochgesetzt wird.
[0036] Wie die obige Beschreibung vorteilhafter Ausführungsbeispiele deutlich macht, stellt die Erfindung eine funktionell und unter dem Gesichtspunkt des Schaltungsaufwands sehr vorteilhafte Schaltungsanordnung mit Wechselrichterfunktion und Gleichstromstellerfunktion zur Verfügung, die einen bidirektionalen Energietransport zwischen einer Gleichspannungsseite und einer Wechselspannungsseite ermöglicht. Dies erlaubt einen vollständigen 4-Quadranten-Betrieb mit entsprechend breitem Anwendungsbereich der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.
[0037] So ist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung z.B. als blindstromfähiger Photovoltaik-Wechselrichter einsetzbar, der neben Wirkleistung bei Bedarf auch Blindleistung zu Kompensationszwecken bereitstellen kann. Des Weiteren lässt sich die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung als Batteriestromrichter für dezentrale Netzregelfunktionen wie Spannungs- und/oder Frequenzregelung einsetzen, wobei insbesondere von der Möglichkeit des bidirektionalen Energieflusses in Verbindung mit einem gleichspannungsseitigen Energiespeicher Gebrauch gemacht werden kann. Beispielsweise kann mit einer solchen Schaltungsanordnung schon mit relativ kleinen gleichspannungsseitigen Energiespeichern dezentral ein Wechselstromnetz stabil gehalten werden, indem die Wechselstromfrequenz mit der Wirkleistung und die Spannung mit der Blindleistung am zugehörigen Verknüpfungspunkt gekoppelt werden.
[0038] Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung ist auch als Wechselrichter mit unterbrechungsfreier Stromversorgungsfunktion verwendbar, speziell als Photovoltaik-Wechselrichter in Verbindung mit einer Batterie oder einem anderen elektrischen Energiespeicher. Bei Ausfall des öffentlichen Wechselstromnetzes kann ein solcher Wechselrichter die Energieversorgung im Inselbetrieb im Rahmen seiner Leistungsgrenzen aufrechterhalten.
[0039] Durch Realisierung eines 4-Quadranten-Betriebs lässt sich mit der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung unabhängig von der verwendeten gleichspannungsseitigen Energiequelle, z.B. ein Photovoltaikgenerator oder eine Batterie, eine aktive Kompensation von Oberschwingungen durchführen und dadurch die Netzspannungsqualität steigern. Es sei angemerkt, dass diese Funktion auch ausschliesslich mit einem z.B. kapazitiven elektrischen Energiespeicher auf der Gleichspannungsseite möglich ist, ohne dass eine aktiv elektrische Energie erzeugende Einheit, wie ein Photovoltaikgenerator oder ein Brennstoffzellensystem, zwingend erforderlich ist.
The invention relates to a circuit arrangement with inverter function and DC chopper function according to the preamble of claim 1.
Such circuits are used for example in transformerless inverter systems for grid connection of photovoltaic systems and fuel cell systems and are inverters with potential-separating transformers generally superior in terms of high efficiency and low weight and volume.
In the publication B. Burger, The BWR-500 - transformerless inverter with the highest efficiency, Symp. PV solar energy, OTTI, Staffelstein, March 1994, page 556, a transformerless inverter for coupling a photovoltaic system is presented to an AC voltage network, the consists of only three power-conducting components, namely a DC side smoothing capacitor, an AC-side inductor and an intermediate inverter bridge, which consists of a combination of four clock switches, especially power semiconductor switches in the form of MOSFETs and IGBTs and converts the DC voltage of the solar generator into a pulse width modulated AC voltage. Further inverter circuit arrangements for network coupling of photovoltaic systems are described in the publication B. Gruss et al., 12th Symp.
PV solar energy, OTTI, Staffelstein, 26-28.02.1997, page 324 for single-phase and three-phase versions described.
In the patent DE 19 732 218 C1, a transformerless inverter circuit arrangement is proposed, which is a potential-resistant conductor connection between a first, e.g. input side, DC connection and a first, e.g. output side, AC connection to minimize EMC problems.
In the published patent application DE 10 221 592 A1 discloses an inverter with two input-side DC voltage terminals, which an energy buffer and a bridge circuit are connected in parallel, which has at least two parallel branches, each with two series-connected, clocked controllable switches. The latter, a rectifier diode is connected in parallel. Two AC voltage connections are each connected via a connecting line with respective storage inductor with one of the parallel branches of the bridge circuit between each two of the switches. Between the two connecting lines there is a controllable circuit which electrically connects the two connecting lines in a first state with each other and electrically isolated from each other in a second state.
In this case, the circuit is controlled so that it assumes the first state at the beginning and during a half cycle of the AC voltage, when the four switches are all open, and the second state when at least one of the switches is closed, and towards the end of a respective half cycle remains in the second state until the beginning of the next half wave.
In the patent DE 19 700 100 C2 a buck converter circuit having a positive and a negative output for generating a ground-referenced voltage without common mode ripple is described at the outputs, one positive and one negative branch, each a storage inductor and a Semiconductor switch in the positive and the negative branch and one or two input capacitors and one or two free-wheeling diodes between the positive and the negative branch has. The semiconductor switches are opened and closed periodically and in a common mode.
In the embodiment with two input capacitors and two freewheeling diodes, a fixed conductor connection between a center tap of the two input capacitors and a center tap of the two freewheeling diodes is provided, which also extends to a center tap of two output capacitors, which are arranged in series between the positive and the negative output ,
In the publication Y. Nishida, A New Simple Topology for Three Phase Buck Mode PFC Rectifier, APEC 96, 11th Annual Conf. Proceedings IEEE 1996, Volume 2, page 531 describes a special rectifier circuit is coupled to an input side three-phase IFT converter to a three-phase power source and the output side includes a DC-DC converter circuit which is coupled via a three-phase diode bridge to the IFT converter and in addition to two main branches, in each of which a clocked controllable switch is located, a central branch which connects an intermediate node of an input-side capacitor series circuit between the main branches with an intermediate node of an output-side diode series circuit between the main branches.
In addition, the middle branch is fed back to a neutral point of the input-side IFT converter. The two switches of the DC-DC converter circuit can be controlled in different timing modes.
In the patent application DE 3 832 442 A1 discloses a circuit arrangement for powering electrical consumers of a passenger coach is disclosed from a train bus, for which an input-side rectifier is coupled to the train bus and connect to the input rectifier a buck converter and two series-connected and capacitively coupled thyristors , From an intermediate circuit voltage provided by this, two parallel three-phase inverters generate a sinusoidal voltage, which is then electrically isolated to consumers via transformers.
The buck converter includes between two main branches a middle branch connecting an intermediate node of an input side capacitor series circuit between the main branches to an intermediate node of an output side diode series circuit between the main branches. In addition, in this step-down converter, the middle branch is connected to an intermediate node of a capacitor series circuit which is arranged between the output terminals of the step-down converter.
In the published patent application DE 19 725 629 A1 discloses a DC intermediate circuit inverter for feeding sinusoidal currents in an AC power supply network, which is composed of two circuit units for generating the positive or negative part of the mains current, each circuit unit comprises a switch and a thus connected in series diode with intermediate current tap and both circuit units are connected in parallel to each other, wherein they are decoupled by means of at least one inductor against each other and can be coupled by means of another, common inductance. In each case, only one of the two switches during each current half-cycle, and a simultaneous switching of the same is avoided.
Applicant's published patent application DE 10 2005 047 373 discloses a buck converter circuit in which a center branch connecting an intermediate node of an input-side capacitor bank circuit to an intermediate node of an input-side diode series circuit is kept floating, i. without further connection to another potential-carrying circuit part. Furthermore, there is described a transformerless inverter circuit arrangement having such a buck converter circuit and a pole inverter or inverter bridge circuit coupled thereto. Since the present invention also uses knowledge from this prior invention of the applicant, the content of this disclosure of the applicant is hereby incorporated by reference in its entirety in the present application to avoid unnecessary repetition.
Based on the patent CH 698 917 of the Applicant various realizations of a Gleichstellstellerteils a transformerless inverter circuit arrangement are disclosed, which are designed for unidirectional energy transfer from a DC side to a DC side, especially as absolute sinusoidal modulating step-down converter to which between the DC link and an AC side of the circuit arrangement a Polwenderschaltung connects as a converter circuit. Since the present invention also uses knowledge from this prior invention of the applicant, the content of this earlier patent application of the applicant is hereby incorporated by reference in its entirety in the present application to avoid unnecessary repetition.
In most conventional potential-connecting buck converters and thus equipped inverters, as they are currently being used for network coupling of photovoltaic systems, power semiconductors with a relatively high dielectric strength of, for example, the clocked controllable switches and freewheeling diodes. used to 1200 V, in particular power semiconductor switch of the IGBT type, so that they withstand the voltage applied to them at least in certain switching states voltage in the amount of the input voltage. With higher dielectric strength, however, the switching losses and the forward losses significantly increase.
Moreover, in these conventional arrangements, the respective storage choke is designed for a correspondingly high voltage swing and consequently with a relatively large volume of construction, if with high input voltages of e.g. about 330 V to about 1000 V to be worked.
In certain applications, bidirectional energy transport between the DC side and the AC side is desired in order to not only transfer power from a DC power source such as a photovoltaic system or a fuel cell system to the AC side, e.g. for feeding into an alternating current network, but if necessary also vice versa, energy from the alternating voltage side, e.g. a public power grid, the DC side to load there, for example, an electrical energy storage, such as a battery, and thereby to be able to bridge temporary failures of the public power grid even in periods in which the DC voltage source does not provide enough energy. Another application is the provision of reactive power for the AC side.
The invention is based on the technical problem of providing a circuit arrangement of the type mentioned, with the electrical energy can be transferred bidirectionally in a circuit-technically and functionally advantageous manner between a DC voltage side and an AC side and which, moreover, meets the required current / voltage conversion functions ,
The invention solves this problem by providing a circuit arrangement with inverter and DC chopper function with the features of claim 1.
The inventive circuit arrangement includes both a clocked buck converter circuit, the input side to a DC side and the output side connected to a DC link and is designed for energy transfer from the DC side to the DC link, as well as a clocked boost converter circuit, the input side to the DC link and the output side of the Connected DC side and designed for energy transfer from the DC link to the DC side. In this case, the boost converter circuit can be electrically connected in parallel to the buck converter circuit.
In inverter function, the circuit arrangement has a clocked converter circuit between the intermediate circuit and the AC voltage side, so that electrical energy can be transmitted bidirectionally between the DC voltage side and the AC voltage side.
In an advantageous embodiment of the invention, the clocked buck converter circuit according to claim 2 includes two controllable switch, one of which in a first main branch between a first input terminal and a first output terminal and the other in a second main branch between a second input terminal and a second Output terminal of the buck converter circuit are arranged, wherein between the two input terminals, a capacitor and between the output sides of the two switches are arranged a diode. It can be seen that this represents an advantageously simple circuit realization with e.g. a subsequent DC link current can be provided to a subsequent converter circuit via the DC link, for which purpose the two switches are preferably clocked in phase.
In an alternative advantageous embodiment of the invention, the clocked buck converter circuit according to claim 3 includes two controllable switch, one of which between a first input terminal and a first output terminal in a first main branch and the other between a second input terminal and a second output terminal in a second main branch of the buck converter circuit, and an input side capacitor series circuit between the input terminals, an output side diode series circuit between the output terminals, and a middle branch connecting an intermediate node of the capacitor series circuit to an intermediate node of the diode series circuit.
It also appears here that with this circuit realization with relatively little circuit complexity, a good quality output current can be provided, e.g. as a DC link current for a subsequent converter circuit, wherein the voltage load for the switches can be kept comparatively low by the floating branch held middle branch.
In a further embodiment of said Tiefsetzstellerschaltungsrealisierungen according to claim 4 in each of its two main branches on the output side each provided an inductor, which are optionally magnetically coupled to each other and can be integrated in a single component. This also contributes to improving the quality of the DC voltage or DC link voltage provided on the output side and to reduced circuit complexity.
In a further development of the invention according to claim 5, the boost converter circuit each comprises a series connection of a diode and an inductor between a first input terminal and a first output terminal and between a second input terminal and a second output terminal of the boost converter circuit and at least one clocked controllable switch in a connection branch of intermediate nodes of the two series circuits. This enables the desired boost converter function in a circuit-wise advantageous manner.
In a further embodiment of this boost converter circuit construction according to claim 6, a series connection of two clocked activatable switch is provided in the connection branch, and the central branch of the buck converter circuit is connected to an intermediate node of this series circuit. This combines the advantages of such a center stage buck converter variant with the additional boost converter function.
In a further development of the invention according to claim 7, the intermediate circuit on two inductances in each case a main branch and a capacitor between the two main branches. This also contributes to a generally simple circuit design with good quality of the inverter functionality of the circuit arrangement.
Advantageous embodiments of the invention are illustrated in the drawings and will be described below. Hereby show:
<Tb> FIG. 1 <sep> is a block diagram of an inverter circuit arrangement for coupling a DC voltage side to an AC voltage side with a bidirectional DC-DC converter,
<Tb> FIG. 2 <sep> is a block diagram of the inverter circuit arrangement of FIG. 1 with a bidirectional DC converter constructed specifically of step-down converter and step-up converter connected in parallel thereto, FIG.
<Tb> FIG. 3 <sep> is a circuit diagram of a first circuit implementation of the inverter circuit arrangement of FIG. 2,
<Tb> FIG. 4 <sep> is a circuit diagram of another circuit implementation of the inverter circuit arrangement of FIG. 2
The inverter circuit arrangement shown schematically in Fig. 1 couples a DC side 1, on which there is an energy storage and / or power source unit 2, with an AC side 3, which in the example shown here, an impedance 4 and an AC voltage source 5, e.g. a public power grid, includes, depending on the application, only one of these two components may be present. The inverter circuit arrangement comprises a DC-DC converter circuit 6 between the DC voltage side 1 and an intermediate circuit 7 and a converter circuit 8 between the DC-link 7 and the AC voltage side 3.
The DC-DC converter circuit 6 and the converter circuit 8 are both designed for bidirectional energy transfer, as symbolized by a corresponding energy flow double-headed arrow EF. As a result, energy can be transmitted from the DC voltage side 1 to the AC voltage side 3 or conversely from the AC voltage side 3 to the DC voltage side 1, depending on the operating mode of the inverter circuit arrangement. Depending on the control method, the intermediate circuit 7 shown functions functionally as a current or voltage intermediate circuit.
In Fig. 2, the inverter circuit arrangement of Fig. 1 is shown with a specific implementation of the DC-DC converter circuit 6 with bidirectional power transmission capability. In this embodiment, the DC-DC converter circuit 6 is composed of a buck converter circuit 6a and a boost converter circuit 6b connected in parallel thereto. Specifically, the buck converter circuit 6a, each with an input terminal TE1, TE2 and the boost converter circuit 6b, each with an output terminal HA1, HA2 coupled to the DC voltage side 1, while the buck converter circuit 6a, each with an output terminal TA1, TA2 and the boost converter circuit 6b, each with an input terminal HE1, HE2 are coupled to the DC link.
The buck converter circuit 6a is designed for unidirectional energy transfer from the DC side 1 to the DC link 7, as symbolized by a corresponding energy flow arrow ET, and the boost converter circuit 6b is designed for unidirectional energy transfer from the DC link 7 to the DC side 1, as symbolized by a corresponding energy flow arrow EH.
According to this circuit structure of the DC adjuster 6, depending on the needs and operating state of the inverter circuit electrical energy from the energy storage / power source unit 2 via the buck converter 6a to the DC link 7 and from there via the inverter 8 to the AC voltage side 3 are transmitted or vice versa the AC voltage side 3 via the inverter 8 to the intermediate circuit and from there via the boost converter 6b to the DC voltage side 1 to there the energy, for example to store in a battery. If the intermediate circuit 7 is a DC intermediate circuit, then the circuit configuration of the step-down converter 6a and the step-up converter 6b parallel thereto represents a circuit arrangement with a bidirectional DC-DC controller function for coupling two DC voltage sides.
It is understood that the thus constructed bidirectional DC chopper 6 can be used as an independent unit in other electrical circuit arrangements. The same applies in the event that the intermediate circuit 7 functionally works as a current intermediate circuit.
A first advantageous circuit realization of the inverter circuit arrangement of Fig. 2 is shown in Fig. 3dargestellt. The converter circuit 8 is constructed as a pole-reversing circuit with an input-side storage capacitor C. Via one inductance L1, L2, which can optionally be magnetically coupled, the pole-changing circuit is coupled to connection terminals A1, A2 of the AC voltage side 3. The Polwenderschaltung is composed of four clocked controllable switches S1, S2, S3, S4 clocked with a fundamental of the AC voltage on the AC side 3, i. be switched, for example, with a mains voltage frequency of 50 Hz or 60 Hz.
The Polwendersteuerungsmittel required for this purpose in addition to the Polwenderaufbau shown are known in the art and therefore not shown and described here in detail. Reference may also be made to the applicant's earlier patent applications mentioned above.
In the implementation of FIG. 3, the buck converter circuit 6a has a first controllable switch S5 in a first main branch H1 between the first input terminal TE1 and the first output terminal TA1 and a second controllable switch S6 in a second main branch H2 between the second input terminal TE2 and the second output terminal TA2. Between the two input terminals TE1, TE2 a capacitor Cs is arranged. Before each of the two output terminals TA1, TA2, an inductance L3, L4 is connected upstream, which are optionally magnetically coupled to one another and, for example, can be integrated into a common component. Before the two inductors L3, L4, a diode D1 is arranged between the two main branches H1, H2 in an intermediate node connection branch VTz.
The boost converter circuit 6b has, in a first main branch H3 parallel to the first main branch H1 of the buck converter 6a, a series connection of an inductance LH1 and a diode DH1 between its first input terminal HE1 and its DC side first output terminal HA1. Likewise, in its second main branch H4, which is parallel to the second main branch H2 of the step-down converter 6a, it comprises a series connection of an inductance LH2 and a correspondingly polarized diode DH2 between its intermediate circuit-side second input terminal HE2 and its DC-side second output terminal HA2.
Furthermore, the step-up converter 6b has a controllable switch SH, such as a semiconductor switch, in an intermediate node connection branch VHz, which connects the two main branches H3, H4 to intermediate nodes between the respective inductance LH1, LH2 and the respective diode DH1, DH2.
Fig. 4 shows a further advantageous circuit realization for the inverter circuit arrangement of Fig. 2, wherein for identical or functionally equivalent elements for clarity and for ease of understanding the same reference numerals as in the embodiment of Fig. 3 are used and extent to the above explanations to Fig. 3 can be referenced. In contrast to the circuit of FIG. 3, in the step-down converter 6a of FIG. 4, a series connection of several capacitors is provided between the input terminals TE1, TE2 on the DC side, an example with two capacitors C1, C2 being shown by way of example.
In addition, on the output side of the clocked controllable switch S5, S6, a diode array arrangement of a plurality of diodes between the two main branches HA1, HA2 arranged, in the example shown, a series connection with two diodes D2, D3. A center branch M connects an intermediate node of the capacitor series circuit to an intermediate node of the diode series circuit. Due to the floating middle branch M, the dielectric strength of the switches S5, S6 theoretically needs to be only half as high as the maximum voltage applied to the input terminals TE1, TE2.
Matching this is in the connection branch VHz of the boost converter 6b, a series circuit of two controllable switches SH1, SH2 provided, the intermediate node is connected to form a common central branch with the central branch M of the buck converter 6a.
The operation of the circuit arrangements of FIGS. 3 and 4 is understood by those skilled in the art with reference to the circuit structure shown in detail. In particular, the switches can all or partially be designed as a semiconductor switch, and any suitable driving methods for the switches S1 to S4 of the polarity reverser, the buck converter switch S5, S6 and the or the boost converter switches SH, SH1, SH2 are used, as the skilled person are known per se for such circuits.
In particular, e.g. an in-phase, i. simultaneous clocking of the two buck converter switch S5, S6 be provided to generate modulated sinusoidal DC currents in the DC-link 7. The total current in this dynamic current intermediate circuit is then converted by the converter circuit into a sinusoidal alternating current for phase-correct feeding into the AC voltage side 3. For further details regarding the control of the buck converter 6a, reference should also be made to the corresponding statements in the applicant's aforementioned prior patent applications.
By active operation of the clocked Hochsetzstellers 6b can be in reverse analogue operation to the buck converter 6a electrical energy from the DC bus 7 transmitted to the DC voltage side 1, wherein the DC link voltage is set to a higher DC voltage.
As the above description of advantageous embodiments makes it clear, the invention provides a functionally and from the point of view of circuit complexity very advantageous circuit arrangement with inverter function and DC chopper function, which allows a bidirectional energy transport between a DC side and an AC side. This allows a complete 4-quadrant operation with a correspondingly wide range of applications of the inventive circuit arrangement.
Thus, the circuit arrangement according to the invention is e.g. can be used as a reactive current capable photovoltaic inverter, which can also provide reactive power for compensation purposes in addition to active power as needed. Furthermore, the circuit arrangement according to the invention can be used as a battery rectifier for decentralized network control functions such as voltage and / or frequency control, wherein use can be made in particular of the possibility of bidirectional energy flow in conjunction with a DC voltage-side energy store. For example, with such a circuit arrangement even with relatively small DC voltage side energy storage decentralized AC network can be kept stable by the AC frequency with the active power and the voltage are coupled to the reactive power at the associated connection point.
The inventive circuit arrangement can also be used as an inverter with uninterruptible power supply function, especially as a photovoltaic inverter in conjunction with a battery or other electrical energy storage. In the event of a failure of the public AC network, such an inverter can maintain the energy supply in island operation within its performance limits.
By realizing a 4-quadrant operation, it is possible with the circuit arrangement according to the invention, irrespective of the DC side energy source used, e.g. a photovoltaic generator or a battery, perform an active compensation of harmonics and thereby increase the mains voltage quality. It should be noted that this function is also limited to one e.g. Capacitive electrical energy storage on the DC side is possible without an active electrical energy generating unit, such as a photovoltaic generator or a fuel cell system, is absolutely necessary.