[0001] Die Erfindung bezieht sich auf eine transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
[0002] Derartige Wechselrichter-Schaltungsanordnungen werden beispielsweise zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen und Brennstoffzellensystemen verwendet und sind Wechselrichtern mit potentialtrennenden Transformatoren im Allgemeinen hinsichtlich hohem Wirkungsgrad sowie niedrigem Gewicht und Bauvolumen überlegen.
[0003] In der Veröffentlichung B. Burger, Der BWR-500 - trafoloser Wechselrichter mit höchstem Wirkungsgrad, Symp. PV Solarenergie, OTTI, Staffelstein, März 1994, Seite 556 wird ein transformatorloser Wechselrichter zur Ankopplung einer Fotovoltaikanlage an ein Wechselspannungsnetz vorgestellt, der aus nur drei leistungsführenden Komponenten aufgebaut ist, und zwar einem gleichstromseitigen Glättungskondensator, einer wechselstromseitigen Induktivität und einer zwischenliegenden Wechselrichterbrücke, die aus einer Kombination von vier Taktschaltern, speziell Leistungshalbleiterschaltern in Form von MOSFETs und IGBTs besteht und die Gleichspannung des Solargenerators in eine pulsweitenmodulierte Wechselspannung wandelt. Weitere Wechselrichter-Schaltungsanordnungen zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen sind in der Veröffentlichung B. Gruss et al., 12. Symp.
PV Solarenergie, OTTI, Staffelstein, 26-28.02.1997, Seite 324 für einphasige und dreiphasige Ausführungen beschrieben.
[0004] In der Patenschrift DE 19 732 218 C1 wird eine transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung vorgeschlagen, die eine potentialfeste Leiterverbindung zwischen einem ersten, z.B. eingangsseitigen, Gleichspannungsanschluss und einem ersten, z.B. ausgangsseitigen, Wechselspannungsanschluss aufweist, um EMV-Probleme zu minimieren.
[0005] In der Offenlegungsschrift DE 10 221 592 A1 ist ein Wechselrichter mit zwei eingangsseitigen Gleichspannungsanschlüssen offenbart, denen ein Energiezwischenspeicher und eine Brückenschaltung parallel geschaltet sind, die wenigstens zwei Paralleläste mit jeweils zwei in Reihe geschalteten, getaktet ansteuerbaren Schaltern aufweist. Letzteren ist je eine Gleichrichterdiode parallel geschaltet. Zwei Wechselspannungsanschlüsse sind über je eine Verbindungsleitung mit jeweiliger Speicherdrossel mit je einem der Paralleläste der Brückenschaltung jeweils zwischen zwei der Schalter verbunden. Zwischen den beiden Verbindungsleitungen befindet sich ein ansteuerbarer Schaltkreis, der die beiden Verbindungsleitungen in einem ersten Zustand elektrisch miteinander verbindet und in einem zweiten Zustand elektrisch gegeneinander isoliert.
Dabei wird der Schaltkreis so gesteuert, dass er mit Beginn und während einer Halbwelle der Wechselspannung den ersten Zustand annimmt, wenn die vier Schalter sämtlich geöffnet sind, und den zweiten Zustand einnimmt, wenn wenigstens einer der Schalter geschlossen ist, und gegen Ende einer jeweiligen Halbwelle bis zum Beginn der nächsten Halbwelle im zweiten Zustand bleibt.
[0006] In der Patentschrift DE 19 700 100 C2 ist eine Tiefsetzstellerschaltung mit einem positiven und einem negativen Ausgang zur Erzeugung einer gegen Masse gleichtakt-ripplefreien Spannung an den Ausgängen beschrieben, der einen positiven und einen negativen Zweig, jeweils eine Speicherdrossel und einen Halbleiterschalter in dem positiven und in dem negativen Zweig sowie einen oder zwei Eingangskondensatoren und eine oder zwei Freilaufdioden zwischen dem positiven und dem negativen Zweig aufweist. Die Halbleiterschalter werden periodisch und im Gleichtakt zueinander geöffnet und geschlossen.
In der Ausführungsvariante mit zwei Eingangskondensatoren und zwei Freilaufdioden ist eine feste Leiterverbindung zwischen einem Mittelabgriff der beiden Eingangskondensatoren und einem Mittelabgriff der beiden Freilaufdioden vorgesehen, die sich zudem zu einem Mittelabgriff zweier Ausgangskondensatoren erstreckt, die in Reihe zueinander zwischen den positiven und den negativen Ausgang angeordnet sind.
[0007] In der Veröffentlichung Y. Nishida, A New Simple Topology for Three-Phase Buck-Mode PFC Rectifier, APEC 96, 11<th>Annual Conf. Proceedings IEEE 1996, Band 2, Seite 531 wird eine spezielle Gleichrichterschaltung beschrieben, die mit einem eingangsseitigen Dreiphasen-IFT-Wandler an eine Drehstromquelle angekoppelt ist und ausgangsseitig eine Gleichstromstellerschaltung beinhaltet, die über eine Dreiphasen-Diodenbrücke mit dem IFT-Wandler gekoppelt ist und zusätzlich zu zwei Hauptzweigen, in denen sich je ein getaktet ansteuerbarer Schalter befindet, einen Mittelzweig aufweist, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen mit einem Zwischenknoten einer ausgangsseitigen Diodenreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen verbindet.
Zusätzlich ist der Mittelzweig an einen Sternpunkt des eingangsseitigen IFT-Wandlers rückgekoppelt. Die beiden Schalter der Gleichstromstellerschaltung können in unterschiedlichen Taktungsmodi angesteuert werden.
[0008] In der Offenlegungsschrift DE 3 832 442 A1 ist eine Schaltungsanordnung zur Stromversorgung elektrischer Verbraucher eines Reisezugwagens aus einer Zugsammelschiene offenbart, wozu ein eingangsseitiger Gleichrichter an die Zugsammelschiene angekoppelt ist und sich an den Eingangsgleichrichter ein Tiefsetzsteller und zwei seriell geschaltete und kapazitiv gekoppelte Thyristoren anschliessen. Aus einer dadurch bereitgestellten Zwischenkreisspannung erzeugen zwei parallele Drehstromwechselrichter eine sinusförmige Spannung, die über Transformatoren potentialgetrennt an Verbraucher weitergeleitet wird.
Der Tiefsetzsteller beinhaltet zwischen zwei Hauptzweigen einen Mittelzweig, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen mit einem Zwischenknoten einer ausgangsseitigen Diodenreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen verbindet. Zusätzlich ist bei diesem Tiefsetzsteller der Mittelzweig mit einem Zwischenknoten einer Kondensatorreihenschaltung verbunden, welche zwischen die Ausgangsklemmen des Tiefsetzstellers angeordnet ist.
[0009] In der älteren deutschen Patentanmeldung 10 2005 047 373 des Anmelders ist eine Tiefsetzstellerschaltung offenbart, bei welcher ein entsprechender Mittelzweig, der einen Zwischenknoten einer eingangsseitigen Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten einer eingangsseitigen Diodenreihenschaltung verbindet, floatend gehalten wird, d.h. ohne weitere Anbindung an einen anderen potentialführenden Schaltungsteil. Des Weiteren ist dort eine transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit einer solchen Tiefsetzstellerschaltung sowie einer daran angekoppelten Polwender- oder Wechselrichterbrückenschaltung beschrieben.
Da die vorliegende Erfindung auch Kenntnisse aus dieser vorigen Erfindung des Anmelders nutzt, wird zur Vermeidung unnötiger Wiederholungen der Inhalt dieser älteren Patentanmeldung des Anmelders hiermit durch Verweis in vollem Umfang in die vorliegende Anmeldung aufgenommen.
[0010] Bei den meisten herkömmlichen potentialverbindenden Tiefsetzstellern und damit ausgerüsteten Wechselrichtern, wie sie gerade auch zur Netzankopplung von Fotovoltaikanlagen benutzt werden, werden für die getaktet ansteuerbaren Schalter und die Freilaufdioden Leistungshalbleiter mit relativ hoher Spannungsfestigkeit von z.B. bis 1200 V eingesetzt, insbesondere Leistungshalbleiterschalter vom IGBT-Typ, damit diese die an ihnen wenigstens in bestimmten Schaltzuständen anliegende Spannung in der Höhe der Eingangsspannung aushalten. Mit höherer Spannungsfestigkeit nehmen jedoch die Schaltverluste und die Durchlassverluste deutlich zu.
Ausserdem ist bei diesen herkömmlichen Anordnungen die jeweilige Speicherdrossel auf einen entsprechend hohen Spannungshub und folglich mit relativ grossem Bauvolumen auszulegen, wenn mit hohen Eingangsspannungen von z.B. etwa 330 V bis etwa 1000 V gearbeitet werden soll.
[0011] Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, die gegenüber den oben erläuterten Anordnungen des Standes der Technik insbesondere hinsichtlich verringerter Schaltungskomplexität, hoher Anwendungsflexibilität und Qualität der bereitgestellten Ausgangsspannung verbessert ist.
[0012] Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs.
[0013] Bei der Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 ist speziell wenigstens eine Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit zwischen Eingangsanschlüssen der Polwenderschaltung und/oder zwischen Ausgangsanschlüssen der Polwenderschaltung angeschlossen. Es zeigt sich, dass dadurch mit vergleichsweise geringem Schaltungsaufwand effektiv eine Ausgangsspannung allenfalls geringfügiger Welligkeit im Strom- bzw. Spannungsverlauf bereitgestellt werden kann. Dabei kann die Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit auch als Energieabsorber wirken und dadurch übermässige Belastungen der Polwenderschaltung verhindern, insbesondere schädliche Spannungsspitzen für überspannungsempfindliche Halbleiterschalter der Polwenderschaltung.
Für die Energiespeicher und/oder Spannungsbegrenzereinheit sind jedwede herkömmliche Energiespeicherschaltungen oder Spannungsbegrenzerschaltungen oder kombinierte Energiespeicher- und Spannungsbegrenzerschaltungen einsetzbar, wie sie dem Fachmann geläufig sind. Im Zusammenspiel mit ausgangsseitig der Polwenderschaltung vorzugsweise vorhandenen Induktivitäten kann die Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit eine Filterschaltung bilden, deren Spannungsbegrenzungsschwelle oberhalb eines Scheitelwerts einer ausgangsseitig angekoppelten Wechselspannungsquelle liegt und dadurch im regulären störungsfreien Betrieb nicht greift.
Die Energiespeicher und/oder Spannungsbegrenzereinheit wird dann vorzugsweise so dimensioniert, dass sie die gespeicherte Energie der jeweiligen Induktivität aufnehmen kann, ohne dass dadurch die Spannungsfestigkeit von in der Polwenderschaltung verbauten Halbleiterschaltern überschritten wird.
[0014] Bei der Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 sind speziell mehrere Gleichstromstellerschaltungen vorgesehen, die mit ihrer Ausgangsseite parallel an die Eingangsseite der Polwenderschaltung angekoppelt sind. Dadurch können in schaltungstechnisch vorteilhafter Weise mehrere parallele Gleichstromquellen, z.B. Photovoltaikgeneratoreinheiten oder Brennstoffzelleneinheiten, gemeinsam zur Bereitstellung einer ausgangsseitigen Wechselspannung bzw. zur Ankopplung an eine Wechselspannungsquelle eingesetzt werden.
[0015] In Ausgestaltung dieses Erfindungsaspekts sind gemäss Anspruch 3 Mittel zur getakteten Ansteuerung der mehreren Gleichstromstellerschaltungen in Abhängigkeit von der Anzahl arbeitender, d.h. zum jeweiligen Zeitpunkt in aktivem Gleichstromstellerbetrieb befindlicher Gleichstromstellerschaltungen vorgesehen. Durch die Berücksichtigung der Anzahl von jeweils momentan aktiven Gleichstromstellerschaltungen für deren getaktete Ansteuerung können Stromwelligkeiten in günstiger Weise minimiert werden. In weiterer Ausgestaltung dieser Massnahme ist gemäss Anspruch 4 vorteilhaft ein phasenversetztes Takten der Gleichstromstellerschaltungen in Abhängigkeit von der Anzahl arbeitender Gleichstromstellerschaltungen derart vorgesehen, dass Stromwelligkeiten reduziert, d.h. minimiert sind.
Des Weiteren kann ein Takten der Gleichstromstellerschaltungen mit je nach Anzahl arbeitender Gleichstromstellerschaltungen unterschiedlicher Taktfrequenz vorgesehen sein.
[0016] Gemäss einem weiteren vorteilhaften Aspekt der Erfindung beinhaltet die jeweilige Gleichstromstellerschaltung bei einer Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 zwei getaktet ansteuerbare Halbleiterschalter, von denen der eine zwischen einer ersten Eingangsklemme und einem ersten Hauptzweig und der andere zwischen einer zweiten Eingangsklemme und einem zweiten Hauptzweig der Gleichstromstellerschaltung angeordnet sind, wobei zwischen die erste und zweite Eingangsklemme ein Kondensator und zwischen dem ersten und zweiten Hauptzweig eine Diode angeschlossen sind. Es zeigt sich, dass dies eine vorteilhaft einfache Schaltungsrealisierung darstellt, um der anschliessenden Polwenderschaltung über einen Stromzwischenkreis einen geeigneten Zwischenkreisstrom bereitzustellen, wobei die beiden Halbleiterschalter vorzugsweise gleichphasig getaktet werden.
[0017] Mit einem weiteren vorteilhaften Erfindungsaspekt beinhaltet die jeweilige Gleichstromstellerschaltung bei einer Wechselrichter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 zwei getaktet ansteuerbare Halbleiterschalter, von denen der eine zwischen einer ersten Eingangsklemme und einem ersten Hauptzweig und der andere zwischen einer zweiten Eingangsklemme und einem zweiten Hauptzweig der Gleichstromstellerschaltung angeordnet ist sowie eine eingangsseitige Kondensatorreihenschaltung zwischen den Eingangsklemmen und eine ausgangsseitige Diodenreihenschaltung zwischen den Hauptzweigen und einen Mittelzweig, der einen Zwischenknoten der Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten der Diodenreihenschaltung verbindet.
Es zeigt sich auch hier, dass mit dieser Schaltungsrealisierung mit relativ geringem Schaltungsaufwand ein gut geeigneter Zwischenkreisstrom für die anschliessende Polwenderschaltung bereitgestellt werden kann, wobei durch den floatend gehaltenen Mittelzweig die Spannungsbelastung für die Halbleiterschalter vergleichsweise gering gehalten werden kann.
[0018] In einer Ausgestaltung dieser Schaltungsrealisierung ist gemäss Anspruch 7 eine ausgangsseitige Diode hinter der mit dem Mittelzweig gekoppelten Diodenreihenschaltung zwischen die Hauptzweige der jeweiligen Gleichstromstellerschaltung angeordnet. Dadurch lassen sich die Dioden-Leitendverluste der Gleichstromstellerschaltung reduzieren.
[0019] In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung nach Anspruch 8 sind ausgangsseitig der jeweiligen Gleichstromstellerschaltung in deren beiden Hauptzweigen je eine Induktivität vorgesehen, die optional miteinander magnetisch gekoppelt sind und dabei in einem einzigen Bauteil integriert sein können. Auch dies trägt zur Verbesserung der Güte der ausgangsseitig der Gleichstromstellerschaltung bereitgestellten Zwischenkreisspannung und zu verringertem Schaltungsaufbau bei.
[0020] In einer Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 9 ist die Wechselrichter-Schaltungsanordnung zur Ankopplung an eine Wechselspannungsquelle ausgelegt und beinhaltet Polwendersteuerungsmittel zur getakteten Steuerung der Polwenderschaltung mit einer Grundfrequenz der Wechselspannungsquelle. Damit können beispielsweise eine Mehrzahl von Photovoltaikgeneratoreinheiten oder Brennstoffzelleneinheiten an ein öffentliches Stromnetz angekoppelt werden.
[0021] In einer Weiterbildung der Erfindung nach Anspruch 10 beinhaltet die Polwenderschaltung unipolare und/oder bipolare Halbleiterleistungsschalter in Parallel- und/oder Reihenschaltung als getaktet ansteuerbare Schaltelemente. Dies trägt zur Verringerung von Verlusten der Polwenderschaltung im Teillastbetrieb bei.
[0022] Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend beschrieben. Hierbei zeigen:
<tb>Fig. 1<sep>ein Blockschaltbild einer transformatorlosen Wechselrichter-Schaltungsanordnung zur Ankopplung mehrerer Gleichspannungsquellen an eine Wechselspannungsquelle mit mehreren Gleichstromstellerschaltungen und einer gemeinsam nachgeschalteten Polwenderschaltung,
<tb>Fig. 2<sep>ein Schaltbild einer ersten schaltungstechnischen Realisierung für die jeweilige Gleichstromstellerschaltung von Fig. 1 und
<tb>Fig. 3<sep>ein Schaltbild einer zweiten schaltungstechnischen Realisierung für die jeweilige Gleichstromstellerschaltung von Fig. 1.
[0023] Die in Fig.1 dargestellte transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung koppelt eine beliebige Anzahl n von Gleichstrom- bzw. Gleichspannungsquellen G1, G2, ..., Gn an eine Wechselstrom- bzw. Wechselspannungssenke W an. Die Gleichspannungsquellen G1, G2, ..., Gn können insbesondere Photovoltaikgeneratoreinheiten oder Brennstoffzelleneinheiten sein, bei der Wechselspannungssenke W kann es sich z.B. um ein öffentliches Einphasen-Stromnetz mit 230V/50Hz oder 120V/60Hz handeln.
[0024] Die Wechselrichter-Schaltungsanordnung beinhaltet eintrittsseitig eine der Anzahl n anzukoppelnder Gleichspannungsquellen entsprechende Anzahl von Gleichstromstellerschaltungen GS1, GS2, ..., GSn, die eintrittsseitig an je eine der Gleichspannungsquellen G1, G2, ..., Gn angekoppelt sind und mit je einem ihrer beiden Ausgänge gemeinsam parallel an einen ersten Zwischenkreisknoten KN1 bzw. zweiten Zwischenkreisknoten KN2 angekoppelt sind.
[0025] Eine Polwenderschaltung PW ist mit ihren beiden Eingangsklemmen an je einen dieser beiden Zwischenkreisknoten KN1, KN2 angekoppelt. Über je eine Induktivität L1, L2 ist die Polwenderschaltung PW im folgenden auch kurz Polwender bezeichnet, ausgangsseitig an die Wechselspannungsquelle W geführt, wobei die beiden Induktivitäten L1, L2 optional magnetisch miteinander gekoppelt sind und dabei zwecks vereinfachtem Realisierungsaufwand gemeinsam als ein Bauteil gefertigt sein können. Auch lassen sich bei dieser integrierten Realisierung im Vergleich zur Alternative zweier getrennter Bauteile elektrische Verluste verringern. Der Polwender PW ist aus vier getaktet ansteuerbaren Schaltern S1, S2, S3, S4 aufgebaut, die mit der Grundschwingung der Wechselspannungssenke W getaktet, d.h. geschaltet werden, beispielsweise mit der Netzspannungsfrequenz von 50Hz oder 60Hz.
Die zusätzlich zum gezeigten Polwenderaufbau hierzu benötigten Polwendersteuerungsmittel sind dem Fachmann an sich bekannt und daher hier nicht gezeigt und beschrieben. Bezüglich der vorliegend gezeigten Ausführung des Polwenders PW kann für weitere Details auch auf die oben erwähnte frühere Patentanmeldung des Anmelders verwiesen werden.
[0026] Zwischen die Eingangsklemmen des Polwenders PW ist eine erste Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit ES1 angeschlossen, und in gleicher Weise ist zwischen die Ausgangsklemmen des Polwenders PW eine zweite Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit ES2 angeschlossen. In alternativen Ausführungsformen der Erfindung ist nur eine dieser beiden Einheiten ES1, ES2 vorgesehen. Je nach Anwendungsfall und Bedarf kann für die jeweilige Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit ES1, ES2 eine beliebige herkömmliche Schaltung mit dieser Funktionalität verwendet werden, z.B. eine reine Energiespeicherschaltung, eine reine Spannungsbegrenzerschaltung oder eine kombinierte Energiespeicher- und Spannungsbegrenzerschaltung.
Dabei wirkt der energiespeichernde Schaltungsteil auch als Energieabsorber für die Wechselrichter- Schaltungsanordnung und insbesondere den sich an die Zwischenkreisknoten KN1, KN2 anschliessenden ausgangsseitigen Schaltungsteil. Eine mögliche schaltungstechnische Realisierung für die Energiespeicher- und/oder Spannungsbegrenzereinheit beinhaltet z.B. im einfachsten Fall eine Parallelschaltung eines Varistors und eines Kondensators.
[0027] Die Gleichstromstellerschaltungen GS1, ..., GS2, GSn, im folgenden auch kurz Gleichstromsteller bezeichnet, sind als betragssinusförmig modulierende, transformatorlose Gleichstromsteller ausgelegt, d.h. jeder dieser Gleichstromsteller moduliert den eingangsseitig anliegenden Gleichstrom in einen betragsmässig sinusförmigen Stromverlauf, d.h. einen Stromverlauf, der sich aus einem Sinusverlauf durch "Hochklappen" der negativen Halbwellen ergibt. Die Fig. 2und 3zeigen zwei hierfür mögliche, vorteilhafte Realisierungsvarianten für den jeweiligen Gleichstromsteller GSi (i=1, ..., n).
[0028] Im Ausführungsbeispiel von Fig. 2beinhaltet der jeweilige Gleichstromsteller GSi einen ersten ansteuerbaren Halbleiterschalter S5 in einem ersten Hauptzweig H1 zwischen einer ersten Eingangsklemme E1 und einer ersten Ausgangsklemme A1 sowie einen zweiten ansteuerbaren Halbleiterschalter S6 in einem zweiten Hauptzweig H2 zwischen einer zweiten Eingangsklemme E2 und einer zweiten Ausgangsklemme A2. Zwischen die beiden Eingangsklemmen E1, E2 ist ein Kondensator Cs angeschlossen. Vor den beiden Ausgangsklemmen A1, A2 ist je eine Induktivität L3, L4 vorgeschaltet, die wie oben zu den Induktivitäten L1 und L2 erläutert optional magnetisch miteinander gekoppelt sein können. Vor den beiden Induktivitäten L3, L4 ist eine Diode D1 zwischen die beiden Hauptzweige H1, H2 angeordnet.
[0029] Fig. 3 zeigt eine Schaltungsvariante, wobei für identische oder funktionell äquivalente Elemente gleiche Bezugszeichen wie für die Schaltungsrealisierung von Fig. 2verwendet sind und insoweit auf deren obige Beschreibung verwiesen werden kann. Im Unterschied zur Schaltung von Fig. 2 ist beim jeweiligen Gleichstromsteller GSi gemäss Fig. 3zwischen die Eingangsklemmen E1, E2 eine Reihenschaltung aus mehreren Kondensatoren angeordnet, wobei exemplarisch ein Beispiel mit zwei Kondensatoren C1, C2 gezeigt ist. Zudem ist an der Ausgangsseite der parallelen getaktet ansteuerbaren Halbleiterschalter S5, S6 eine Diodenreihenschaltung aus mehreren Dioden zwischen die beiden Hauptzweige H1, H2 angeordnet, wobei in Fig. 3exemplarisch eine Reihenschaltung mit zwei Dioden D2, D3 gezeigt ist.
Ein Mittelzweig M verbindet einen Zwischenknoten der Kondensatorreihenschaltung mit einem Zwischenknoten der Diodenreihenschaltung. Zwischen der Diodenreihenschaltung D2, D3 und den Induktivitäten L3, L4 ist optional eine weitere Diode D4 zwischen die beiden Hauptzweige H1, H2 angeordnet. Durch den floatend gehaltenen Mittelzweig M braucht die Spannungsfestigkeit der Halbleiterschalter S5, S6 im Fall von Fig. 3nur halb so gross zu sein wie die maximal an den Eingangsklemmen E1, E2 anstehende Spannung.
[0030] Im Betrieb werden die Gleichstromsteller der Fig. 2 und 3, d.h. speziell die Halbleiterschalter S5, S6, geeignet angesteuert, wie dem Fachmann an sich bekannt. Insbesondere kann vorliegend eine gleichphasige, d.h. gleichzeitige Taktung der beiden Schalter S5, S6 vorgesehen sein. Die dadurch von den Gleichstromstellern GS1, GS2, ..., GSn bereitgestellten, betragssinusförmig modulierten Gleichströme addieren sich in den Zwischenspeicherknoten KN1, KN2 von Fig. 1. Der Gesamtstrom in diesem dynamischen Stromzwischenkreis wird dann von den anschliessenden Schaltungskomponenten und insbesondere dem Polwender PW in einen sinusförmigen Wechselstrom zur Einspeisung in die Wechselspannungssenke W umgewandelt.
Die hierzu erforderlichen Steuermittel für die Gleichstromsteller GS1, GS2, ..., GSn und den Polwender PW sind dem Fachmann an sich geläufig und daher hier nicht dargestellt. Für Details hierzu kann auch auf die besagte frühere Patentanmeldung des Anmelders und die dort zitierte Literatur verwiesen werden.
[0031] Dies gilt speziell auch für den Betrieb des Gleichstromstellertyps von Fig. 3, der sich ähnlich in der dortigen Patentanmeldung findet.
[0032] Dabei werden zur Erzielung geringer Ausgangsstromwelligkeiten die Gleichstromsteller GS1, GS2, ..., GSn in einer bevorzugten Ausführungsform speziell abhängig von der Anzahl arbeitender Gleichstromsteller phasenversetzt getaktet, d.h. beispielsweise mit einem gegenseitigen Phasenversatz von 1/n einer Taktperiode, wenn alle n Gleichstromsteller arbeiten.
Wenn einer oder mehrere der Gleichstromsteller zum jeweiligen Zeitpunkt nicht arbeiten, weil beispielsweise ein Teil der vorgeschalteten Photovoltaikgeneratoren oder Brennstoffzelleneinheiten nicht aktiv ist, wird der Phasenversatz für die gegenseitige Taktung der mit ihren Teilströmen zum Gesamtstrom beitragenden, ausgangsseitig parallel geschalteten Gleichstromsteller GS1, GS2, ..., GSn geeignet angepasst bzw. variiert, d.h. bei einer Anzahl j momentan aktiver Gleichstromsteller z.B. durch gegenseitigen Phasenversatz um 1/j einer Taktperiode. Des Weiteren ist vorzugsweise vorgesehen, je nach Anzahl momentan arbeitender Gleichstromsteller ausser der Änderung des Phasenversatzes des Taktsignals für die einzelnen Gleichstromsteller GS1, GS2, ..., GSn auch deren Schaltfrequenz entsprechend anzupassen bzw. zu variieren.
[0033] Insgesamt ergibt sich durch die oben beschriebene Schaltungsauslegung und die spezifische Ansteuerung der Gleichstromsteller GS1, GS2, ..., GSn und des Polwenders PW eine vorteilhaft einfach realisierbare transformatorlose Wechselrichter-Schaltungsanordnung, die mehrere parallele Gleichspannungsquellen bzw. Gleichstromquellen gemeinsam an eine Wechselspannungssenke bzw. Wechselstromsenke anzukoppeln vermag und dabei einen Gesamtausgangsstrom mit vergleichsweise geringer Stromwelligkeit bereitstellt.
[0034] Es versteht sich anhand der obigen Beschreibung und Erläuterungen, dass einzelne Komponenten der Wechselrichter-Schaltungsanordnung auch in anderem Zusammenhang isoliert von den vorliegend gezeigten anderen Schaltungskomponenten vorteilhaft zum Einsatz kommen können. So können Gleichstromsteller mit dem Schaltungsaufbau gemäss Fig. 2oder gemäss Fig. 3auch ohne nachgeschalteten Polwender und ohne ausgangsseitige Parallelschaltung mit anderen Gleichstromstellern für bestimmte andere Anwendungen zum Einsatz kommen. Auch ist in einer entsprechenden Ausführungsform der Erfindung die Verwendung nur eines Gleichstromstellers, d.h. n=1, in der Schaltung gemäss Fig.1möglich.
Bei parallelem ausgangsseitigem Zusammenkoppeln mehrerer Gleichstromsteller nach Art von Fig. 1 kann die oben erwähnte, spezifisch adaptiv an die Anzahl jeweils arbeitender Gleichstromsteller angepasste Taktung der Gleichstromsteller auch in Ausführungsformen ohne nachgeschalteten Polwender zum Einsatz kommen.
The invention relates to a transformerless inverter circuit arrangement according to the preamble of claim 1.
Such inverter circuit arrangements are used, for example for grid connection of photovoltaic systems and fuel cell systems and are inverters with potential-separating transformers generally superior in terms of high efficiency and low weight and volume.
In the publication B. Burger, The BWR-500 - transformerless inverter with the highest efficiency, Symp. PV solar energy, OTTI, Staffelstein, March 1994, page 556, a transformerless inverter for coupling a photovoltaic system is presented to an AC voltage network, the only three power-conducting components is constructed, namely a DC side smoothing capacitor, an AC-side inductor and an intermediate inverter bridge, which consists of a combination of four clock switches, especially power semiconductor switches in the form of MOSFETs and IGBTs and converts the DC voltage of the solar generator into a pulse width modulated AC voltage. Further inverter circuit arrangements for network coupling of photovoltaic systems are described in the publication B. Gruss et al., 12th Symp.
PV solar energy, OTTI, Staffelstein, 26-28.02.1997, page 324 for single-phase and three-phase versions described.
In the patent DE 19 732 218 C1, a transformerless inverter circuit arrangement is proposed, which is a potential-resistant conductor connection between a first, e.g. input side, DC connection and a first, e.g. output side, AC connection to minimize EMC problems.
In the published patent application DE 10 221 592 A1 discloses an inverter with two input-side DC voltage terminals, which an energy buffer and a bridge circuit are connected in parallel, which has at least two parallel branches, each with two series-connected, clocked controllable switches. The latter, a rectifier diode is connected in parallel. Two AC voltage connections are each connected via a connecting line with respective storage inductor with one of the parallel branches of the bridge circuit between each two of the switches. Between the two connecting lines there is a controllable circuit which electrically connects the two connecting lines in a first state with each other and electrically isolated from each other in a second state.
In this case, the circuit is controlled so that it assumes the first state at the beginning and during a half cycle of the AC voltage, when the four switches are all open, and the second state when at least one of the switches is closed, and towards the end of a respective half cycle remains in the second state until the beginning of the next half wave.
In the patent DE 19 700 100 C2 a buck converter circuit having a positive and a negative output for generating a common-mode ripple-free voltage at the outputs is described, the one positive and one negative branch, each a storage inductor and a semiconductor switch in the positive and the negative branch and one or two input capacitors and one or two free-wheeling diodes between the positive and the negative branch. The semiconductor switches are opened and closed periodically and in a common mode.
In the embodiment with two input capacitors and two freewheeling diodes, a fixed conductor connection between a center tap of the two input capacitors and a center tap of the two freewheeling diodes is provided, which also extends to a center tap of two output capacitors, which are arranged in series between the positive and the negative output ,
In the publication Y. Nishida, A New Simple Topology for Three Phase Buck-Mode PFC Rectifier, APEC 96, 11 <th> Annual Conf. Proceedings IEEE 1996, Volume 2, page 531 describes a special rectifier circuit is coupled to an input side three-phase IFT converter to a three-phase power source and the output side includes a DC-DC converter circuit which is coupled via a three-phase diode bridge to the IFT converter and in addition to two main branches, in each of which a clocked controllable switch is located, a central branch which connects an intermediate node of an input-side capacitor series circuit between the main branches with an intermediate node of an output-side diode series circuit between the main branches.
In addition, the middle branch is fed back to a neutral point of the input-side IFT converter. The two switches of the DC-DC converter circuit can be controlled in different timing modes.
In the patent application DE 3 832 442 A1 discloses a circuit arrangement for powering electrical consumers of a passenger coach is disclosed from a train bus, for which an input-side rectifier is coupled to the train bus and connect to the input rectifier a buck converter and two series-connected and capacitively coupled thyristors , From an intermediate circuit voltage provided by this, two parallel three-phase inverters generate a sinusoidal voltage, which is then electrically isolated to consumers via transformers.
The buck converter includes between two main branches a middle branch connecting an intermediate node of an input side capacitor series circuit between the main branches to an intermediate node of an output side diode series circuit between the main branches. In addition, in this step-down converter, the middle branch is connected to an intermediate node of a capacitor series circuit which is arranged between the output terminals of the step-down converter.
Applicant's earlier German Patent Application 10 2005 047 373 discloses a buck converter circuit in which a respective center branch connecting an intermediate node of an input side capacitor bank circuit to an intermediate node of an input side diode bank circuit is kept floating, i. without further connection to another potential-carrying circuit part. Furthermore, there is described a transformerless inverter circuit arrangement having such a buck converter circuit and a pole inverter or inverter bridge circuit coupled thereto.
Since the present invention also uses knowledge from this prior invention of the applicant, the content of this earlier patent application of the applicant is hereby incorporated by reference in its entirety in the present application to avoid unnecessary repetition.
In most conventional potential-connecting buck converters and thus equipped inverters, as they are currently also used for grid connection of photovoltaic systems, power semiconductors with relatively high withstand voltage of e.g. used to 1200 V, in particular power semiconductor switch of the IGBT type, so that they withstand the voltage applied to them at least in certain switching states voltage in the amount of the input voltage. With higher dielectric strength, however, the switching losses and the forward losses significantly increase.
Moreover, in these conventional arrangements, the respective storage choke is designed for a correspondingly high voltage swing and consequently with a relatively large volume of construction, if with high input voltages of e.g. about 330 V to about 1000 V to be worked.
The invention is based on the technical problem of providing a transformerless inverter circuit arrangement of the type mentioned, which is improved over the above-described arrangements of the prior art, in particular in terms of reduced circuit complexity, high application flexibility and quality of the output voltage provided.
The invention solves this problem by providing a transformerless inverter circuit arrangement having the features of the claim.
In the inverter circuit arrangement according to claim 1, at least one energy storage and / or voltage limiting unit is connected in particular between input terminals of the pole changing circuit and / or between output terminals of the pole changing circuit. It can be seen that an output voltage of at most slight ripple in the current or voltage curve can thereby be provided effectively with comparatively little circuit complexity. In this case, the energy storage and / or voltage limiting unit can also act as an energy absorber and thereby prevent excessive loads on the Polwenderschaltung, in particular harmful voltage spikes for overvoltage-sensitive semiconductor switch Polwenderschaltung.
For the energy storage and / or voltage limiting unit, any conventional energy storage circuits or Spannungsbegrenzerschaltungen or combined energy storage and Spannungsbegrenzerschaltungen be used, as they are familiar to the expert. In conjunction with inductors preferably present on the output side of the pole changing circuit, the energy storage and / or voltage limiting unit can form a filter circuit whose voltage limiting threshold lies above a peak value of an AC voltage source coupled on the output side and thus does not intervene in regular, trouble-free operation.
The energy storage and / or voltage limiting unit is then preferably dimensioned such that it can absorb the stored energy of the respective inductance, without thereby exceeding the dielectric strength of semiconductor switches installed in the pole changing circuit.
In the inverter circuit arrangement according to claim 2, a plurality of DC shifter circuits are specifically provided, which are coupled in parallel with its output side to the input side of the pole-changing circuit. As a result, a plurality of parallel DC sources, e.g. Photovoltaic generator units or fuel cell units, are used together to provide an output-side AC voltage or for coupling to an AC voltage source.
In an embodiment of this aspect of the invention according to claim 3 means for clocked driving of the plurality of DC shifter circuits depending on the number of working, i. provided at the time in active DC-DC operation DC-DC circuits. By taking into account the number of each currently active DC chopper circuits for their clocked control current ripples can be minimized in a favorable manner. In a further embodiment of this measure according to claim 4 advantageously provides a phase-shifted clocking of the DC-DC circuits in dependence on the number of DC-DC circuits operating such that current ripples are reduced, i. are minimized.
Furthermore, it is possible to provide a clocking of the DC-DC converter circuits with DC-converter circuits of different clock frequency, which operate depending on the number of units.
According to a further advantageous aspect of the invention includes the respective DC chopper circuit in an inverter circuit arrangement according to claim 5, two clocked triggerable semiconductor switch, one of which between a first input terminal and a first main branch and the other between a second input terminal and a second main branch the DC-DC converter circuit are arranged, wherein between the first and second input terminal, a capacitor and between the first and second main branch, a diode are connected. It turns out that this represents an advantageously simple circuit realization in order to provide the subsequent pole changing circuit via a current intermediate circuit with a suitable intermediate circuit current, wherein the two semiconductor switches are preferably clocked in phase.
With a further advantageous aspect of the invention includes the respective DC chopper circuit in an inverter circuit arrangement according to claim 6, two clocked controllable semiconductor switch, one of which between a first input terminal and a first main branch and the other between a second input terminal and a second main branch of the DC chopper circuit and an input side capacitor series circuit between the input terminals and an output side diode series circuit between the main branches and a center branch connecting an intermediate node of the capacitor series circuit to an intermediate node of the diode series circuit.
It also appears here that with this circuit realization with relatively little circuit complexity, a well-suited DC link current can be provided for the subsequent pole reversal circuit, wherein the voltage load for the semiconductor switches can be kept comparatively low by the floating branched middle branch.
In one embodiment of this circuit realization according to claim 7, an output-side diode behind the coupled with the central branch diode series circuit between the main branches of the respective DC-DC converter circuit is arranged. As a result, the diode Leitendverluste the DC chopper circuit can be reduced.
In a further embodiment of the invention according to claim 8 the output side of the respective DC-DC converter circuit in the two main branches each have an inductance, which are optionally magnetically coupled together and can be integrated in a single component. This, too, contributes to the improvement of the quality of the intermediate circuit voltage provided on the output side of the DC-DC converter circuit and to reduced circuit construction.
In one embodiment of the invention according to claim 9, the inverter circuit arrangement is designed for coupling to an AC voltage source and includes Polwendersteuerungsmittel for clocked control of Polwenderschaltung with a fundamental frequency of the AC voltage source. Thus, for example, a plurality of photovoltaic generator units or fuel cell units can be coupled to a public power grid.
In a further development of the invention according to claim 10, the Polwenderschaltung includes unipolar and / or bipolar semiconductor power switches in parallel and / or series connection as a clocked controllable switching elements. This contributes to the reduction of losses of Polwenderschaltung in part load operation.
Advantageous embodiments of the invention are illustrated in the drawings and will be described below. Hereby show:
<Tb> FIG. 1 <sep> is a block diagram of a transformerless inverter circuit arrangement for coupling a plurality of DC voltage sources to an AC voltage source having a plurality of DC-DC converter circuits and a jointly connected pole-reversing circuit,
<Tb> FIG. 2 <sep> is a circuit diagram of a first circuit implementation for the respective DC-DC converter circuit of FIG. 1 and FIG
<Tb> FIG. 3 <sep> is a circuit diagram of a second circuit implementation for the respective DC-DC converter circuit of FIG. 1.
The transformerless inverter circuit arrangement shown in FIG. 1 couples any number n of direct current or direct voltage sources G1, G2,..., Gn to an alternating current or alternating voltage sink W. The DC voltage sources G1, G2,..., Gn may in particular be photovoltaic generator units or fuel cell units, the AC voltage sink W may be e.g. to trade a public single phase power supply with 230V / 50Hz or 120V / 60Hz.
The inverter circuit includes on the inlet side one of the number n dkoppelnder DC voltage sources corresponding number of Gleichstromstellerschaltungen GS1, GS2, ..., GSn, the input side of each of the DC voltage sources G1, G2, ..., Gn are coupled and with each one of its two outputs are coupled together in parallel to a first DC link node KN1 and second DC link node KN2.
A Polwenderschaltung PW is coupled with its two input terminals to one of these two DC link nodes KN1, KN2. Via one inductor L1, L2, the pole-reversing circuit PW is also referred to as pole reverser in the following, on the output side led to the AC voltage source W, wherein the two inductors L1, L2 are optionally magnetically coupled to each other and can be manufactured together as a component for the purpose of simplified implementation effort. Also can be reduced in this integrated implementation compared to the alternative of two separate components electrical losses. The pole reverser PW is made up of four clocked controllable switches S1, S2, S3, S4, which are clocked with the fundamental of the AC voltage sink W, i. be switched, for example, with the mains voltage frequency of 50Hz or 60Hz.
The Polwendersteuerungsmittel required for this purpose in addition to the Polwenderaufbau shown are known in the art and therefore not shown and described here. With regard to the embodiment of the pole inverter PW shown here, reference may also be made to the applicant's earlier patent application mentioned above for further details.
Between the input terminals of the pole reverser PW, a first energy storage and / or voltage limiter ES1 is connected, and in the same way, a second energy storage and / or voltage limiter unit ES2 is connected between the output terminals of the pole inverter PW. In alternative embodiments of the invention, only one of these two units ES1, ES2 is provided. Depending on the application and requirement, any conventional circuit with this functionality can be used for the respective energy storage and / or voltage limiting unit ES1, ES2, e.g. a pure energy storage circuit, a pure Spannungsbegrenzerschaltung or a combined energy storage and Spannungsbegrenzerschaltung.
In this case, the energy-storing circuit part also acts as an energy absorber for the inverter circuit arrangement and in particular the output-side circuit part which adjoins the intermediate circuit nodes KN1, KN2. One possible circuit implementation for the energy storage and / or voltage limiter unit includes e.g. in the simplest case, a parallel connection of a varistor and a capacitor.
The Gleichstromstellerschaltungen GS1, ..., GS2, GSn, hereinafter also referred to as a DC chopper, are designed as absolute modulated in modulating, transformerless DC chopper, i. Each of these direct current modulators modulates the DC current applied to the input side into a sinusoidal current flow in terms of magnitude, i. a current waveform resulting from a sine wave by "flipping" the negative half-waves. FIGS. 2 and 3 show two possible, advantageous implementation variants for the respective DC-DC converter GSi (i = 1,..., N).
In the embodiment of Fig. 2b includes the respective DC chopper GSi a first controllable semiconductor switch S5 in a first main branch H1 between a first input terminal E1 and a first output terminal A1 and a second controllable semiconductor switch S6 in a second main branch H2 between a second input terminal E2 and a second output terminal A2. Between the two input terminals E1, E2, a capacitor Cs is connected. In front of the two output terminals A1, A2, an inductance L3, L4 is connected upstream, which, as explained above for the inductances L1 and L2, can optionally be magnetically coupled to one another. Before the two inductors L3, L4, a diode D1 is arranged between the two main branches H1, H2.
Fig. 3 shows a circuit variant, wherein for identical or functionally equivalent elements, the same reference numerals as for the circuit realization of Fig. 2verwendet and to that extent can be made to the above description. In contrast to the circuit of FIG. 2, a series arrangement of a plurality of capacitors is arranged between the input terminals E1, E2 in the case of the respective DC-DC converter GSi, an example with two capacitors C1, C2 being shown by way of example. In addition, a diode series circuit of a plurality of diodes is arranged between the two main branches H1, H2 on the output side of the parallel, clocked, controllable semiconductor switches S5, S6, wherein a series connection with two diodes D2, D3 is shown in FIG.
A center branch M connects an intermediate node of the capacitor series circuit to an intermediate node of the diode series circuit. Between the diode series circuit D2, D3 and the inductors L3, L4, a further diode D4 is optionally arranged between the two main branches H1, H2. Due to the floating middle branch M, the dielectric strength of the semiconductor switches S5, S6 in the case of FIG. 3 only needs to be half the maximum voltage present at the input terminals E1, E2.
In operation, the DC choppers of Figs. 2 and 3, i. specifically the semiconductor switches S5, S6, suitably driven, as known in the art. In particular, in the present case, an in-phase, i. simultaneous clocking of the two switches S5, S6 be provided. The absolute sinusoidally modulated DC currents thus provided by the DC regulators GS1, GS2,..., GSn are added to the latching nodes KN1, KN2 of FIG. 1. The total current in this dynamic current intermediate circuit then depends on the subsequent circuit components and in particular the pole reverser PWin converted a sinusoidal alternating current for feeding into the AC sink W.
The control means required for the DC-DC controllers GS1, GS2,..., GSn and the pole inverter PW are familiar to the person skilled in the art and are therefore not shown here. For details, reference may also be made to said Applicant's earlier patent application and the literature cited therein.
This is especially true for the operation of the DC chopper type of Fig. 3, which is similar in the local patent application.
In this case, to achieve low output current ripples, the DC choppers GS1, GS2, ..., GSn clocked in a preferred embodiment, in particular phase-shifted depending on the number of operating DC chopper, i. for example, with a mutual phase offset of 1 / n of one clock period when all n DC choppers are operating.
If one or more of the DC choppers do not work at the respective time, because, for example, a part of the upstream photovoltaic generators or fuel cell units is not active, the phase offset for the mutual clocking of the DC current with its partial currents contributing to the total current, the output side parallel-connected DC chopper GS1, GS2, .. ., GSn suitably adapted or varied, ie for a number j of currently active DC-DC converters, e.g. by mutual phase offset by 1 / j of one clock period. Furthermore, it is preferably provided, depending on the number of currently operating DC chopper except the change of the phase offset of the clock signal for the individual DC choppers GS1, GS2, ..., GSn also adapt their switching frequency accordingly or to vary.
Overall, results from the above-described circuit design and the specific control of the DC chopper GS1, GS2, ..., GSn and the Polwenders PW an advantageously easy to implement transformerless inverter circuit arrangement, the multiple parallel DC voltage sources or DC sources together to an AC voltage sink or AC sink can connect and thereby provides a total output current with relatively low current ripple.
It is understood on the basis of the above description and explanations that individual components of the inverter circuit arrangement can also be used advantageously isolated from the other circuit components shown here in another context. Thus DC choppers with the circuit design according to FIG. 2 or according to FIG. 3 can also be used without downstream pole reversers and without output side parallel connection with other DC choppers for certain other applications. Also, in a corresponding embodiment of the invention, the use of only one DC chopper, i. n = 1, possible in the circuit according to FIG.
In the case of parallel output-side coupling together of a plurality of DC choppers in the manner of FIG. 1, the above-mentioned clocking of the DC choppers, which is adapted specifically to the number of respective DC choppers, can also be used in embodiments without a downstream pole turner.