RU2524676C2 - Single-phase astable converter - Google Patents
Single-phase astable converter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2524676C2 RU2524676C2 RU2012135025/07A RU2012135025A RU2524676C2 RU 2524676 C2 RU2524676 C2 RU 2524676C2 RU 2012135025/07 A RU2012135025/07 A RU 2012135025/07A RU 2012135025 A RU2012135025 A RU 2012135025A RU 2524676 C2 RU2524676 C2 RU 2524676C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- voltage
- output
- key transistor
- current
- converter
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Предлагаемое устройство относится к области импульсной техники, а именно к преобразователям постоянного напряжения или тока. Основной областью применения конвертера является преобразование выпрямленного напряжения сети в более низкие напряжения или в постоянный ток, однако устройства предлагаемого типа могут применяться в любых трансформаторных конвертерах, а также в любых повышающих и понижающих конвертерах с индуктивной нагрузкой.The proposed device relates to the field of pulsed technology, namely to converters of constant voltage or current. The main field of application of the converter is the conversion of the rectified mains voltage to lower voltages or to direct current, however, the devices of the proposed type can be used in any transformer converters, as well as in any step-up and step-down converters with inductive load.
Известны аналогичные устройства, см., например, техническое описание интегральных конвертеров типа МС33363, ТОР221-227, LM2577 и т.д.Similar devices are known, see, for example, the technical description of integrated converters of the type MC33363, TOR221-227, LM2577, etc.
Упомянутые устройства относятся к категории преобразователей с принудительным тактированием и имеют ряд недостатков, связанных с независимостью тактовой частоты от величины используемой индуктивности и режима работы конвертера.The mentioned devices belong to the category of converters with forced timing and have a number of disadvantages associated with the independence of the clock frequency from the magnitude of the inductance used and the operating mode of the converter.
Известно, что энергия, передаваемая в нагрузку, за один период работы повышающих и трансформаторных преобразователей определяется соотношением Е0=L·I2/(2·Q), где Q - скважность, т.е. отношение длительности всего цикла преобразования к длительности интервала накопления энергии от внешнего источника. Очевидно, что если период тактовой частоты конвертера превышает оптимальное значение, при котором он равен времени заряда и полного разряда индуктивности, на которую он нагружен, то это сопровождается увеличением скважности выходного тока. В таком случае для сохранения заданной выходной мощности приходится увеличивать через индуктивность максимальный рабочий ток, который должен возрастать примерно пропорционально квадратному корню из скважности. Кроме увеличения потерь при этом на ключевом элементе, увеличение скважности отрицательно сказывается на размерах используемой индуктивности. Вдобавок возрастают перегрузочные токи через конденсаторы фильтра или через элементы нагрузки в схемах, где фильтрующие конденсаторы не используются.It is known that the energy transferred to the load for one period of operation of step-up and transformer converters is determined by the ratio E 0 = L · I 2 / (2 · Q), where Q is the duty cycle, i.e. the ratio of the duration of the entire conversion cycle to the duration of the interval of energy storage from an external source. Obviously, if the period of the clock frequency of the converter exceeds the optimal value at which it is equal to the charge time and the full discharge of the inductance on which it is loaded, then this is accompanied by an increase in the duty cycle of the output current. In this case, to maintain a given output power, it is necessary to increase the maximum working current through the inductance, which should increase approximately in proportion to the square root of the duty cycle. In addition to increasing losses in this case on a key element, an increase in duty cycle adversely affects the size of the used inductance. In addition, overload currents increase through filter capacitors or through load elements in circuits where filter capacitors are not used.
Поэтому идеальный конвертер должен быть устроен таким образом, чтобы скважность по крайней мере при максимальной выходной мощности была бы минимальной вне зависимости от уровня преобразуемого напряжения и величины используемой индуктивности. При реализации такого условия обеспечиваются наиболее легкие условия работы всех узлов конвертера и, соответственно, его наивысшая надежность и наиболее высокий КПД.Therefore, an ideal converter should be designed in such a way that the duty cycle, at least at the maximum output power, is minimal, regardless of the level of the converted voltage and the magnitude of the inductance used. When this condition is realized, the lightest working conditions of all converter units are ensured and, accordingly, its highest reliability and highest efficiency.
Однако недопустимо, чтобы уменьшение скважности производилось за счет сокращения длительности разрядного цикла, что соответствует ситуации, когда тактовая частота конвертера превышает оптимальное значение. Поскольку в таком случае индуктивность не успевает разрядиться полностью, через нее начинает протекать постоянный ток и это также приводит к отрицательным эффектам. Известно, что среднее значение мощности треугольного тока, изменяющегося от нуля до максимума, равно одной трети от мощности постоянного тока, равного максимальному значению треугольного. Поэтому, как только через индуктивность конвертера начинает протекать постоянный ток из-за сокращения длительности циклов разряда по сравнению с минимально допустимым значением, существенно возрастают потери на внутреннем сопротивлении индуктивности и внутреннем сопротивлении первичного источника. При этом часть энергии первичного источника не передается в нагрузку.However, it is unacceptable that the duty cycle is reduced by reducing the duration of the discharge cycle, which corresponds to a situation where the clock frequency of the converter exceeds the optimal value. Since in this case the inductance does not have time to completely discharge, a direct current begins to flow through it and this also leads to negative effects. It is known that the average value of the power of a triangular current, varying from zero to a maximum, is equal to one third of the DC power equal to the maximum value of a triangular current. Therefore, as soon as direct current begins to flow through the inductance of the converter due to a reduction in the duration of the discharge cycles compared to the minimum acceptable value, the losses on the internal resistance of the inductance and the internal resistance of the primary source increase significantly. In this case, part of the energy of the primary source is not transferred to the load.
Кроме этого, возрастают потери на ключевом элементе, который в момент замыкания коммутирует не разряженную индуктивность, а источник напряжения с выходным током, равным постоянному току через индуктивность в момент коммутации, что сопровождается его дополнительным нагревом и в конечном итоге отражается на КПД устройства.In addition, losses on the key element increase, which at the time of closure does not switch the discharged inductance, but a voltage source with an output current equal to the direct current through the inductance at the time of switching, which is accompanied by its additional heating and ultimately affects the efficiency of the device.
Следовательно, скважность в идеальном конвертере должна быть минимальной, а общая продолжительность рабочего цикла должна быть равна сумме зарядного и разрядного циклов для используемой индуктивности от нуля до максимума и обратно.Therefore, the duty cycle in an ideal converter should be minimal, and the total duration of the duty cycle should be equal to the sum of the charge and discharge cycles for the inductance used from zero to maximum and vice versa.
Выполнить условия, характерные для идеального конвертера, в известных устройствах, использующих принудительное тактирование от встроенного или внешнего независимого генератора, в условиях их использования при разной выходной мощности, при использовании разных индуктивностей или в условиях меняющегося первичного напряжения практически невозможно. Кроме этого, известные устройства с принудительным тактированием сложны, дороги и недостаточно эффективны.It is almost impossible to fulfill the conditions characteristic of an ideal converter in known devices using forced clocking from an internal or external independent generator, under conditions of their use at different output powers, when using different inductances, or in conditions of changing primary voltage. In addition, the known devices with forced timing are complex, expensive and not effective enough.
В то же время такие условия элементарно просто реализуются в автоколебательных конвертерах, рабочая частота которых напрямую определяется используемой индуктивностью, см., например, [1].At the same time, such conditions are simply implemented in self-oscillating converters whose operating frequency is directly determined by the inductance used, see, for example, [1].
Однако несмотря на то что структура упомянутого известного устройства позволяет обеспечить все перечисленные требования к оптимальному конвертеру, у него есть существенный недостаток, заключающийся в недостаточной универсальности, поскольку это устройство неспособно работать с ключевыми полевыми транзисторами.However, despite the fact that the structure of the aforementioned known device makes it possible to provide all of the above requirements for an optimal converter, it has a significant drawback consisting in insufficient universality, since this device is unable to work with key field-effect transistors.
Наиболее близким по числу общих признаков к предлагаемому является устройство, описанное в [2] и широко используемое в качестве маломощного сетевого зарядного устройства.The closest in number of common features to the proposed is the device described in [2] and widely used as a low-power mains charger.
Это устройство содержит ключевой транзистор с трансформаторной нагрузкой и с резистором-датчиком тока, включенным между общим электродом ключевого транзистора и общей шиной, пороговый элемент, вход которого через цепь отрицательной обратной связи по току подключен к выходному электроду ключевого транзистора, а также цепь обратной связи по напряжению, первый вывод которой соединен с выходным электродом ключевого транзистора. Соединение с выходом ключевого транзистора выполнено с помощью трансформаторной связи между основной обмоткой трансформатора нагрузки и обмоткой обратной связи, причем второй вывод этой цепи подключен к входу управления ключевого транзистора. В качестве порогового элемента используется транзисторный каскад, выполненный по схеме с ОЭ.This device contains a key transistor with a transformer load and with a current sensor resistor connected between the common electrode of the key transistor and the common bus, a threshold element, the input of which is connected through the negative current feedback circuit to the output electrode of the key transistor, and a feedback circuit via voltage, the first output of which is connected to the output electrode of the key transistor. The connection with the output of the key transistor is made using transformer coupling between the main winding of the load transformer and the feedback winding, and the second output of this circuit is connected to the control input of the key transistor. As a threshold element, a transistor cascade is used, made according to the scheme with OE.
Основным недостатком этого устройства является его низкая эффективность, что связано как с использованием биполярного ключевого транзистора, так и с наличием внутренней отрицательной обратной связи, которой охвачены оба транзистора устройства при отключении индуктивной нагрузки. Из-за этой связи выключение ключевого транзистора существенно замедляется, причем в течение всего времени выключения его коллекторный ток имеет значительную величину. В результате на нем выделяется большая мощность, что ограничивает эффективность конвертера на уровне 70-75%.The main disadvantage of this device is its low efficiency, which is associated both with the use of a bipolar key transistor and with the presence of internal negative feedback, which covers both transistors of the device when the inductive load is disconnected. Because of this connection, the turn-off of the key transistor is significantly slowed down, and during the entire turn-off time, its collector current is significant. As a result, more power is allocated on it, which limits the efficiency of the converter at the level of 70-75%.
Другим недостатком является использование биполярного транзистора в качестве устройства, коммутирующего вход управления ключевого транзистора, поскольку такой каскад имеет несимметричную выходную характеристику и может эффективно лишь отводить ток базы ключевого транзистора на общую шину. В такой конфигурации нельзя заменить биполярный ключевой транзистор полевым как вследствие большой суммарной входной емкости у транзисторов такого типа, так и из-за их существенно меньшей крутизны прямой передачи по сравнению с биполярными транзисторами.Another disadvantage is the use of a bipolar transistor as a device switching the control input of the key transistor, since such a cascade has an asymmetric output characteristic and can only effectively divert the base current of the key transistor to a common bus. In this configuration, it is impossible to replace a bipolar key transistor with a field-effect one, both due to the large total input capacitance of transistors of this type, and because of their substantially lower slope of the direct transmission compared to bipolar transistors.
Недостатком устройства является также обязательное использование трансформаторной развязки между входом и выходом ключевого транзистора, что неудобно при использовании трансформаторов малых габаритов в маломощных преобразователях и может способствовать уменьшению их выходной мощности или увеличению размеров.A disadvantage of the device is the obligatory use of transformer isolation between the input and output of the key transistor, which is inconvenient when using small-sized transformers in low-power converters and can help reduce their output power or increase size.
Задачей настоящего изобретения является повышение эффективности однотактного автоколебательного конвертера при одновременном расширении его функциональных возможностей.The objective of the present invention is to increase the efficiency of a single-cycle self-oscillating converter while expanding its functionality.
С этой целью в однотактный автоколебательный конвертер, содержащий ключевой транзистор с трансформаторной нагрузкой и с резистором-датчиком тока, включенным между общим электродом ключевого транзистора и общей шиной, пороговый элемент, вход которого через цепь отрицательной обратной связи по току подключен к общему электроду ключевого транзистора, а также цепь положительной обратной связи по напряжению, один вывод которой соединен с выходным электродом ключевого транзистора, введен дополнительно усилитель напряжения с двухтактным выходом, включенный между выходом порогового элемента и входом управления ключевого транзистора, при этом другой вывод цепи обратной связи по напряжению соединен с входом порогового элемента.To this end, into a one-cycle self-oscillating converter containing a key transistor with a transformer load and with a current sensor resistor connected between the common electrode of the key transistor and a common bus, a threshold element whose input is connected through a negative current feedback circuit to the common electrode of the key transistor, as well as a positive voltage feedback circuit, one output of which is connected to the output electrode of the key transistor, an additional voltage amplifier with a push-pull circuit is introduced an output connected between the output of the threshold element and the control input of the key transistor, while the other output of the voltage feedback loop is connected to the input of the threshold element.
Упрощенные электрические принципиальные схемы вариантов заявляемого конвертера представлены на фиг.1-3.Simplified electrical schematic diagrams of the variants of the inventive converter are presented in figures 1-3.
Конвертер содержит ключевой транзистор 1, выход которого через трансформатор подключен к нагрузке, резистор-датчик тока 2, цепь отрицательной обратной связи 3, пороговый элемент 4, цепь обратной связи по напряжению 5, усилитель напряжения 6 с двухтактным выходом, а также источник питания 7. В состав заявляемого устройства может также входить обмотка обратной связи (ОС) 8, размещенная на нагрузочном трансформаторе.The converter contains a
Устройство, показанное на фиг.1, работает следующим образом. При подаче питания конденсатор цепи ОС по напряжению 5 начинает заряжаться через первичную обмотку нагрузочного трансформатора. При этом на входе порогового элемента 4 поддерживается высокий уровень напряжения, превышающий порог переключения, вследствие чего на его выходе устанавливается низкий уровень напряжения, который без инверсии передается усилителем напряжения 6 к входу ключевого транзистора 1. Поэтому сразу после подачи напряжения ключевой транзистор 1 находится в выключенном состоянии.The device shown in figure 1, operates as follows. When power is applied, the capacitor of the OS circuit at
Одновременно с зарядом конденсатора положительной ОС 5 устанавливается напряжение питания порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6, создаваемое источником питания 7.Simultaneously with the charge of the
По мере заряда конденсатора цепи положительной ОС по напряжению 5 потенциал на входе порогового элемента 4 снижается и в конечном итоге становится ниже его порога переключения. Как только это происходит, на выходе порогового элемента 4 и на выходе усилителя напряжения 6 устанавливается высокий уровень напряжения, который переводит ключевой транзистор 1 в состояние насыщения. Ток через ключевой транзистор 1 начинает возрастать, в результате чего возрастает напряжение на резисторе-датчике тока 2. Когда это напряжение достигает уровня переключения порогового элемента 4, напряжение на его выходе и на выходе усилителя напряжения 6 переключается в низкий уровень, в результате чего ключевой транзистор 1 выключается.As the capacitor charges the circuit of the positive OS with
Однако в отличие от прототипа совокупность порогового элемента 4, усилителя напряжения 6 и ключевого транзистора 1 при этом не остается охваченной отрицательной обратной связью, поскольку на выходном электроде ключевого транзистора 1 напряжение мгновенно возрастает, и возрастающий ток через цепь положительной обратной связи по напряжению 5 нейтрализует уменьшение тока отрицательной обратной связи 3. Т.е. хотя напряжение на резисторе-датчике тока становится равным нулю, на выходе усилителя напряжения 6 продолжает удерживаться низкий уровень напряжения. Этому способствуют наличие гистерезиса у усилителя напряжения 6, задержка распространения от входа порогового элемента 4 до входа управления ключевым транзистором 1 и конденсатор в цепи отрицательной ОС по току 3, необходимый также для подавления выброса напряжения на резисторе-датчике тока 2, обусловленного входной емкостью ключевого транзистора 1.However, unlike the prototype, the combination of the threshold element 4, the voltage amplifier 6, and the
С этого момента индуктивность трансформатора начинает разряжаться на нагрузку, при этом напряжение на выходном электроде ключевого транзистора 1 становится более высоким, нежели напряжение первичного источника питания. При условии, что постоянная времени цепи положительной ОС по напряжению 5 существенно больше постоянной времени разряда индуктивности трансформаторной нагрузки, в течение всего периода разряда энергии, запасенной в индуктивности, на входе порогового элемента 4 поддерживается высокий потенциал, превышающий порог переключения, а на выходе усилителя напряжения 6 - низкое напряжение, удерживающее ключевой транзистор 1 в запертом состоянии. Следующий цикл начинается сразу же после снижения напряжения на выходном электроде ключевого транзистора 1 до уровня напряжения первичного источника питания, поскольку одновременно с этим напряжение на входе порогового элемента 4 становится более низким, чем порог его переключения.From this moment, the inductance of the transformer begins to discharge to the load, while the voltage at the output electrode of the
Таким образом, все временные параметры конвертера определяются индуктивностью трансформаторной нагрузки.Thus, all the time parameters of the converter are determined by the inductance of the transformer load.
Теперь следует обратить внимание на то, что совокупность порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6 с двухтактным выходом является точным аналогом стандартных драйверов нижнего плеча типа, например, IR4426 фирмы International Rectifier, MIC4416 фирмы Micrel, TC4427 фирмы Microchip и т.д. Единственное отличие заключается в том, что входной каскад драйверов выполнен не на биполярном, а на полевом транзисторе, что несущественно. Причем все устройства подобного типа не только имеют необходимую структуру, включающую входной транзистор с определенным порогом срабатывания, усилитель напряжения и двухтактный выходной каскад, но и обладают гистерезисом, что делает их идеальным устройством для реализации заявляемого конвертера. При этом в совокупности с ключевым транзистором любого типа можно реализовывать высокоэффективные конвертеры, которые существенно превосходят интегральные конвертеры с принудительным тактированием не только по цене и параметрам, но и по значительно меньшему количеству активных транзисторов, а следовательно, и по надежности. И при этом не требуется никаких новых интегральных разработок.Now it should be noted that the combination of threshold element 4 and voltage amplifier 6 with a push-pull output is an exact analogue of standard lower-arm drivers such as, for example, IR4426 from International Rectifier, MIC4416 from Micrel, TC4427 from Microchip, etc. The only difference is that the driver input stage is not made on a bipolar, but on a field effect transistor, which is insignificant. Moreover, all devices of this type not only have the necessary structure, including an input transistor with a certain threshold, a voltage amplifier and a push-pull output stage, but also have hysteresis, which makes them an ideal device for implementing the inventive converter. At the same time, in combination with a key transistor of any type, it is possible to implement highly efficient converters that are significantly superior to integrated converters with forced timing not only in price and parameters, but also in a significantly smaller number of active transistors, and therefore also in reliability. And while this does not require any new integrated development.
В связи с этим на фиг.1 показан переход от порогового элемента 4 и усилителя напряжения 6 к стандартному драйверу, который отображается в дальнейшем единым узлом с номерами 4, 6.In this regard, figure 1 shows the transition from the threshold element 4 and the voltage amplifier 6 to the standard driver, which is then displayed as a single node with numbers 4, 6.
Преимуществами конвертера, представленного на фиг.1, являются не только уникальная простота самого конвертера, но и наиболее простая конструкция трансформатора нагрузки, содержащего всего две обмотки. Однако при этом не исключается возможность трансформаторной связи положительной ОС 5 с выходом ключевого транзистора 1 с помощью дополнительной обмотки на трансформаторе нагрузки. В таком случае конденсатор из состава этой цепи можно исключить.The advantages of the converter shown in FIG. 1 are not only the unique simplicity of the converter itself, but also the simplest design of the load transformer containing only two windings. However, this does not exclude the possibility of transformer coupling a
Устройство, показанное на фиг.2, отличается от предыдущего тем, что здесь используется обмотка обратной связи 8, а драйвер 4, 6 выполнен неинвертирующим. Вследствие этого цепь обратной отрицательной связи 3 по току создана путем подключения общего электрода ключевого транзистора к общему электроду драйвера 4, 6, выполняющему функцию инвертирующего входа. Такое подключение допустимо, поскольку напряжение на резисторе-датчике тока 2 к моменту переключения не превышает 1-1,5 В и оно никак не отражается на работоспособности драйвера 4, 6 с напряжением питания, например, 10 В. Однако свободный вывод цепи ОС по напряжению 5 к этому же входу подключить нельзя, поскольку ее эффективность оказалась бы близкой к нулю. Поэтому этот вывод цепи ОС по напряжению 5 подключен к основному входу драйвера 4, 6. Однако чтобы при таком подключении эта обратная связь оказалась положительной, напряжение, присутствующее на выходном электроде ключевого транзистора 1, необходимо инвертировать. Потому в данном варианте в нагрузочном трансформаторе необходима обмотка обратной связи 8, позволяющая одновременно получить необходимую фазу передачи сигнала в цепи обратной связи 5 и обеспечить гальваническую развязку между высоким напряжением на выходном электроде ключевого транзистора 1 и входом драйвера 4, 6. При этом, невзирая на некоторое усложнение принципиальной схемы, данное устройство обладает преимуществами по сравнению с первым рассмотренным конвертером.The device shown in FIG. 2 differs from the previous one in that a feedback winding 8 is used here, and the driver 4, 6 is non-inverting. As a result, the current
Во-первых, режим автоколебаний в этом варианте конвертера устанавливается только тогда, когда напряжение первичного источника превысит определенный уровень. Это обусловлено тем, что для запуска автоколебаний в этом устройстве напряжение источника питания 7 должно стать достаточным, чтобы напряжение с делителя положительной обратной связи 5 превысило порог включения драйвера 4, 6. Следовательно, в этом устройстве без всяких дополнительных узлов имеется защита от недонапряжения (UVLO - Undervoltage lockout). В первом рассмотренном устройстве такую защиту необходимо реализовывать дополнительно.Firstly, the self-oscillation mode in this version of the converter is set only when the voltage of the primary source exceeds a certain level. This is due to the fact that to run self-oscillations in this device, the voltage of the power supply 7 should be sufficient so that the voltage from the
Во-вторых, наличие обмотки обратной связи позволяет после включения автоколебательного режима существенно увеличить выходную мощность источника питания 7 либо уменьшить мощность, потребляемую этим источником от первичного источника питания. С этой целью используются включенные последовательно резистор и диод между незаземленным выводом обмотки обратной связи 8 и выходом источника питания 7.Secondly, the presence of a feedback winding allows after switching on the self-oscillating mode to significantly increase the output power of the power source 7 or to reduce the power consumed by this source from the primary power source. For this purpose, a resistor and a diode connected in series between the ungrounded terminal of the feedback winding 8 and the output of the power supply 7 are used.
И наконец, наличие обмотки обратной связи позволяет обеспечить эффективное управление ключевыми биполярными транзисторами. Упрощенный вариант такого конвертера представлен на фиг.3. Особенностью этого устройства является то, что включенное состояние ключевого транзистора 1 инициируется коротким импульсом через емкость с выхода драйвера 4, 6, а в течение всего интервала заряда индуктивности базовый ток создается обмоткой 8 обратной связи через низкоомный токоограничивающий резистор. Такое решение позволяет минимизировать постоянное значение тока с выхода драйвера 4, 6 и тем самым упростить схему его питания.Finally, the presence of a feedback winding allows efficient control of key bipolar transistors. A simplified version of such a converter is shown in FIG. 3. A feature of this device is that the on state of the
Принцип работы конвертера, показанного на фиг.2, следующий.The principle of operation of the converter shown in figure 2, the following.
После подачи входного напряжения питания напряжение на выходе источника питания 7 возрастает. До тех пор, пока это напряжение с учетом делителя обратной связи 5 не превысит пороговое напряжение драйвера 4, 6, генерация отсутствует и весь конвертер находится в отключенном состоянии. Такая особенность гарантирует, что работа конвертера начинается при первичном напряжении, не меньшем некоторого значения, достаточного для надежной коммутации ключевого транзистора 1, который в ином случае просто перегрелся бы из-за недостаточного напряжения управления на затворе.After applying the input voltage, the voltage at the output of the power source 7 increases. Until this voltage, taking into account the
Как только напряжение на входе драйвера 4, 6 становится выше порогового уровня, положительный потенциал на выходе драйвера включает ключевой транзистор 1. Напряжение на стоке ключевого транзистора мгновенно становится равным нулю, что приводит к появлению положительного напряжения на незаземленном выводе обмотки обратной связи.As soon as the voltage at the input of the driver 4, 6 becomes higher than the threshold level, the positive potential at the output of the driver turns on the
С этого момента режим работы конвертера становится автоколебательным, поскольку напряжение на входе драйвера 4, 6 скачком увеличивается и сохраняется на этом уровне до тех пор, пока напряжение на управляющей обмотке не изменит полярность. Т.к. напряжение на входе драйвера 4, 6 превышает его порог переключения, на его выходе продолжает удерживаться высокий уровень напряжения. Вследствие этого ключевой транзистор 1 удерживается в насыщенном состоянии и ток его стока начинает возрастать, а это приводит к возрастанию напряжения на резисторе-датчике тока 2 и общем выводе драйвера 4, 6. Через интервал времени, определяемый индуктивностью первичной обмотки трансформатора, сумма порогового напряжения и напряжения на резисторе-датчике тока 2 становится большей, чем напряжение, создаваемое делителем обратной связи 5. Напряжение на выходе драйвера 4, 6 скачком становится равным нулю и ключевой транзистор 1 мгновенно запирается. Однако напряжение на резисторе-датчике тока 2 из-за перезаряда внутренних емкостей ключевого транзистора 1 начинает уменьшаться лишь через некоторое время. Экспериментально установлено, что этого времени достаточно, чтобы на входе драйвера 4, 6 напряжение успело уменьшиться за счет изменения полярности напряжения на базовой обмотке. Кроме этого, драйвер обладает свойствами триггера Шмидта, что также способствует предотвращению высокочастотной генерации. Однако при необходимости может быть реализована дополнительная задержка, которая обеспечивается с помощью конденсатора, который включается между входом и выходом драйвера 4, 6. После переключения нулевое состояние на выходе драйвера 4, 6 удерживается за счет изменения полярности на входе цепи обратной связи 5.From this moment on, the converter operation mode becomes self-oscillating, since the voltage at the driver input 4, 6 jumps up and remains at this level until the voltage on the control winding changes polarity. Because the voltage at the driver input 4, 6 exceeds its switching threshold; a high voltage level continues to be held at its output. As a result, the
По окончании разряда индуктивности на нагрузку напряжение на обмотке управления становится равным нулю, при этом ток через цепь ОС 5 уменьшается и состояние драйвера меняется на обратное. Таким образом, все временные параметры рабочего режима конвертера определяются индуктивностью первичной обмотки трансформатора.At the end of the inductance discharge to the load, the voltage on the control winding becomes equal to zero, while the current through the
Следует отметить, что в первых двух вариантах заявляемого конвертера величина максимального тока через первичную обмотку нагрузочного трансформатора нестабильна и напрямую зависит от напряжения первичного источника или напряжения на выходе конвертера. Для исключения такой зависимости можно использовать любые схемотехнические решения, с помощью которых цепь ОС по напряжению 5 отключается на время, пока ключевой транзистор 1 насыщен. Например, в устройстве, показанном на фиг.1, с этой целью можно использовать два диода, один из которых следует включить в обратном направлении между выходом цепи положительной ОС 5 и отрицательной шиной питания, а второй - в прямом направлении между выходом цепи положительной ОС 5 и входом драйвера 4, 6. В варианте, показанном на фиг.2, стабилизацию максимального тока через индуктивность можно обеспечить, заменив нижний по схеме резистор положительной ОС 5 стабилитроном. Для этой же цели можно включить диод между незаземленным концом обмотки обратной связи и входом цепи обратной связи 5 катодом в сторону обмотки. В варианте, показанном на фиг.3, стабильность максимального тока через первичную обмотку трансформатора нагрузки обеспечена диодами, включенными встречно между выводами обмотки обратной связи 8.It should be noted that in the first two versions of the inventive converter, the maximum current through the primary winding of the load transformer is unstable and directly depends on the voltage of the primary source or the voltage at the converter output. To eliminate this dependence, you can use any circuitry solutions with which the
В заключение следует остановиться на способе регулировки выходной мощности в заявляемом конвертере. Такая регулировка осуществляется за счет изменения длительности зарядного цикла известным способом - путем компенсации части порогового напряжения за счет управляемого источника тока так же, как это реализовано, например, в прототипе. В качестве такого источника обычно используется транзисторный оптрон. В варианте заявляемого конвертера, показанном на фиг.1, транзистор оптрона включается между выходом источника питания 7 и входом драйвера 4, 6.In conclusion, we should focus on the method of adjusting the output power in the inventive converter. This adjustment is carried out by changing the duration of the charging cycle in a known manner - by compensating for part of the threshold voltage due to the controlled current source in the same way as it is implemented, for example, in the prototype. A transistor optocoupler is usually used as such a source. In the embodiment of the inventive converter, shown in figure 1, the optocoupler transistor is turned on between the output of the power source 7 and the input of the driver 4, 6.
В двух других вариантах заявляемого устройства транзистор оптрона включается между основным входом драйвера и отрицательной шиной первичного источника (см. фиг.3).In two other variants of the claimed device, the optocoupler transistor is connected between the main input of the driver and the negative bus of the primary source (see Fig. 3).
Таким образом, предлагаемое техническое решение позволяет не только существенно улучшить эффективность конвертеров по сравнению с прототипом, но и обеспечивает значительное превосходство по функциональным возможностям, позволяя реализовывать конвертеры с ключевыми транзисторами любого типа, с различными вариантами трансформаторов или индуктивных нагрузок в соответствии с решаемой задачей.Thus, the proposed technical solution allows not only to significantly improve the efficiency of converters compared to the prototype, but also provides significant superiority in functionality, allowing you to implement converters with key transistors of any type, with various options for transformers or inductive loads in accordance with the task.
Источники информацииInformation sources
1. Заявка РФ на изобретение №2011137714 (056223).1. The application of the Russian Federation for the invention №2011137714 (056223).
2. Грошев В.Я. «Модернизация маломощного зарядного устройства». Электронный журнал «Радиолоцман», №9, 2011, стр.50. URL www.rlocman.ru/book/book.html - прототип.2. Groshev V.Ya. "Modernization of a low-power charger." Electronic journal "Radiolotsman", No. 9, 2011, p. 50. URL www.rlocman.ru/book/book.html - prototype.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012135025/07A RU2524676C2 (en) | 2012-08-15 | 2012-08-15 | Single-phase astable converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012135025/07A RU2524676C2 (en) | 2012-08-15 | 2012-08-15 | Single-phase astable converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2012135025A RU2012135025A (en) | 2014-02-20 |
| RU2524676C2 true RU2524676C2 (en) | 2014-08-10 |
Family
ID=50113996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2012135025/07A RU2524676C2 (en) | 2012-08-15 | 2012-08-15 | Single-phase astable converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2524676C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110676688A (en) * | 2019-08-27 | 2020-01-10 | 上海禾赛光电科技有限公司 | Drive circuit, laser radar system and drive method |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4675797A (en) * | 1985-11-06 | 1987-06-23 | Vicor Corporation | Current-fed, forward converter switching at zero current |
| SU1552310A1 (en) * | 1988-06-14 | 1990-03-23 | Предприятие П/Я В-8495 | Resonance single-cycle dc voltage converter |
| SU1663719A1 (en) * | 1989-03-01 | 1991-07-15 | Московский институт связи | Single-ended constant voltage converter |
-
2012
- 2012-08-15 RU RU2012135025/07A patent/RU2524676C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4675797A (en) * | 1985-11-06 | 1987-06-23 | Vicor Corporation | Current-fed, forward converter switching at zero current |
| SU1552310A1 (en) * | 1988-06-14 | 1990-03-23 | Предприятие П/Я В-8495 | Resonance single-cycle dc voltage converter |
| SU1663719A1 (en) * | 1989-03-01 | 1991-07-15 | Московский институт связи | Single-ended constant voltage converter |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110676688A (en) * | 2019-08-27 | 2020-01-10 | 上海禾赛光电科技有限公司 | Drive circuit, laser radar system and drive method |
| CN110676688B (en) * | 2019-08-27 | 2022-07-15 | 上海禾赛科技有限公司 | Drive circuit, laser radar system and drive method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2012135025A (en) | 2014-02-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9444321B2 (en) | Zero-crossing detection circuit | |
| US8476887B2 (en) | DC to DC converter with pseudo constant switching frequency | |
| JP4500481B2 (en) | Switching power supply | |
| US9479072B2 (en) | Flyback converter | |
| US7564704B2 (en) | Method of forming a power supply controller and structure therefor | |
| EP1552595B1 (en) | Capacitively coupled power supply | |
| US8593116B2 (en) | Switched-mode power supply including switch protection circuit | |
| US20040264224A1 (en) | Structure and method for an isolated boost converter | |
| US5317499A (en) | Direct-current converter with current limiting | |
| KR20130085904A (en) | Dynamic damper and lighting driving circuit comprising the dynamic damper | |
| US4138715A (en) | Resonant switching converter | |
| CN109256942A (en) | A kind of self-adapting starting circuit suitable for primary side feedback flyback converter | |
| US9401634B2 (en) | Saturation prevention in an energy transfer element of a power converter | |
| KR101140336B1 (en) | Isolated buck-boost dc-dc converter | |
| CN115943547A (en) | Soft start for switching converter controller with Hybrid Hysteresis Control (HHC) | |
| RU2637773C2 (en) | Circuit of flyback switched mode power supply and lighting driver in which it is used | |
| RU2524676C2 (en) | Single-phase astable converter | |
| TW202110061A (en) | Flying capacitor converter | |
| KR101456654B1 (en) | A common-core power factor correction resonant converter | |
| TW201001886A (en) | Limitation of overvoltages in a switch-mode converter | |
| CN108111003B (en) | Thyristor driving circuit and method | |
| JPS6215023B2 (en) | ||
| CN117081365B (en) | Power supply adjusting circuit, buck converter and direct current power supply | |
| RU174772U1 (en) | UNDERVOLTAGE VOLTAGE CONVERTER WITH SOFT COMMUTATION | |
| AU2016100186A4 (en) | Converter circuit and operating method thereof |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20160816 |