WO2001033707A1 - Circuit device for the protection of voltage-sensitive electrical components against voltage overload - Google Patents

Circuit device for the protection of voltage-sensitive electrical components against voltage overload Download PDF

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WO2001033707A1
WO2001033707A1 PCT/DE2000/003517 DE0003517W WO0133707A1 WO 2001033707 A1 WO2001033707 A1 WO 2001033707A1 DE 0003517 W DE0003517 W DE 0003517W WO 0133707 A1 WO0133707 A1 WO 0133707A1
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voltage
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comparator
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PCT/DE2000/003517
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Oskar Schallmoser
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Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches

Definitions

  • Circuit arrangement for protecting voltage-sensitive electrical components against voltage overload
  • the invention relates to a circuit arrangement for protecting voltage-sensitive electrical components against overvoltages according to the preamble of claim 1.
  • the invention relates to a circuit arrangement for protecting voltage-sensitive semiconductor components against excessive voltages and against high voltage pulses - so-called transients - which could exceed the load limit of the aforementioned semiconductor components and destroy them.
  • the excessive voltage or the transients can arise, for example, in a voltage converter and can overload the semiconductor switches of the voltage converter if the load connected to the voltage converter is not operated properly.
  • the semiconductor switch of the flyback converter can be overloaded by the induction voltage of the flyback converter inductance if the semiconductor switch of the flyback converter switches into the blocking state and the electrical energy stored in the flyback converter inductance cannot be reduced due to a mismatch in the load or an interruption in the load circuit.
  • the European patent application EP 0 753 987 AI discloses a field effect transistor of a half-bridge inverter, the gate voltage of which is limited to 12 V by means of a Zener diode connected in parallel. They are also bidirectional Threshold switches, for example avalanche diodes, are known for voltage limitation.
  • the previously usual voltage limiting circuits using threshold switches have the particular disadvantage that they do not all meet the requirements for high current carrying capacity, low internal resistance, fast response time and high setting accuracy of the response threshold to a sufficient extent.
  • the circuit arrangement according to the invention for protecting electrical components against voltage overload has a passive network, which has an electrical storage medium for storing at least part of the electrical energy of the voltage or voltage pulses applied to the at least one voltage-sensitive electrical component, and one designed as a shunt regulator active network which serves to dissipate at least part of the electrical energy stored in the electrical storage means from the electrical storage means.
  • the passive network has a short reaction time, so that any high voltages or voltage pulses occurring on the at least one voltage-sensitive electrical component are rapidly dissipated and their electrical energy is supplied to the storage means in a short time.
  • the comparatively slow-reacting active network designed as a shunt regulator reduces the energy content of the storage medium when it has exceeded a predefinable threshold value.
  • the response threshold of the shunt controller can be set to a predeterminable value with an accuracy of approximately 1%.
  • the temperature drift of the response threshold is only 0.03% / K.
  • the impulse resilience and the The dielectric strength of the circuit arrangement according to the invention essentially depends only on the components of the passive network. They are of the order of 10 2 A or 10 3 V to 10 4 V.
  • the circuit arrangement according to the invention is therefore suitable for protecting voltage-sensitive electrical components, in particular also against voltage pulses which have a pulse duration of less than 1 ⁇ s and an electrical power in the kilowatt range have.
  • the storage means of the passive network advantageously consists of at least one capacitor which is charged to a higher voltage level by an excessive voltage or by any voltage pulses which exceed the normal value.
  • the passive network advantageously also has a current valve, via which the electrical energy of the excessive voltage is supplied to the storage means.
  • the current valve prevents the electrical energy stored in the storage means from flowing back to the at least one voltage-sensitive electrical component.
  • the shunt regulator is advantageously implemented by means of the combination of a switching means with a control device, for example by means of the combination of the switching means with a comparator or a proportional regulator or an operational amplifier. A particularly simple and inexpensive circuit arrangement results if the shunt regulator is constructed with the aid of a comparator and a semiconductor switch.
  • the comparator also supplies a Boolean output signal that is suitable for further evaluation, for example in a microcontroller.
  • the circuit arrangement according to the invention is particularly suitable for overvoltage protection of one or more transistors of a switching power supply, for example a switching power supply of the type of an inverter or of the type of a flyback converter.
  • the circuit arrangement according to the invention can be used particularly advantageously in conjunction with a flyback converter and in particular to protect the flyback converter transistor against voltage overload due to the induction voltage generated by the flyback converter inductance.
  • Figure 1 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the first embodiment of the invention and its networking with a flyback converter
  • FIG. 2 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the second embodiment of the invention and its networking with two flyback converters
  • the circuit arrangement according to the invention serves to protect the flyback converter transistor T1 or the flyback converter transistors T21, T22 against voltage overload.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 consists of a flyback converter which is formed by the field effect transistor T1, the inductance L1, the diode D1, the resistor R2 and the capacitor C1 and is fed by the direct voltage source Ul.
  • the load RL to be operated or the load circuit to be operated is connected in parallel with the capacitor C1, which forms the voltage output of the flyback converter.
  • the structure and mode of operation of such a flyback converter are described in the usual specialist books, for example on pages 17 to 19 of the book "Clocked Power Supply” by Jürgen Beckmann, published by Franzis Verlag, 1990 edition.
  • the flyback inductor Ll absorbs energy.
  • the flyback inductor Ll delivers its electrical energy to the capacitor Cl, which serves as a voltage source for the load or the load circuit RL.
  • the flyback inductor Ll cannot reduce its stored energy.
  • the induction voltage of the flyback inductor Ll would in this case Apply to the drain terminal of the transistor Tl and overload it, that is, cause a charge carrier avalanche breakdown in the flyback transistor Tl and possibly even destroy the transistor Tl as a result.
  • a protective circuit is therefore connected to the flyback converter, which has a passive network consisting of components C2 and D2 and an active network designed as a shunt regulator.
  • the capacitor C2 and the diode D2 are arranged in parallel with the flyback inductor L1, so that the flyback converter inductance Ll, the diode D2 and the capacitor C2 form a closed circuit during the blocking phase of the field effect transistor T1.
  • the diode D2 is polarized so that the flyback inductor Ll can discharge into the capacitor C2.
  • the anode of diode D2 is therefore connected to the drain of flyback transistor T1 and to flyback inductor L1, while the cathode of diode D2 is connected to a terminal of capacitor C2.
  • the shunt regulator essentially consists of a comparator IC and a field effect transistor T2, the gate of which is connected to the output of the comparator IC.
  • the drain-source path of the field effect transistor T2 is connected in series with the capacitor C2.
  • the voltage supply of the comparator IC is accomplished with the aid of the direct voltage source U2, the poles of which are connected to the connections V + and V- and which provides a direct voltage of 24 V.
  • the non-inverting input of the comparator IC is connected on the one hand via a resistor R6 to the drain of the field effect transistor T2 and to the cathode of the diode D2 and to the capacitor C2 and on the other hand to the ground via the resistors R7 and R2.
  • the inverting input of the comparator IC is connected on the one hand via a resistor R5 to the positive pole of the voltage source U2 and on the other hand via a Zener diode D3 and the resistor R2 to ground.
  • the output of the comparator IC and the gate of the field effect transistor T2 are connected via the resistor R4 to the positive pole of the voltage source U2.
  • the source terminal of transistor T2 is connected to ground via resistor R3.
  • the negative poles of the voltage sources Ul and U2 are both at the same ground potential.
  • the flyback inductor L1 absorbs electrical energy during the conducting phase of the flyback transistor Tl.
  • the load circuit RL and the capacitor Cl are separated from the direct voltage source Ul by the diode Dl.
  • the electrical energy stored in the magnetic field of the inductor Ll dissipates and flows into the output capacitor Cl and into the load circuit RL.
  • Part of the electrical energy stored in the flyback inductor L1 also flows through the diode D2 into the capacitor C2 and charges it.
  • the voltage dividers of the shunt regulator connected to the inputs of the comparator IC are dimensioned such that the field effect transistor T2 is not turned on as a result.
  • the non-inverting voltage input of the comparator IC detects the electrical potential divided by the voltage dividing resistors R6, R7, R2 at the node, which is defined by the cathode of the diode D2, the drain of the field effect transistor T2 and the capacitor C2, and thus monitors the state of charge of the Capacitor C2.
  • the inverting input of the comparator IC there is a reference voltage obtained from the DC voltage source U2 and divided down by the voltage divider R5, D3, R2, which is compared with the voltage present at the non-inverting input of the comparator IC.
  • the two voltage dividers R6, R7, R2 and R5, D3, R2 are dimensioned such that the voltage applied to the non-inverting input of the comparator IC is less than the voltage applied to the inverting input, as long as the voltage load on the field effect transistor Tl is less than the maximum permissible is.
  • the output of the comparator IC is then in the logic state "low” and the gate of the field effect transistor T2 receives no control signal, so that the drain-source path of the field effect transistor T2 remains in the blocked state. This means that the shunt controller remains deactivated in this case.
  • the output of the comparator IC thereby changes from the logic level “low” to the "high” state, so that the gate of the field effect transistor T2 is acted upon by the resistor R4 with +24 V DC voltage from the voltage source U2 and the drain-source path of the Transistor T2 is switched to the conductive state.
  • the shunt controller is now activated.
  • the capacitor C2 then discharges through the switched transistor T2 and the resistor R3.
  • the field effect transistor T2 forms a constant current sink together with the resistors R3, R4 for this purpose.
  • the field effect transistor T2 and the capacitor C2 has decreased accordingly, that the voltage drop at the non-inverting input of the comparator IC restores the voltage drop at the inverting input falls below, the output state of the comparator IC is reset to "low".
  • the field effect transistor T2 goes back to the blocking state and the shunt controller is deactivated again.
  • the response threshold of the shunt regulator is set so high by the dimensioning of the voltage dividers R6, R7 and R5, D3 that the capacitor C2 can be charged in normal operation up to close to the maximum permissible voltage of the field effect transistor T1 without activating the shunt regulator ,
  • the shunt controller is only activated when the set maximum permissible voltage load of the field effect transistor T1 is reached or exceeded.
  • the diode D2 and the capacitor C2 are dimensioned such that the electrical energy of transients with a pulse duration of less than 1 ⁇ s and an electrical power in the kilowatt range can be absorbed by the capacitor C2 in a sufficiently short time and therefore no charge avalanche. breakthrough on the field effect transistor Tl is caused by such transients.
  • a preferred area of application of the protective circuit according to the invention is the flyback converter arrangement for generating pulse voltage sequences for the operation of dielectrically impeded discharges, which is disclosed in EP 0781 078 A2.
  • the protection circuit according to the invention is, as described in the exemplary embodiment above, on the flyback converter of the type disclosed in EP 0 781 078 A2 disclosed circuit arrangement and is used to protect the flyback transistor from any transients caused, for example, by a MOSFET or insulated gate bipolar transistor (IGBT) operating as a pulse generator.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement in accordance with a second exemplary embodiment of the invention.
  • FIG. 2 shows the use of the protective circuit according to the invention in a circuit arrangement for operating two discharge lamps LP1, LP2 with dielectrically impeded electrodes.
  • Each of the two discharge lamps LP1, LP2 is operated on a separate flyback converter T21, Trl or T22, Tr2.
  • the two flyback converters each consist of a field effect transistor T21 or T22 and a transformer Trl or Tr2, the transformers Trl, Tr2 each having a primary winding wl1 or w21 and two secondary windings wl2, wl3 or w22, w23.
  • the series circuits each consisting of the primary winding wl l or w21 and the flyback transistor T21 or T22 are connected to the connections j20, j21 of a DC voltage source.
  • the connections j20 are all at ground potential, while the positive pole of the DC voltage source is connected to the connection j21.
  • the series circuits each consisting of the first secondary winding wl2 or w22, the discharge lamp LP1 or LP2 and the second secondary winding wl3 or w23 are arranged in parallel with the primary winding wl 1 or w21 of the transformer Trl or Tr2.
  • the two discharge lamps LP1, LP2 are each subjected to high-frequency voltage pulses by the corresponding flyback converter.
  • the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment has a protective circuit which has a passive network consisting of the diodes D21, D22 and the capacitor C20 and a shunt regulator essentially formed by the field effect transistor T20 and the comparator IC2.
  • the structure and mode of operation of this protective circuit are essentially the same as that of the first exemplary embodiment.
  • the protective circuit in particular the shunt regulator, is activated when only one of the flyback transistors T21, T22 is already loaded with an excessive voltage or excessive voltage pulses.
  • the protective circuit is connected to the two flyback converters via diodes D21, D22.
  • the drain connection of the respective flyback converter transistor T21 or T22 is connected to the anode of the respective diode D21 or D22.
  • the cathodes of both diodes D21 and D22 are connected to a first connection of the capacitor C20, while the second connection of the capacitor C20 is connected to the positive pole j21 of the DC voltage source.
  • the first connection of the capacitor C20 is also connected to the ground potential j20 both via the resistor R20 and the drain-source path of the field effect transistor T20 and via the voltage dividing resistors R22 and R23.
  • the center tap between the voltage divider resistors R22, R23 is connected to the non-inverting input of the comparator IC2.
  • the field effect transistor T20 is controlled by the comparator IC2.
  • the gate of the field effect transistor T20 is connected to the output of the comparator IC2 and, via the resistor R21, to the positive pole j22 of an auxiliary DC voltage source which also serves to supply the comparator IC2 with a DC voltage.
  • the voltage supply connections V + or V- of the comparator are connected to the positive pole j22 of the auxiliary voltage source or to the ground potential j20.
  • a capacitor C21 is connected in parallel with the two connections V +, V-.
  • the non-inverting input of the comparator IC2 monitors the voltage drop across the capacitor C20. It is fed back via resistor R27 to the output of comparator IC2.
  • the inverting input of the comparator IC2 is connected to a Reference voltage is applied, which is generated with the aid of the control voltage source IC3 and the resistors R24, R25, R26 from the auxiliary voltage source.
  • the control input of the reference voltage source IC3 is controlled by means of the voltage dividing resistors R25, R26 and by means of the resistor R24.
  • the center tap between the resistors R25 and R26 is connected to the control input of the reference voltage source IC3.
  • the auxiliary voltage of connections J22, j20 is applied to the series connection of resistors R24, R25 and R26.
  • the mode of operation of the protective circuit of the second exemplary embodiment is essentially the same as that of the first exemplary embodiment. If at least one of the flyback converter transistors T21 or T22 is subjected to an excessive voltage or voltage pulses by the transformers Trl or Tr2, this leads directly to a further charging of the capacitor C20 which exceeds the usual level during normal operation. The excessive charging of the capacitor C20 results in a correspondingly higher voltage drop across the capacitor C20, which is detected by means of the voltage divider resistors R22, R23 at the inverting input of the comparator IC2. With the help of the auxiliary DC voltage source j22, j20 and the resistor R24, and the reference voltage source IC3, a reference voltage is generated at the inverting input of the comparator IC2.
  • the capacitor C20 is charged so far and the potential at the node defined by the capacitor C20, the diodes D21, D22 and the resistor R20 is raised so far that the voltage drop at non-inverting input of comparator IC2 exceeds the voltage drop at the inverting input.
  • the output of the comparator IC2 thereby changes from the logic level "low” to the "high” state, so that the gate of the field effect transistor T20 is supplied with +15 V DC voltage from the connection j22 of the auxiliary voltage source via the resistor R21 and the drain-source Route of the transistor T20 is switched to the conductive state.
  • the shunt controller is now activated.
  • the capacitor C20 then discharges through the resistor R20 and the switched transistor T20.
  • the field effect transistor T20 together with the resistor R21 forms a current sink for this purpose.
  • the output state of the comparator IC2 is reset to "low".
  • the field effect transistor T20 changes back to the blocking state and the shunt controller is thereby deactivated again.
  • the feedback resistor R27 causes the comparator IC2 to have a hysteresis and the capacitor C20 to be discharged a little more than necessary.
  • the response threshold of the shunt controller is set so high by the dimensioning of the voltage dividers R22, R23 and R25, R26, IC3 that the capacitor C20 can be charged in normal operation up to the maximum permissible voltage of the field effect transistors T21 and T22 without the To activate the shunt controller.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments described in more detail above.
  • the capacitor C20 of the passive network can be connected to j20, ie ground, instead of j21.
  • the protective circuit according to the invention can also be used in connection with other switching power supplies, for example in connection with an inverter, a step-down converter or a step-up converter, in order to protect the switching transistors or the switching transistor of the switching power supply from voltage overload.
  • Table 1 Dimensioning of the electrical components used in the first embodiment

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Abstract

The invention relates to a circuit device for protecting voltage-sensitive electrical components against voltage-overload. Said circuit device has a passive network (D2, C2) comprising an electrical accumulator (C2). Said accumulator is used to store at least one fraction of the electrical energy which is supplied to at least one voltage-sensitive electrical component (T1) to generate a voltage or voltage impulse. The invention also relates to an active network embodied as a shunt regulator (T2, IC) which is used to remove at least one portion of the electrical energy stored in the electrical accumulator (C2) from said electrical accumulator (C2).

Description

Schaltungsanordnung zum Schutz spannungsempfindlicher elektrischer Bauteile gegen SpannungsüberlastungCircuit arrangement for protecting voltage-sensitive electrical components against voltage overload
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schutz spannungsempfindlicher elektrischer Bauteile gegen Überspannungen gemäß des Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement for protecting voltage-sensitive electrical components against overvoltages according to the preamble of claim 1.
I. Technisches GebietI. Technical field
Insbesondere betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Schutz von span- nungsempfindlichen Halbleiterbauteilen gegen überhöhte Spannungen und gegen hohe Spannungsimpulse - sogenannte Transienten -, die die Belastungsgrenze der vorgenannten Halbleiterbauteile übersteigen und diese zerstören könnten. Die überhöhte Spannung oder die Transienten können beispielsweise in einem Spannungswandler entstehen und zur Überlastung der Halbleiterschalter des Spannungswand- lers führen, wenn die an dem Spannungswandler angeschlossene Last nicht ordnungsgemäß betrieben wird. Speziell bei Sperrwandlern kann der Halbleiterschalter des Sperrwandlers durch die Induktionsspannung der Sperrwandlerinduktivität überlastet werden, wenn der Halbleiterschalter des Sperrwandlers in den sperrenden Zustand schaltet und aufgrund einer Fehlanpassung der Last oder einer Unterbrechung des Lastkreises die in der Sperrwandlerinduktivität gespeicherte elektrische Energie nicht abgebaut werden kann.In particular, the invention relates to a circuit arrangement for protecting voltage-sensitive semiconductor components against excessive voltages and against high voltage pulses - so-called transients - which could exceed the load limit of the aforementioned semiconductor components and destroy them. The excessive voltage or the transients can arise, for example, in a voltage converter and can overload the semiconductor switches of the voltage converter if the load connected to the voltage converter is not operated properly. In the case of flyback converters in particular, the semiconductor switch of the flyback converter can be overloaded by the induction voltage of the flyback converter inductance if the semiconductor switch of the flyback converter switches into the blocking state and the electrical energy stored in the flyback converter inductance cannot be reduced due to a mismatch in the load or an interruption in the load circuit.
II. Stand der TechnikII. State of the art
Bisher wurden spannungsempfindliche elektrische Bauteile durch parallelgeschaltete, spannungsbegrenzende Bauelemente vor Überspannungen geschützt. Beispielsweise ist in der europäischen Offenlegungsschrift EP 0 753 987 AI ein Feldeffekttransistor eines Halbbrückenwechselrichters offenbart, dessen Gatespannung mittels einer parallelgeschalteten Zenerdiode auf 12 V begrenzt wird. Femer sind auch bidirektionale Schwellwertschalter, beispielsweise Avalanchedioden, zur Spannungsbegrenzung bekannt. Die bisher üblichen Spannungsbegrenzungsschaltungen mittels Schwellwertschaltern haben insbesondere den Nachteil, daß mit ihnen die Forderungen nach hoher Strombelastbarkeit, geringem Innenwiderstand, schneller Reaktionszeit und hoher Einstellungsgenauigkeit der Ansprechschwelle nicht alle gleichzeitig in einem ausreichenden Maß erfüllt werden.So far, voltage-sensitive electrical components have been protected from overvoltages by means of voltage-limiting components connected in parallel. For example, the European patent application EP 0 753 987 AI discloses a field effect transistor of a half-bridge inverter, the gate voltage of which is limited to 12 V by means of a Zener diode connected in parallel. They are also bidirectional Threshold switches, for example avalanche diodes, are known for voltage limitation. The previously usual voltage limiting circuits using threshold switches have the particular disadvantage that they do not all meet the requirements for high current carrying capacity, low internal resistance, fast response time and high setting accuracy of the response threshold to a sufficient extent.
Hl. Darstellung der ErfindungHoly representation of the invention
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bereitzustellen, die die Nachteile des Standes der Technik überwindet.It is the object of the invention to provide a circuit arrangement according to the preamble of patent claim 1, which overcomes the disadvantages of the prior art.
Diese Aufgabe wird für eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.This object is achieved according to the invention for a generic circuit arrangement by the characterizing features of claim 1. Particularly advantageous embodiments of the invention are described in the subclaims.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Schutz elektrischer Bauteile gegen Spannungsüberlastung besitzt ein passives Netzwerk, das ein elektrisches Speicher- mittel zur Speicherung wenigstens eines Teils der elektrischen Energie der an dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil anliegenden Spannung bzw. Spannungsimpulse aufweist, und ein als Shunt-Regler ausgebildetes aktives Netzwerk, das dazu dient, wenigstens einen Teil der in dem elektrischen Speichermittel gespeicherten elektrischen Energie von dem elektrischen Speichermittel abzuführen. Das passive Netzwerk besitzt eine kurze Reaktionszeit, so daß etwaige an dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil auftretende hohe Spannungen bzw. Spannungsimpulse schnell abgebaut werden und ihre elektrische Energie in kurzer Zeit dem Speichermittel zugeführt wird. Das vergleichsweise langsam reagierende, als Shunt-Regler ausgebildete aktive Netzwerk verringert den Energieinhalt des Speichermittels, wenn dieser einen vorgebbaren Schwellenwert überschritten hat. Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers kann mit einer Genauigkeit von ungefähr 1% auf einen vorgebbaren Wert eingestellt werden. Die Temperaturdrift der Ansprechschwelle beträgt nur 0,03 %/K. Die Impulsbelastbarkeit und die Spannungsfestigkeit der erfmdungsgemäßen Schaltungsanordnung hängen im wesentlichen nur von den Komponenten des passiven Netzwerkes ab. Sie liegen in der Größenordnung von 102 A bzw. 103 V bis 104 V. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich daher zum Schutz von spannungsempfindlichen elektrischen Bauteilen insbesondere auch vor Spannungsimpulsen, die eine Impulsdauer von weniger als 1 μs und eine elektrische Leistung im Kilowattbereich besitzen.The circuit arrangement according to the invention for protecting electrical components against voltage overload has a passive network, which has an electrical storage medium for storing at least part of the electrical energy of the voltage or voltage pulses applied to the at least one voltage-sensitive electrical component, and one designed as a shunt regulator active network which serves to dissipate at least part of the electrical energy stored in the electrical storage means from the electrical storage means. The passive network has a short reaction time, so that any high voltages or voltage pulses occurring on the at least one voltage-sensitive electrical component are rapidly dissipated and their electrical energy is supplied to the storage means in a short time. The comparatively slow-reacting active network designed as a shunt regulator reduces the energy content of the storage medium when it has exceeded a predefinable threshold value. The response threshold of the shunt controller can be set to a predeterminable value with an accuracy of approximately 1%. The temperature drift of the response threshold is only 0.03% / K. The impulse resilience and the The dielectric strength of the circuit arrangement according to the invention essentially depends only on the components of the passive network. They are of the order of 10 2 A or 10 3 V to 10 4 V. The circuit arrangement according to the invention is therefore suitable for protecting voltage-sensitive electrical components, in particular also against voltage pulses which have a pulse duration of less than 1 μs and an electrical power in the kilowatt range have.
Das Speichermittel des passiven Netzwerkes besteht vorteilhafterweise aus mindestens einem Kondensator, der durch eine überhöhte Spannung oder durch etwaige, den Normalwert übersteigende Spannungsimpulse auf ein höheres Spannungsniveau aufgeladen wird. Vorteilhafterweise weist das passive Netzwerk zusätzlich ein Stromventil auf, über das dem Speichermittel die elektrische Energie der überhöhten Spannung zugeführt wird. Das Stromventil verhindert ein Zurückfließen der im Speichermittel gespeicherten elektrischen Energie zu dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil. Der Shunt-Regler wird vorteilhafterweise mittels der Kombination eines Schaltmittels mit einer Regelvorrichtung realisiert, beispielsweise mittels der Kombination des Schaltmittels mit einem Komparator oder einem Proportional-Regler oder einem Operationsverstärker. Eine besonders einfache und kostengünstige Schaltungsanordnung ergibt sich, wenn der Shunt-Regler mit Hilfe eines Komparators und eines Halbleiterschalters aufgebaut werden. Außerdem liefert der Komparator ein boolesches Ausgangssignal, das sich zur weiteren Auswertung, beispielsweise in einem Mikrocontroller eignet.The storage means of the passive network advantageously consists of at least one capacitor which is charged to a higher voltage level by an excessive voltage or by any voltage pulses which exceed the normal value. The passive network advantageously also has a current valve, via which the electrical energy of the excessive voltage is supplied to the storage means. The current valve prevents the electrical energy stored in the storage means from flowing back to the at least one voltage-sensitive electrical component. The shunt regulator is advantageously implemented by means of the combination of a switching means with a control device, for example by means of the combination of the switching means with a comparator or a proportional regulator or an operational amplifier. A particularly simple and inexpensive circuit arrangement results if the shunt regulator is constructed with the aid of a comparator and a semiconductor switch. The comparator also supplies a Boolean output signal that is suitable for further evaluation, for example in a microcontroller.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich insbesondere zum Überspannungsschutz eines oder mehrerer Transistoren eines Schaltnetzteils, beispielsweise eines Schaltnetzteils vom Typ eines Wechselrichters oder vom Typ eines Sperrwandlers. Besonders vorteilhaft läßt sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in Verbindung mit einem Sperrwandler und insbesondere zum Schutz des Sperrwandlertransistors vor Spannungsüberlastung durch die von der Sperrwandlerinduktivität erzeugte Induktionsspannung verwenden. IV. Beschreibung der bevorzugten AusführungsbeispieleThe circuit arrangement according to the invention is particularly suitable for overvoltage protection of one or more transistors of a switching power supply, for example a switching power supply of the type of an inverter or of the type of a flyback converter. The circuit arrangement according to the invention can be used particularly advantageously in conjunction with a flyback converter and in particular to protect the flyback converter transistor against voltage overload due to the induction voltage generated by the flyback converter inductance. IV. Description of the Preferred Embodiments
Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:The invention is explained in more detail below on the basis of a preferred exemplary embodiment. Show it:
Figur 1 Eine schematische Darstellung der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung und ihre Vernetzung mit einem SperrwandlerFigure 1 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the first embodiment of the invention and its networking with a flyback converter
Figur 2 Eine schematische Darstellung der Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung und ihre Vernetzung mit zwei SperrwandlernFigure 2 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the second embodiment of the invention and its networking with two flyback converters
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dient bei den beiden bevorzugten Aus- führungsbeispielen zum Schutz des Sperrwandlertransistors Tl bzw. der Sperrwandlertransistoren T21, T22 vor Spannungsüberlastung.In the two preferred exemplary embodiments, the circuit arrangement according to the invention serves to protect the flyback converter transistor T1 or the flyback converter transistors T21, T22 against voltage overload.
Die in der Figur 1 abgebildete Schaltungsanordnung besteht aus einem Sperrwandler, der von dem Feldeffekttransistor Tl, der Induktivität Ll, der Diode Dl, dem Widerstand R2 und dem Kondensator Cl gebildet und von der Gleichspannungsquelle Ul gespeist wird. Parallel zu dem Kondensator Cl, der den Spannungsausgang des Sperrwandlers bildet, ist die zu betreibende Last RL bzw. der zu betreibende Lastkreis geschaltet. Der Aufbau und die Funktionsweise eines derartigen Sperrwandlers sind in den üblichen Fachbüchern, beispielsweise auf den Seiten 17 bis 19 des Buches "Getaktete Stromversorgung" von Jürgen Beckmann, erschienen im Franzis- Verlag, Auflage von 1990, beschrieben. Während der Leitphase des Sperrwandlertransistors Tl nimmt die Sperrwandlerinduktivität Ll Energie auf. Die Diode Dl ist währenddessen gesperrt und die Last RL daher von der Gleichspannungsquelle Ul abgetrennt. Während der Sperrphase des Transistors Tl gibt die Sperrwandlerinduktivität Ll ihre elektrische Energie an den Kondensator Cl ab, der als Spannungs- quelle für die Last bzw. den Lastkreis RL dient. Bei einer Unterbrechung des Lastkreises kann die Sperrwandlerinduktivität Ll ihre gespeicherte Energie nicht abbauen. Die Induktionsspannung der Sperrwandlerinduktivität Ll würde in diesem Fall am Drain-Anschluß des Transistors Tl anliegen und diesen überlasten, das heißt, einen Ladungsträgerlawinendurchbruch im Sperwandlertransistor Tl verursachen und den Transistor Tl dadurch möglicherweise sogar zerstören.The circuit arrangement shown in FIG. 1 consists of a flyback converter which is formed by the field effect transistor T1, the inductance L1, the diode D1, the resistor R2 and the capacitor C1 and is fed by the direct voltage source Ul. The load RL to be operated or the load circuit to be operated is connected in parallel with the capacitor C1, which forms the voltage output of the flyback converter. The structure and mode of operation of such a flyback converter are described in the usual specialist books, for example on pages 17 to 19 of the book "Clocked Power Supply" by Jürgen Beckmann, published by Franzis Verlag, 1990 edition. During the conducting phase of the flyback converter transistor T1, the flyback inductor Ll absorbs energy. In the meantime, the diode Dl is blocked and the load RL is therefore disconnected from the direct voltage source Ul. During the blocking phase of the transistor Tl, the flyback inductor Ll delivers its electrical energy to the capacitor Cl, which serves as a voltage source for the load or the load circuit RL. In the event of an interruption in the load circuit, the flyback inductor Ll cannot reduce its stored energy. The induction voltage of the flyback inductor Ll would in this case Apply to the drain terminal of the transistor Tl and overload it, that is, cause a charge carrier avalanche breakdown in the flyback transistor Tl and possibly even destroy the transistor Tl as a result.
An den Sperrwandler ist daher eine Schutzschaltung angeschlossen, die ein aus den Bauteilen C2 und D2 bestehendes passives Netzwerk und ein als Shunt-Regler ausgebildetes aktives Netzwerk besitzt. Der Kondensator C2 und die Diode D2 sind parallel zur Sperrwandlerinduktivität Ll angeordnet, so daß die Sperrwandlerinduktivität Ll, die Diode D2 und der Kondensator C2 während der Sperrphase des Feldeffekttransistors Tl einen geschlossenen Stromkreis bilden. Die Diode D2 ist so gepolt, daß sich die Sperrwandlerinduktivität Ll in den Kondensator C2 entladen kann. Die Anode der Diode D2 ist daher mit dem Drain des Sperrwandlertransistors Tl und mit der Sperrwandlerinduktivität Ll verbunden, während die Kathode der Diode D2 mit einem Anschluß des Kondensators C2 verbunden ist. Der Shunt-Regler besteht im wesentlichen aus einem Komparator IC und einem Feldeffekttransistor T2, dessen Gate mit dem Ausgang des Komparators IC verbunden ist. Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors T2 ist in Serie zu dem Kondensator C2 geschaltet. Die Spannungsversorgung des Komparators IC wird mit Hilfe der Gleichspannungsquelle U2 bewerkstelligt, deren Pole mit den Anschlüssen V+ bzw. V- verbunden sind und die eine Gleichspannung von 24 V bereitstellt. Der nicht-invertierende Ein- gang des Komparators IC ist einerseits über einen Widerstand R6 mit dem dem Drain des Feldeffekttransistors T2 und mit der Kathode der Diode D2 sowie mit dem Kondensator C2 und andererseits über die Widerstände R7 und R2 mit Masse verbunden. Der invertierende Eingang des Komparators IC ist über einerseits über einen Widerstand R5 mit dem positiven Pol der Spannungsquelle U2 und andererseits über eine Zenerdiode D3 und den Widerstand R2 mit Masse verbunden. Der Ausgang des Komparators IC und das Gate des Feldeffekttransistors T2 sind über den Widerstand R4 an den positiven Pol der Spannungsquelle U2 angeschlossen. Der Source- Anschluß des Transistors T2 ist über den Widerstand R3 mit Masse verbunden. Die negativen Pole der Spannungsquellen Ul und U2 liegen beide auf demselben Masse- potential. Eine geeignete Dimensionierung der elektrischen Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels ist in der Tabelle 1 angegeben. Nachstehend wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels erläutert. Wie bereits oben erwähnt wurde, nimmt die Sperrwandlerinduktivität Ll während der Leitphase des Sperrwandlertransistors Tl elektrische Energie auf. Der Lastkreis RL und der Kondensator Cl sind durch die Diode Dl von der Gleichspannungsquelle Ul abgetrennt. Während der Sperrphase des Feldeffekttransistors Tl baut sich die in dem Magnetfeld der Induktivität Ll gespeicherte elektrische Energie ab und fließt in den Ausgangskondensator Cl sowie in den Lastkreis RL. Ein Teil der in der Sperrwandlerinduktivität Ll gespeicherten elektrischen Energie fließt über die Diode D2 auch in den Kondensator C2 und lädt diesen auf. Allerdings sind die mit den Eingängen des Komparators IC verbundenen Spannungsteiler des Shunt-Reglers so dimensioniert, daß der Feldeffekttransistor T2 dadurch nicht durchgeschaltet wird. Der nicht-invertierende Spannungseingang des Komparators IC detektiert das durch die Spannungsteilerwiderstände R6, R7, R2 heruntergeteilte elektrische Potential am Knotenpunkt, der durch die Kathode der Diode D2, das Drain des Feldeffekttransistors T2 und den Kondensator C2 definiert ist, und überwacht damit den Ladezustand des Kondensators C2. Am invertierenden Eingang des Komparators IC liegt eine aus der Gleichspannungsquelle U2 gewonnene, durch den Spannungsteiler R5, D3, R2 heruntergeteilte Referenzspannung an, die mit der am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC anliegenden Spannung verglichen wird. Die beiden Spannungsteiler R6, R7, R2 und R5, D3, R2 sind so dimensioniert, daß die am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC anliegende Spannung kleiner als die am invertierenden Eingang anliegende Spannung ist, solange die Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors Tl geringer als maximal zulässig ist. Der Ausgang des Komparators IC befindet sich dann im Logikzustand "Low" und das Gate des Feldeffekttransistors T2 erhält kein Steuersignal, so daß die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors T2 im gesperrten Zustand verharrt. Das heißt, der Shunt-Regler bleibt in diesem Fall deaktiviert.A protective circuit is therefore connected to the flyback converter, which has a passive network consisting of components C2 and D2 and an active network designed as a shunt regulator. The capacitor C2 and the diode D2 are arranged in parallel with the flyback inductor L1, so that the flyback converter inductance Ll, the diode D2 and the capacitor C2 form a closed circuit during the blocking phase of the field effect transistor T1. The diode D2 is polarized so that the flyback inductor Ll can discharge into the capacitor C2. The anode of diode D2 is therefore connected to the drain of flyback transistor T1 and to flyback inductor L1, while the cathode of diode D2 is connected to a terminal of capacitor C2. The shunt regulator essentially consists of a comparator IC and a field effect transistor T2, the gate of which is connected to the output of the comparator IC. The drain-source path of the field effect transistor T2 is connected in series with the capacitor C2. The voltage supply of the comparator IC is accomplished with the aid of the direct voltage source U2, the poles of which are connected to the connections V + and V- and which provides a direct voltage of 24 V. The non-inverting input of the comparator IC is connected on the one hand via a resistor R6 to the drain of the field effect transistor T2 and to the cathode of the diode D2 and to the capacitor C2 and on the other hand to the ground via the resistors R7 and R2. The inverting input of the comparator IC is connected on the one hand via a resistor R5 to the positive pole of the voltage source U2 and on the other hand via a Zener diode D3 and the resistor R2 to ground. The output of the comparator IC and the gate of the field effect transistor T2 are connected via the resistor R4 to the positive pole of the voltage source U2. The source terminal of transistor T2 is connected to ground via resistor R3. The negative poles of the voltage sources Ul and U2 are both at the same ground potential. A suitable dimensioning of the electrical components of the circuit arrangement according to the first exemplary embodiment is given in Table 1. The mode of operation of the circuit arrangement according to the first exemplary embodiment is explained below. As already mentioned above, the flyback inductor L1 absorbs electrical energy during the conducting phase of the flyback transistor Tl. The load circuit RL and the capacitor Cl are separated from the direct voltage source Ul by the diode Dl. During the blocking phase of the field effect transistor Tl, the electrical energy stored in the magnetic field of the inductor Ll dissipates and flows into the output capacitor Cl and into the load circuit RL. Part of the electrical energy stored in the flyback inductor L1 also flows through the diode D2 into the capacitor C2 and charges it. However, the voltage dividers of the shunt regulator connected to the inputs of the comparator IC are dimensioned such that the field effect transistor T2 is not turned on as a result. The non-inverting voltage input of the comparator IC detects the electrical potential divided by the voltage dividing resistors R6, R7, R2 at the node, which is defined by the cathode of the diode D2, the drain of the field effect transistor T2 and the capacitor C2, and thus monitors the state of charge of the Capacitor C2. At the inverting input of the comparator IC there is a reference voltage obtained from the DC voltage source U2 and divided down by the voltage divider R5, D3, R2, which is compared with the voltage present at the non-inverting input of the comparator IC. The two voltage dividers R6, R7, R2 and R5, D3, R2 are dimensioned such that the voltage applied to the non-inverting input of the comparator IC is less than the voltage applied to the inverting input, as long as the voltage load on the field effect transistor Tl is less than the maximum permissible is. The output of the comparator IC is then in the logic state "low" and the gate of the field effect transistor T2 receives no control signal, so that the drain-source path of the field effect transistor T2 remains in the blocked state. This means that the shunt controller remains deactivated in this case.
Im Fall einer fehlangepaßten Last RL oder bei einem unterbrochenen Lastkreis RL, kann sich die Sperrwandlerinduktivität Ll während der Sperrphase des Feldeffekt- transistors Tl nicht in den Kondensator Cl und in den Lastkreis entladen. In diesemIn the event of a mismatched load RL or in the event of an interrupted load circuit RL, the flyback inductor Ll cannot discharge into the capacitor C1 and into the load circuit during the blocking phase of the field effect transistor T1. In this
Fall wird nahezu die gesamte im Magnetfeld der Sperrwandlerinduktivität Ll ge- speicherte Energie über die Diode D2 dem Kondensator C2 zugeführt. Der Kondensator C2 wird dadurch über das im Normalbetrieb übliche Maß aufgeladen. Überschreitet die Induktionsspannung der Induktivität Ll einen vorgebbaren Wert, so wird der Kondensator C2 so weit aufgeladen und das Potential am durch den Kon- densator C2, die Diode D2 und den Transistor T2 definierten Knotenpunkt so weit angehoben, daß der Spannungsabfall am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC den Spannungsabfall am invertierenden Eingang übertrifft. Der Ausgang des Komparators IC geht dadurch vom Logikpegel "Low" in den Zustand "High" über, so daß das Gate des Feldeffekttransistors T2 über den Widerstand R4 mit +24 V Gleichspannung von der Spannungsquelle U2 beaufschlagt wird und die Drain-Source-Strecke des Transistors T2 in den leitenden Zustand geschaltet wird. Der Shunt-Regler ist nun aktiviert. Der Kondensator C2 entlädt sich dann über den durchgeschalteten Transistor T2 und den Widerstand R3. Der Feldeffekttransistor T2 bildet zusammen mit den Widerständen R3, R4 für diesen Zweck eine Konstant- stromsenke. Nachdem sich der Kondensator C2 so weit entladen hat und das Potential sich in dem durch die Diode D2, den Feldeffekttransistor T2 und den Kondensator C2 definierten Knotenpunkt dementsprechend verringert hat, daß der Spannungsabfall am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC den Spannungsabfall am invertierenden Eingang wieder unterschreitet, wird der Ausgangszustand des Kompa- rators IC wieder auf "Low" zurückgesetzt. Der Feldeffekttransistor T2 geht wieder in den sperrenden Zustand über und der Shunt-Regler wird dadurch wieder deaktiviert. Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers ist durch die Dimensionierung der Spannungsteiler R6, R7 und R5, D3 so hoch eingestellt, daß der Kondensator C2 im Normalbetrieb bis nahe an die maximal zulässige Spannung des Feldeffekttransistors Tl aufgeladen werden kann, ohne den Shunt-Regler zu aktivieren. Erst beim Erreichen oder Überschreiten der eingestellten maximal zulässigen Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors Tl wird der Shunt-Regler aktiviert.Case almost all of the magnetic field of the flyback inductor Ll is stored energy is supplied to the capacitor C2 via the diode D2. The capacitor C2 is thereby charged above the level customary in normal operation. If the induction voltage of inductor L1 exceeds a predeterminable value, capacitor C2 is charged to such an extent and the potential at the node defined by capacitor C2, diode D2 and transistor T2 is raised so far that the voltage drop at the non-inverting input of the comparator IC exceeds the voltage drop at the inverting input. The output of the comparator IC thereby changes from the logic level "low" to the "high" state, so that the gate of the field effect transistor T2 is acted upon by the resistor R4 with +24 V DC voltage from the voltage source U2 and the drain-source path of the Transistor T2 is switched to the conductive state. The shunt controller is now activated. The capacitor C2 then discharges through the switched transistor T2 and the resistor R3. The field effect transistor T2 forms a constant current sink together with the resistors R3, R4 for this purpose. After the capacitor C2 has discharged so far and the potential in the node defined by the diode D2, the field effect transistor T2 and the capacitor C2 has decreased accordingly, that the voltage drop at the non-inverting input of the comparator IC restores the voltage drop at the inverting input falls below, the output state of the comparator IC is reset to "low". The field effect transistor T2 goes back to the blocking state and the shunt controller is deactivated again. The response threshold of the shunt regulator is set so high by the dimensioning of the voltage dividers R6, R7 and R5, D3 that the capacitor C2 can be charged in normal operation up to close to the maximum permissible voltage of the field effect transistor T1 without activating the shunt regulator , The shunt controller is only activated when the set maximum permissible voltage load of the field effect transistor T1 is reached or exceeded.
Die Diode D2 und der Kondensator C2 sind so dimensioniert, daß auch die elektrische Energie von Transienten mit einer Impulsdauer von weniger als 1 μs und einer elektrischen Leistung im Kilowattbereich in ausreichend kurzer Zeit von dem Kondensator C2 absorbiert werden können und dadurch kein Ladungsträgerlawinen- durchbruch an dem Feldeffekttransistor Tl durch derartige Transienten hervorgerufen wird.The diode D2 and the capacitor C2 are dimensioned such that the electrical energy of transients with a pulse duration of less than 1 μs and an electrical power in the kilowatt range can be absorbed by the capacitor C2 in a sufficiently short time and therefore no charge avalanche. breakthrough on the field effect transistor Tl is caused by such transients.
Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet der erfindungsgemäßen Schutzschaltung stellt die in der Offenlegungsschrift EP 0781 078 A2 offenbarte Sperrwandleranordnung zur Erzeugung von Impulsspannungsfolgen für den Betrieb von dielektrisch behinderten Entladungen dar. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung ist, wie im obigen Ausführungsbeispiel beschrieben, an den Sperrwandler der in der Offenlegungsschrift EP 0 781 078 A2 offenbarten Schaltungsanordnung angeschlossen und dient zum Schutz des Sperrwandlertransistors vor etwaigen Transienten, die beispielsweise von einem als Impulsgenerator arbeitenden MOSFET oder Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) verursacht wurden.A preferred area of application of the protective circuit according to the invention is the flyback converter arrangement for generating pulse voltage sequences for the operation of dielectrically impeded discharges, which is disclosed in EP 0781 078 A2. The protection circuit according to the invention is, as described in the exemplary embodiment above, on the flyback converter of the type disclosed in EP 0 781 078 A2 disclosed circuit arrangement and is used to protect the flyback transistor from any transients caused, for example, by a MOSFET or insulated gate bipolar transistor (IGBT) operating as a pulse generator.
In der Figur 2 ist eine Schaltungsanordnung gemäß eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung abgebildet. Die Figur 2 zeigt die Verwendung der erfindungsgemäßen Schutzschaltung in einer Schaltungsanordnung zum Betrieb von zwei Ent- ladungslampen LP1, LP2 mit dielektrisch behinderten Elektroden. Jede der beiden Entladungslampen LP1, LP2 wird an einem separaten Sperrwandler T21, Trl bzw. T22, Tr2 betrieben. Die beiden Sperrwandler bestehen jeweils aus einem Feldeffekttransistor T21 bzw. T22 und einem Transformator Trl bzw. Tr2, wobei die Transformatoren Trl, Tr2 jeweils eine Primärwicklung wl l bzw. w21 und zwei Sekun- därwicklungen wl2, wl3 bzw. w22, w23 aufweisen. Die Serienschaltungen jeweils bestehend aus der Primärwicklung wl l bzw. w21 und dem Sperrwandlertransistor T21 bzw T22 sind an die Anschlüsse j20, j21 einer Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die Anschlüsse j20 liegen alle auf Massepotential, während an dem Anschluß j21 der positive Pol der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist. Die Serien- Schaltungen jeweils bestehend aus der ersten Sekundärwicklung wl2 bzw. w22, der Entladungslampe LP1 bzw. LP2 und der zweiten Sekundärwicklung wl3 bzw. w23 sind parallel zu der Primärwicklung wl 1 bzw. w21 des Transformators Trl bzw. Tr2 angeordnet. Die beiden Entladungslampen LP1, LP2 werden von dem entsprechenden Sperrwandler jeweils mit hochfrequenten Spannungsimpulsen beaufschlagt. Zum Schutz der beiden Sperrwandlertransistoren T21 und T22 vor einer überhöhten Spannung oder vor überhöhten Spannungsimpulsen weist die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels eine Schutzschaltung auf, die ein aus den Dioden D21, D22 und dem Kondensator C20 bestehendes passives Netzwerk sowie einen im wesentlichen von dem Feldeffekttransistor T20 und dem Komparator IC2 gebildeten Shunt-Regler besitzt. Der Aufbau und die Funktionsweise dieser Schutzschaltung stimmen im wesentlichen mit der des ersten Ausführungsbeispiels überein. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel wird die Schutzschaltung, insbesondere der Shunt-Regler, aktiviert, wenn bereits nur einer der Sperrwandlertransistoren T21, T22 mit einer überhöhten Spannung oder überhöhten Spannungsimpulsen bela- stet wird.FIG. 2 shows a circuit arrangement in accordance with a second exemplary embodiment of the invention. FIG. 2 shows the use of the protective circuit according to the invention in a circuit arrangement for operating two discharge lamps LP1, LP2 with dielectrically impeded electrodes. Each of the two discharge lamps LP1, LP2 is operated on a separate flyback converter T21, Trl or T22, Tr2. The two flyback converters each consist of a field effect transistor T21 or T22 and a transformer Trl or Tr2, the transformers Trl, Tr2 each having a primary winding wl1 or w21 and two secondary windings wl2, wl3 or w22, w23. The series circuits each consisting of the primary winding wl l or w21 and the flyback transistor T21 or T22 are connected to the connections j20, j21 of a DC voltage source. The connections j20 are all at ground potential, while the positive pole of the DC voltage source is connected to the connection j21. The series circuits each consisting of the first secondary winding wl2 or w22, the discharge lamp LP1 or LP2 and the second secondary winding wl3 or w23 are arranged in parallel with the primary winding wl 1 or w21 of the transformer Trl or Tr2. The two discharge lamps LP1, LP2 are each subjected to high-frequency voltage pulses by the corresponding flyback converter. To protect the two flyback transistors T21 and T22 from excessive Voltage or before excessive voltage pulses, the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment has a protective circuit which has a passive network consisting of the diodes D21, D22 and the capacitor C20 and a shunt regulator essentially formed by the field effect transistor T20 and the comparator IC2. The structure and mode of operation of this protective circuit are essentially the same as that of the first exemplary embodiment. In contrast to the first exemplary embodiment, the protective circuit, in particular the shunt regulator, is activated when only one of the flyback transistors T21, T22 is already loaded with an excessive voltage or excessive voltage pulses.
Die Anbindung der Schutzschaltung an die beiden Sperrwandler erfolgt über die Dioden D21, D22. Der Drain-Anschluß des jeweiligen Sperrwandlertransistors T21 bzw. T22 ist mit der Anode der jeweiligen Diode D21 bzw. D22 verbunden. Die Kathoden beider Dioden D21 und D22 sind mit einem ersten Anschluß des Konden- sators C20 verbunden, während der zweite Anschluß des Kondensators C20 mit dem positiven Pol j21 der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Der erste Anschluß des Kondensators C20 ist außerdem sowohl über den Widerstand R20 und die Drain- Source-Strecke des Feldeffekttransistors T20 als auch über die Spannungsteilerwiderstände R22 und R23 mit dem Massepotential j20 verbunden. Der Mittenabgriff zwischen den Spannungsteilerwiderständen R22, R23 ist mit dem nicht- invertierenden Eingang des Komparators IC2 verbunden. Der Feldeffekttransistor T20 wird von dem Komparator IC2 gesteuert. Zu diesem Zweck ist das Gate des Feldeffekttransistors T20 mit dem Ausgang des Komparators IC2 und über den Widerstand R21 mit dem Pluspol j22 einer Hilfsgleichspannungsquelle verbunden, die auch zur Gleichspannungsversorgung des Komparators IC2 dient. Die Spannungs- versorgungsanschlüsse V+ bzw. V- des Komparators sind mit dem Pluspol j22 der Hilfsspannungsquelle bzw. mit dem Massepotential j20 verbunden. Parallel zu den beiden Anschlüssen V+, V- ist ein Kondensator C21 geschaltet. Der nicht- invertierende Eingang des Komparators IC2 überwacht den Spannungsabfall am Kondensator C20. Er ist über den Widerstand R27 zum Ausgang des Komparators IC2 rückgekoppelt. Der invertierende Eingang des Komparators IC2 wird mit einer Referenzspannung beaufschlagt, die mit Hilfe der Regelspannungsquelle IC3 und der Widerstände R24, R25, R26 aus der Hilfsspannungsquelle generiert wird.The protective circuit is connected to the two flyback converters via diodes D21, D22. The drain connection of the respective flyback converter transistor T21 or T22 is connected to the anode of the respective diode D21 or D22. The cathodes of both diodes D21 and D22 are connected to a first connection of the capacitor C20, while the second connection of the capacitor C20 is connected to the positive pole j21 of the DC voltage source. The first connection of the capacitor C20 is also connected to the ground potential j20 both via the resistor R20 and the drain-source path of the field effect transistor T20 and via the voltage dividing resistors R22 and R23. The center tap between the voltage divider resistors R22, R23 is connected to the non-inverting input of the comparator IC2. The field effect transistor T20 is controlled by the comparator IC2. For this purpose, the gate of the field effect transistor T20 is connected to the output of the comparator IC2 and, via the resistor R21, to the positive pole j22 of an auxiliary DC voltage source which also serves to supply the comparator IC2 with a DC voltage. The voltage supply connections V + or V- of the comparator are connected to the positive pole j22 of the auxiliary voltage source or to the ground potential j20. A capacitor C21 is connected in parallel with the two connections V +, V-. The non-inverting input of the comparator IC2 monitors the voltage drop across the capacitor C20. It is fed back via resistor R27 to the output of comparator IC2. The inverting input of the comparator IC2 is connected to a Reference voltage is applied, which is generated with the aid of the control voltage source IC3 and the resistors R24, R25, R26 from the auxiliary voltage source.
Der Steuereingang der Referenzspannungsquelle IC3 wird mittels der Spannungsteilerwiderstände R25, R26 und mittels des Widerstandes R24 gesteuert. Zu diesem Zweck ist der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R25 und R26 mit dem Steuereingang der Referenzspannungsquelle IC3 verbunden. An der Serienschaltung der Widerstände R24, R25 und R26 liegt die Hilfsspannung der Anschlüsse J22, j20 an.The control input of the reference voltage source IC3 is controlled by means of the voltage dividing resistors R25, R26 and by means of the resistor R24. For this purpose, the center tap between the resistors R25 and R26 is connected to the control input of the reference voltage source IC3. The auxiliary voltage of connections J22, j20 is applied to the series connection of resistors R24, R25 and R26.
Wie bereits oben erwähnt wurde, stimmt die Funktionsweise der Schutzschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels im wesentlichen mit der des ersten Ausführungsbei- spiels überein. Falls wenigstens einer der Sperrwandlertransistoren T21 oder T22 durch die Transformatoren Trl bzw. Tr2 mit einer überhöhten Spannung oder überhöhten Spannungsimpulsen beaufschlagt wird, führt das unmittelbar zu einer weiteren, das während des Normalbetriebs übliche Maß übersteigenden Aufladung des Kondensators C20. Die übermäßige Aufladung des Kondensators C20 hat einen ent- sprechend höheren Spannungsabfall am Kondensator C20 zur Folge, der mittels der Spannungsteilerwiderstände R22, R23 am invertierenden Eingang des Komparators IC2 detektiert wird. Mit Hilfe der Hilfsgleichspannungsquelle j22, j20 und des Widerstandes R24, sowie der Referenzspannungsquelle IC3 wird am invertierenden Eingang des Komparators IC2 eine Referenzspannung erzeugt.As already mentioned above, the mode of operation of the protective circuit of the second exemplary embodiment is essentially the same as that of the first exemplary embodiment. If at least one of the flyback converter transistors T21 or T22 is subjected to an excessive voltage or voltage pulses by the transformers Trl or Tr2, this leads directly to a further charging of the capacitor C20 which exceeds the usual level during normal operation. The excessive charging of the capacitor C20 results in a correspondingly higher voltage drop across the capacitor C20, which is detected by means of the voltage divider resistors R22, R23 at the inverting input of the comparator IC2. With the help of the auxiliary DC voltage source j22, j20 and the resistor R24, and the reference voltage source IC3, a reference voltage is generated at the inverting input of the comparator IC2.
Überschreitet die Spannung an einem der Transformatoren Trl oder Tr2 einen vorgebbaren Wert, so wird der Kondensator C20 so weit aufgeladen und das Potential am durch den Kondensator C20, die Dioden D21, D22 und den Widerstand R20 definierten Knotenpunkt so weit angehoben, daß der Spannungsabfall am nicht- invertierenden Eingang des Komparators IC2 den Spannungsabfall am invertieren- den Eingang übertrifft. Der Ausgang des Komparators IC2 geht dadurch vom Logikpegel "Low" in den Zustand "High" über, so daß das Gate des Feldeffekttransistors T20 über den Widerstand R21 mit +15 V Gleichspannung von dem Anschluß j22 der Hilfsspannungsquelle beaufschlagt wird und die Drain-Source-Strecke des Transistors T20 in den leitenden Zustand geschaltet wird. Der Shunt-Regler ist nun aktiviert. Der Kondensator C20 entlädt sich dann über den Widerstand R20 und den durchgeschalteten Transistor T20. Der Feldeffekttransistor T20 bildet zusammen mit dem Widerstand R21 für diesen Zweck eine Stromsenke.If the voltage at one of the transformers Trl or Tr2 exceeds a predeterminable value, the capacitor C20 is charged so far and the potential at the node defined by the capacitor C20, the diodes D21, D22 and the resistor R20 is raised so far that the voltage drop at non-inverting input of comparator IC2 exceeds the voltage drop at the inverting input. The output of the comparator IC2 thereby changes from the logic level "low" to the "high" state, so that the gate of the field effect transistor T20 is supplied with +15 V DC voltage from the connection j22 of the auxiliary voltage source via the resistor R21 and the drain-source Route of the transistor T20 is switched to the conductive state. The shunt controller is now activated. The capacitor C20 then discharges through the resistor R20 and the switched transistor T20. The field effect transistor T20 together with the resistor R21 forms a current sink for this purpose.
Nachdem sich der Kondensator C20 so weit entladen hat und das Potential sich in dem durch die Diode D21, D22, den Widerstand R20 und den Kondensator C20 definierten Knotenpunkt dementsprechend verringert hat, daß der Spannungsabfall am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC2 den Spannungsabfall am invertierenden Eingang wieder unterschreitet, wird der Ausgangszustand des Komparators IC2 wieder auf "Low" zurückgesetzt. Der Feldeffekttransistor T20 geht wieder in den sperrenden Zustand über und der Shunt-Regler wird dadurch wieder deaktiviert. Der Rückkopplungswiderstand R27 bewirkt, daß der Komparator IC2 eine Hysterese besitzt und der Kondensator C20 etwas mehr als nötig entladen wird.After the capacitor C20 has discharged so far and the potential in the node defined by the diode D21, D22, the resistor R20 and the capacitor C20 has decreased accordingly, that the voltage drop at the non-inverting input of the comparator IC2 corresponds to the voltage drop at the inverting one Falls below the input again, the output state of the comparator IC2 is reset to "low". The field effect transistor T20 changes back to the blocking state and the shunt controller is thereby deactivated again. The feedback resistor R27 causes the comparator IC2 to have a hysteresis and the capacitor C20 to be discharged a little more than necessary.
Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers ist durch die Dimensionierung der Spannungsteiler R22, R23 und R25,R26, IC3 so hoch eingestellt, daß der Kondensator C20 im Normalbetrieb bis nahe an die maximal zulässige Spannung der Feldeffekttransistoren T21 bzw. T22 aufgeladen werden kann, ohne den Shunt-Regler zu aktivieren.The response threshold of the shunt controller is set so high by the dimensioning of the voltage dividers R22, R23 and R25, R26, IC3 that the capacitor C20 can be charged in normal operation up to the maximum permissible voltage of the field effect transistors T21 and T22 without the To activate the shunt controller.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher beschriebenen Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann der Kondensator C20 des passiven Netzwerkes statt mit j21 mit j20, d.h. Masse verbunden sein. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung kann auch in Verbindung mit anderen Schaltnetzteilen, beispielsweise in Verbindung mit einem Wechselrichter, einem Tiefsetzsteller oder einem Hochsetzsteller verwendet werden, um die Schalttransistoren bzw. den Schalttransistor des Schaltnetzteils vor Spannungsüberlastung zu schützen. Tabelle 1 : Dimensionierung der im ersten Ausführungsbeispiel verwendeten elektrischen BauteileThe invention is not limited to the exemplary embodiments described in more detail above. For example, the capacitor C20 of the passive network can be connected to j20, ie ground, instead of j21. The protective circuit according to the invention can also be used in connection with other switching power supplies, for example in connection with an inverter, a step-down converter or a step-up converter, in order to protect the switching transistors or the switching transistor of the switching power supply from voltage overload. Table 1: Dimensioning of the electrical components used in the first embodiment
R2 0,22 ΩR2 0.22 Ω
R3 10 Ω R4, R5 2 kΩR3 10 Ω R4, R5 2 kΩ
R6 1 MΩR6 1 MΩ
R7 22 kΩR7 22 kΩ
Ul 130 VUl 130 V
U2 24 V C2 150 nFU2 24 V C2 150 nF
Ll 310 μHLl 310 μH
IC LM393IC LM393
D2 BYT13-1000 ' D2 BYT13-1000 '
D3 Zenerdiode D3 zener diode
Tabelle 2: Dimensionierung der im zweiten Ausführungsbeispiel verwendeten elektrischen BauteileTable 2: Dimensioning of the electrical components used in the second embodiment
R20 940 ΩR20 940 Ω
R21 2,7 kΩ R22 1,65 MΩR21 2.7 kΩ R22 1.65 MΩ
R23 15 kΩR23 15 kΩ
R24 1,2 kΩR24 1.2 kΩ
R25 2,36 kΩR25 2.36 kΩ
R26 1 kΩ R27 1 MΩR26 1 kΩ R27 1 MΩ
C20 330 nF, 1000 VC20 330 nF, 1000 V
C21 lOOnFC21 lOOnF
IC2 LM293IC2 LM293
T21. T22 BUZ 305 T20 BUZ51T21. T22 BUZ 305 T20 BUZ51
IC3 TL431IC3 TL431
D21, D22 BYT13-1000 D21, D22 BYT13-1000

Claims

Paten tansp rüche Godfather claims
1. Schaltungsanordnung zum Schutz mindestens eines spannungsempfindlichen elektrischen Bauteils gegen Spannungsüberlastung, dadurch gekennzeichnet, daß1. Circuit arrangement for protecting at least one voltage-sensitive electrical component against voltage overload, characterized in that
- die Schaltungsanordnung ein passives Netzwerk (D2, C2; D21, D22; C20) mit einem elektrischen Speichermittel (C2; C20) besitzt, wobei das elektrische Speichermittel (C2; C20) zur Speicherung wenigstens eines Teils der elektrischen Energie der an dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil (Tl ; T21, T22) anliegenden Spannung bzw. Spannungsimpulse dient, - die Schaltungsanordnung ein als Shunt-Regler (T2, IC; T20, IC2) ausgebildetes aktives Netzwerk besitzt, das dazu dient, wenigstens einen Teil der in dem elektrischen Speichermittel (C2; C20) gespeicherten elektrischen Energie von dem elektrischen Speichermittel (C2; C20) abzuführen.- The circuit arrangement has a passive network (D2, C2; D21, D22; C20) with an electrical storage means (C2; C20), the electrical storage means (C2; C20) for storing at least part of the electrical energy at the at least one voltage-sensitive electrical component (Tl; T21, T22) applied voltage or voltage pulses, - the circuit arrangement has an active network designed as a shunt regulator (T2, IC; T20, IC2), which serves to at least a part of the electrical Storage means (C2; C20) dissipate stored electrical energy from the electrical storage means (C2; C20).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das elektrische Speichermittel aus mindestens einem Kondensator (C2; C20) besteht.2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the electrical storage means consists of at least one capacitor (C2; C20).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das passive Netzwerk mindestens ein Stromventil (D2; D21, D22) aufweist, über das dem Speichermittel (C2; C20) die elektrische Energie zugeführt wird.3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the passive network has at least one current valve (D2; D21, D22) via which the storage means (C2; C20) is supplied with the electrical energy.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das mindestens eine Stromventil mindestens eine Diode (D2; D21, D22) enthält.4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the at least one current valve contains at least one diode (D2; D21, D22).
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Shunt-Regler die Kombination aus einem Schaltmittel (T2; T20) mit einem Komparator (IC; IC2) oder einem Proportional-Regler oder einem Operationsverstärker aufweist. 5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the shunt controller has the combination of a switching means (T2; T20) with a comparator (IC; IC2) or a proportional controller or an operational amplifier.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Shunt-Regler einen Komparator (IC; IC2) und einen Halbleiterschalter (T2; T20) aufweist.6. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the shunt regulator has a comparator (IC; IC2) and a semiconductor switch (T2; T20).
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein er- ster Eingang (+) des Komparators (IC; IC2), evtl. über einen Spannungsteiler, mit einem Anschluß des Speichermittels (C2; C20), ein zweiter Eingang (-) des Komparators (IC; IC2) mit einer Referenzsspannungsquelle und der Ausgang des Komparators (IC; IC2) mit einer Steuerelektrode des Halbleiterschalters (T2; T20) verbunden ist.7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that a first input (+) of the comparator (IC; IC2), possibly via a voltage divider, with a connection of the storage means (C2; C20), a second input (-) of the comparator (IC; IC2) is connected to a reference voltage source and the output of the comparator (IC; IC2) is connected to a control electrode of the semiconductor switch (T2; T20).
8. Sperrwandler mit einer Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der8. flyback converter with a circuit arrangement according to one or more of the
Ansprüche 1 bis 7.Claims 1 to 7.
9. Sperrwandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das elektrische Speichermittel (C2; C20) über ein Stromventil (D2; D21, D22) parallel zum Sperrwandlertransistor (Tl; T21, T22) oder parallel zur Sperrwandlerindukti- vität (Ll) geschaltet ist.9. flyback converter according to claim 8, characterized in that the electrical storage means (C2; C20) via a current valve (D2; D21, D22) is connected in parallel to the flyback converter transistor (Tl; T21, T22) or in parallel with the flyback inductance (Ll) ,
10. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7 zum Überspannungsschutz eines oder mehrerer Transistoren eines Schaltnetzteils. 10. Use of a circuit arrangement according to one or more of claims 1 to 7 for overvoltage protection of one or more transistors of a switching power supply.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3837561A1 (en) * 1988-11-04 1990-05-10 Bernhard Erdl DC voltage converter operating on the principle of a single-ended forward converter
FR2688360A1 (en) * 1992-03-09 1993-09-10 Merlin Gerin Switched-mode converter with energy recovery
US5847941A (en) * 1995-11-22 1998-12-08 Origin Electric Company, Limited Switching power supply system and process
EP0902527A2 (en) * 1997-07-18 1999-03-17 Siemens Canada Limited Actively controlled regenerative snubber for unipolar brushless dc motors

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3837561A1 (en) * 1988-11-04 1990-05-10 Bernhard Erdl DC voltage converter operating on the principle of a single-ended forward converter
FR2688360A1 (en) * 1992-03-09 1993-09-10 Merlin Gerin Switched-mode converter with energy recovery
US5847941A (en) * 1995-11-22 1998-12-08 Origin Electric Company, Limited Switching power supply system and process
EP0902527A2 (en) * 1997-07-18 1999-03-17 Siemens Canada Limited Actively controlled regenerative snubber for unipolar brushless dc motors

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
EHSANI M ET AL: "DEVELOPMENT OF A UNIPOLAR CONVERTER FOR VARIABLE RELUCTANCE MOTOR DRIVES", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS,US,IEEE INC. NEW YORK, vol. IA-23, no. 3, 1 May 1987 (1987-05-01), pages 545 - 552, XP000670505, ISSN: 0093-9994 *

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