KR20150075599A - Device for controlling power factor correlation and power converter having the device - Google Patents

Device for controlling power factor correlation and power converter having the device Download PDF

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KR20150075599A KR1020130163714A KR20130163714A KR20150075599A KR 20150075599 A KR20150075599 A KR 20150075599A KR 1020130163714 A KR1020130163714 A KR 1020130163714A KR 20130163714 A KR20130163714 A KR 20130163714A KR 20150075599 A KR20150075599 A KR 20150075599A
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최광호
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Abstract

Disclosed is a PFC controller apparatus. In an AC-DC power converter having an inductor which is applied with a three-phase input voltage and a switching device connected to the inductor, the PFC controller controls a duty rate of the switching device to compensate the quantity of a current flowing through the inductor and is applied with a three-phase input voltage. The present invention include: a three-phase rectifier which is applied with the three-phase input voltage and outputs the rectified input voltage in order to control the duty rate of the switching device and compensate the quantity of the current flowing through the inductor; and the PFC controller which generates a switching signal which controls the duty rate of the switching device by using a comparison result of comparing a difference voltage between the output voltage of the AC-DC power converter and a reference voltage with the rectified input voltage.

Description

ＰＦＣ 컨트롤러 장치 상기 장치를 갖는 전력 변환 장치{DEVICE FOR CONTROLLING POWER FACTOR CORRELATION AND POWER CONVERTER HAVING THE DEVICE}TECHNICAL FIELD [0001] The present invention relates to a power converter having a PFC controller device,

본 발명은 PFC 컨트롤러 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, AC-DC 전력 변환기의 PFC 보상을 제어하는 PFC 컨트롤러 장치에 관한 것이다.
The present invention relates to a PFC controller device, and more particularly, to a PFC controller device that controls PFC compensation of an AC-DC power converter.

정류기는 교류전압을 직류전압으로 변환하는 장치로서, 도 1에 도시된 바와 같은 3사이 브릿지 정류기가 널리 이용되고 있다. The rectifier is a device for converting an AC voltage to a DC voltage, and a bridge rectifier between the three as shown in Fig. 1 is widely used.

도 1은 기존의 3상의 브릿지 정류기의 회로 구성을 보여주는 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional three-phase bridge rectifier.

도 1에 도시된 바와 같이, 3상의 브릿지(bridge) 정류기는 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc)을 인가하는 3상 전압 인가부(11)와, 3상의 교류전압(Va, Vb, Vc)을 인가 받는 노드(N1, N2, N3)를 통해 직렬 연결되는 정류용 다이오드들(D1~D6)과, 상기 정류용 다이오드들(D1~D6)과 병렬 연결된 2개의 직렬 연결 캐패시터(13)로 구성된다. 1, a three-phase bridge rectifier includes a three-phase voltage application unit 11 for applying three-phase input voltages Va, Vb and Vc and three-phase AC voltages Va, Vb and Vc The rectifying diodes D1 to D6 connected in series through the nodes N1, N2 and N3 receiving the rectifying diodes D1 to D6 and the two serially connected capacitors 13 connected in parallel with the rectifying diodes D1 to D6, .

도 1과 같이 구성된 3상의 브릿지 정류기는 그 특성상 AC 입력신호를 DC 전력으로 변환할 때, 입력 전류(Ia, Ib, Ic)는 도 2에 도시된 바와 같이 입력 전압(Va, Vb, Vc)의 정현파 형태와는 다른 피크 형태의 파형을 형성한다. 즉, 정류기의 전류(Ia, Ib, Ic)는 파형왜곡으로 인해 입력 전압(Va, Vb, Vc)과 다르게 정현파가 되지 않는다. 이 전류(Ia, Ib, Ic)의 왜곡은 전력 변환의 효율을 낮추고 전류(Ia, Ib, Ic)의 고조파 성분에 따라 EMI를 유발하여 다른 시스템에 간섭으로 작용하고, 소음을 발생한다. 또한 고조파 성분은 시스템 내의 회로의 공진을 발생하여 전체 시스템의 수명을 감소시키는 요인으로 작용한다.The three-phase bridge rectifier constructed as shown in FIG. 1 is characterized in that when the AC input signal is converted into DC power, the input currents Ia, Ib, and Ic are the input voltages Va, Vb, and Vc And forms a peak waveform different from the sine wave waveform. That is, the currents Ia, Ib, and Ic of the rectifier do not become sinusoids different from the input voltages Va, Vb, and Vc due to waveform distortion. Distortion of the currents Ia, Ib, and Ic lowers the efficiency of the power conversion and induces EMI in accordance with the harmonic components of the currents Ia, Ib, and Ic to act as interference to other systems and generate noise. Also, the harmonic component causes resonance of the circuit in the system, thereby reducing the lifetime of the entire system.

이 왜곡된 전류를 입력 전압과 같은 정현파로 보상하는 회로를 PFC(Power Factor Correlation) 회로라 하며, 이러한 PFC 회로가 결합된 형태의 3상의 브릿지 정류기가 널리 이용되고 있다. 대표적으로 3 상 비엔나(Vienna) 정류기가 있다. A circuit that compensates for this distorted current with a sinusoidal wave equal to the input voltage is called a PFC (Power Factor Correlation) circuit, and a three-phase bridge rectifier in which such a PFC circuit is combined is widely used. Typically there is a three-phase rectifier in Vienna.

도 3은 3 상 비엔나(Vienna) 정류기의 회로 구성을 보여주는 회로도이다.3 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a three-phase Vienna rectifier.

도 3에 도시된 바와 같이, 3상 비엔나(Vienna) 정류기는 도 1에 도시된 3상의 브릿지 정류기에 3상 전압 인가부(11)와 정류용 다이오드들(D1~D6) 사이에 구비된 입력 인덕터(12)와 상기 입력 인덕터(12)와 연결된 스위치(14)를 추가한 형태로 구현될 수 있다. 3, a three-phase Vienna rectifier is connected to the three-phase bridge rectifier shown in FIG. 1 by an input inductor (not shown) provided between the three-phase voltage applying unit 11 and the rectifying diodes D1 to D6, (12) and a switch (14) connected to the input inductor (12).

이러한 3 상 비엔나 정류기는 입력 인덕터(12)와 스위치(14)를 연결하여 정류기의 입력전압과 입력전류의 차이에 따라 상기 입력 인덕터(12)에 연결된 스위치(14)의 듀티율(duty ratio) 제어를 통해 전류량을 조정하여 정류기의 전류를 보상한다. This three-phase rectifier connects the input inductor 12 and the switch 14 to control the duty ratio of the switch 14 connected to the input inductor 12 according to the difference between the input voltage and the input current of the rectifier To adjust the amount of current to compensate the rectifier current.

상기 스위치(14)의 듀티율은 도 4에 도시된 바와 같은 PFC 컨트롤러 장치(50)로부터 출력되는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)에 의해 제어된다. The duty ratio of the switch 14 is controlled by the switching signals Sa, Sb and Sc output from the PFC controller 50 as shown in Fig.

도 4는 PFC 컨트롤러 장치의 구성을 보여주는 블록도이다.4 is a block diagram showing a configuration of a PFC controller device.

도 4에 도시된 바와 같이, PFC 컨트롤러 장치(50)는 먹스(30)(MUX)와 PFC 컨트롤러(40)로 구성된다. As shown in FIG. 4, the PFC controller device 50 is composed of a MUX 30 and a PFC controller 40.

MUX(30)는 PFC 컨트롤러(40)로부터 상기 입력전압(Va, Vb, Vc)의 상대적 크기에 따라 나뉘어진 6개의 페이져 구간을 지시하는 선택 신호(SE)에 따라 도 3의 입력 인덕터(30)에 의한 생성된 입력 전류(Ia, Ib, Ic)를 중에서 Ip, In에 해당하는 전류를 선택적으로 출력한다. 여기서, I의 첨자 p는 positive의 약자이고, n은 negative의 약자를 의미한다. 아래의 표 1은 상기 입력전압(Va, Vb, Vc)의 상대적 크기에 따라 나뉘어진 6개의 페이져(phasor) 구간 별로 MUX(30)로부터 출력되는 전류를 나타내는 표이다.The MUX 30 receives the input inductor 30 of FIG. 3 according to a selection signal SE indicating six phasor intervals divided according to the relative magnitudes of the input voltages Va, Vb, and Vc from the PFC controller 40. [ And selectively outputs currents corresponding to Ip and In among the generated input currents Ia, Ib, and Ic generated by the currents Ia, Ib, and Ic. Here, subscript p of I is an abbreviation of positive, and n means abbreviation of negative. Table 1 below is a table showing currents output from the MUX 30 for each of six phasor intervals divided according to the relative magnitudes of the input voltages Va, Vb, and Vc.

구간section IpIp InIn -30°-30°-30 ° -30 ° IcIc IbIb 30°-90 °30 ° -90 ° IaIa IbIb 90°-150°90 ° -150 ° IaIa IcIc 150°-210°150 ° -210 ° IbIb IcIc 210°-270°210 ° -270 ° IbIb IaIa 270°-330°270 ° -330 ° IcIc IaIa

PFC 컨트롤러(40)는 MUX(30)로부터 6개의 페이져(phasor) 구간 별로 출력되는 입력 전류(Ip, In)를 입력 받고, 입력전압(Va, Vb, Vc) 크기와 입력전류(Ip, In) 크기의 차이가 크면, 도 3의 스위치(14)를 온(ON)하여 접지에 연결하고 스위치 온(ON) 시간을 길게 하는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)를 생성하여 입력 인덕터(12)에 전류를 많이 충전한 후 오프(OFF)하여 입력 인덕터(12) 양단전압을 높여 출력단에 연결된 커패시터(13)에 많은 전류를 흐르게 한다. 반대로 입력전압(Va, Vb, Vc) 크기와 입력전류(Ip, In)의 크기가 작으면 접지에 연결되는 스위치 온(ON) 시간을 줄이는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)를 생성하여 출력으로 흐르는 전류량을 줄여 입력 인덕터의 전류(Ia, Ib, Ic)를 입력 전압의 파형과 유사한 파형을 갖도록 보상한다. The PFC controller 40 receives input currents Ip and In outputted for each of six phasor periods from the MUX 30. The PFC controller 40 receives input currents Ip and In of the input voltages Va, Vb, and Vc, When the difference in size is large, the switching signal Sa, Sb, Sc for turning on the switch 14 of Fig. 3 and connecting it to the ground and increasing the switch-on time is generated and input to the input inductor 12 A large amount of current is charged and then turned off to raise the voltage across the input inductor 12 to cause a large amount of current to flow through the capacitor 13 connected to the output terminal. Conversely, when the magnitude of the input voltage (Va, Vb, Vc) and the magnitude of the input current (Ip, In) are small, switching signals Sa, Sb, Sc for reducing the on- The amount of current flowing is reduced to compensate for the current (Ia, Ib, Ic) of the input inductor to have a waveform similar to the waveform of the input voltage.

한편, 위와 같은 PFC 컨트롤러 장치에 구비된 먹스(30)는 다수의 스위칭 소자들로 구현될 수 있는데, 이러한 먹스(30)내의 스위칭 소자들은 스위칭 동작에 따른 비연속성을 피할 수 없고, 이러한 비연속성은 먹스(30)로부터 출력되는 신호의 노이즈를 작용한다. 또한 먹스(30)내의 스위칭 소자에서 발생하는 Ron 저항, 불완전한 스위칭 동작 등 또한 신호 왜곡을 일으키는 주요한 원인으로 작용한다. 먹스 내의 스위칭 소자들의 개수가 증가하면 이러한 노이즈 발생은 더욱 심해지며, 이는 PFC 컨트롤러 장치의 성능을 악화시키는 주요한 요인으로 작용한다.
Meanwhile, the MUX 30 included in the above PFC controller device can be implemented with a plurality of switching elements. The switching elements in the MUX 30 can not avoid the discontinuity due to the switching operation, The noise of the signal output from the mux 30 acts. Also, the Ron resistance generated in the switching element in the mux 30, incomplete switching operation, etc. also act as a main cause of signal distortion. As the number of switching elements in the MUX increases, such noise generation becomes worse, which is a major factor deteriorating the performance of the PFC controller device.

따라서, 본 발명의 목적은 MUX로 인한 성능 저하를 줄일 수 있는 PFC 컨트롤러 장치 및 이를 갖는 전력 변환 장치를 제공하는 데 있다.
Accordingly, it is an object of the present invention to provide a PFC controller device and a power conversion device having the PFC controller device capable of reducing performance degradation due to MUX.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 PFC 컨트롤러 장치는, 3상의 입력 전압을 인가 받는 인덕터와 상기 인덕터에 연결된 스위칭 소자를 구비한 AC-DC 전력 변환기에서 상기 스위칭 소자의 듀티율을 제어하여 상기 인덕터에 흐르는 전류량을 보상하기 위해, 상기 3상의 입력 전압을 인가받아서, 정류된 입력 전압을 출력하는 3상 정류기 및 상기 AC-DC 전력 변환기의 출력 전압과 기준전압의 차이 전압과 상기 정류된 입력 전압을 비교한 비교 결과를 이용하여 상기 스위칭 소자의 듀티율을 제어하는 스위칭 신호를 생성하는 PFC 컨트롤러를 포함한다.According to an aspect of the present invention, there is provided an AC-DC power converter including an inductor receiving an input voltage of three phases and a switching element connected to the inductor, the duty ratio of the switching device being controlled Phase rectifier that receives the input voltage of the three phases and outputs a rectified input voltage to compensate for the amount of current flowing through the inductor, and a three-phase rectifier that receives the difference voltage between the output voltage and the reference voltage of the AC- And a PFC controller that generates a switching signal for controlling a duty ratio of the switching device using a comparison result obtained by comparing input voltages.

본 발명의 다른 일면에 따른 전력 변환 장치는, 3상의 입력전압을 출력하는 3상 전압 인가부와, 3상의 입력전압을 인가받는 노드를 통해 직렬 연결되는 정류용 다이오드들과, 상기 정류용 다이오드들과 병렬 연결된 2개의 직렬 연결 캐패시터, 상기 3상 전압 인가부와 상기 정류용 다이오드들 사이에 구비된 입력 인덕터 및 상기 입력 인덕터와 연결된 스위치를 포함하는 AC-DC 전력 변환기 및 상기 3상의 입력 전압을 인가받아서, 정류된 입력 전압을 출력하는 3상 정류기와, 상기 AC-DC 전력 변환기의 출력 전압과 기준전압의 차이 전압과 상기 정류된 입력 전압을 비교한 비교 결과를 이용하여 상기 스위치의 듀티율을 제어하여 상기 인덕터에 흐르는 전류량을 보상하는 PFC 컨트롤러를 포함한다.
According to another aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus comprising: a three-phase voltage application unit for outputting an input voltage of three phases; rectification diodes connected in series through a node to which an input voltage of three phases is applied; An AC-DC power converter including two series-connected capacitors connected in parallel with the input inductor, an input inductor provided between the three-phase voltage applying unit and the rectifying diodes, and a switch connected to the input inductor, And a duty ratio of the switch is controlled using a comparison result obtained by comparing a difference voltage between an output voltage and a reference voltage of the AC-DC power converter and the rectified input voltage, And a PFC controller for compensating an amount of current flowing in the inductor.

본 발명에 의하면, AC-DC 전력 변환기의 PFC(Power Factor Correlation) 컨트롤러에서 입력전압을 선택하는 MUX를 사용하지 않아 구성을 간단하게 한다. 또한 AC-DC 전력변환의 PFC(Power Factor Correlation)의 정확한 입력전압신호를 입력하게 되므로 효율을 개선하고, 전류왜곡을 개선한다. 또한, MUX 스위칭 시 발생하는 입력신호의 비연속성으로 발생하는 노이즈를 줄일 수 있다. 또한, MUX 스위치에 발생하는 Ron저항, 스위치의 불완전으로 발생하는 신호 왜곡을 차단하므로 PFC 컨트롤러의 특성을 향상시키는 효과를 제공한다.
According to the present invention, a configuration is simplified by not using a MUX for selecting an input voltage in a PFC (Power Factor Correlation) controller of an AC-DC power converter. In addition, accurate input voltage signal of PFC (Power Factor Correlation) of AC-DC power conversion is input, thus improving efficiency and improving current distortion. In addition, it is possible to reduce noise generated due to discontinuity of an input signal generated in MUX switching. In addition, since the Ron resistance generated in the MUX switch and the signal distortion caused by incomplete switch are blocked, the characteristic of the PFC controller is improved.

도 1은 기존의 3상의 브릿지 정류기의 회로 구성을 보여주는 회로도이다
도 2는 3상의 브릿지 정류기의 PFC 보상 이전의 입력 전류와 PFC 보상 이후의 입력 전류의 파형을 보여주는 파형도이다.
도 3은 3 상 비엔나(Vienna) 정류기의 회로 구성을 보여주는 회로도이다.
도 4는 PFC 컨트롤러 장치의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치의 개략적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 정류기의 내부 구성을 보여주는 회로도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러의 내부 구성을 보여주는 블록도이다.
도 8은 도 7에 도시된 보상기와 에러 앰프의 회로 구성을 보여주는 회로도이다.
도 9는 도 7에 도시된 디코더의 구성을 보여주는 논리 회로도이다.
도 10은 도 7에 도시된 드라이버의 회로 구성을 보여주는 회로도이다.
도 11 내지 도 13은 도 7에 도시된 PFC 컨트롤러의 상세 동작을 설명하기 위한 도면들이다.1 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional three-phase bridge rectifier
FIG. 2 is a waveform diagram showing the input current before the PFC compensation and the waveform of the input current after the PFC compensation of the three-phase bridge rectifier. FIG.
3 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a three-phase Vienna rectifier.
4 is a block diagram showing a configuration of a PFC controller device.
5 is a block diagram showing a schematic configuration of a PFC controller device according to an embodiment of the present invention.
6 is a circuit diagram showing an internal configuration of a three-phase rectifier according to an embodiment of the present invention.
7 is a block diagram illustrating an internal configuration of a PFC controller according to an embodiment of the present invention.
8 is a circuit diagram showing the circuit configuration of the compensator and the error amplifier shown in FIG.
9 is a logic circuit diagram showing the configuration of the decoder shown in FIG.
10 is a circuit diagram showing a circuit configuration of the driver shown in FIG.
11 to 13 are views for explaining the detailed operation of the PFC controller shown in FIG.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 대해 상세히 설명하기로 한다. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치의 개략적인 구성을 보여주는 블록도이다.5 is a block diagram showing a schematic configuration of a PFC controller device according to an embodiment of the present invention.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치(300)는 다양한 종류의 AC-DC 전력 변환기에 적용될 수 있으며, 특별히 한정하는 것은 아니지만, 도 3에 도시된 3상 비엔나 정류기(10)에 기반한 AC-DC 전력 변환기에 적용되는 것으로 한정하여 설명하기로 한다.5, the PFC controller device 300 according to an exemplary embodiment of the present invention can be applied to various types of AC-DC power converters, and includes, but not limited to, the three-phase rectifier of FIG. 3 10) based AC-DC power converter.

본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치(300)는 기존의 PFC 컨트롤러(40)에 입력되는 입력 전류를 결정하기 위해 6개의 페이져 구간별로 입력 전압을 선택하기 위해 설계된 MUX를 3상 정류기로 대체한다. 이와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치(300)는 3상 정류기를 통해 입력 전압을 6개의 페이져 구간별로 입력 전압을 선택하는 아날로그 형태의 선택 방식을 이용함으로써, 기존의 MUX 내의 스위칭 소자들에서 이루어지는 스위칭 동작과 같은 디지털 형태의 선택 방식에 따른 입력 신호의 비 연속성으로 인한 노이즈를 줄일 수 있다.The PFC controller device 300 according to an embodiment of the present invention may be configured such that a MUX designed to select an input voltage for each of six pager sections is determined by a three- do. As described above, the PFC controller device 300 according to an embodiment of the present invention uses an analog type selection method of selecting an input voltage for six phasor intervals as an input voltage through a three-phase rectifier, It is possible to reduce the noise due to the discontinuity of the input signal according to the digital type selection method such as the switching operation in the elements.

구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러 장치(300)는 도 3과 같은 3상 비엔나 정류기에 인가되는 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc)을 입력 받아서, 6개의 페이져 구간별로 정류된 2개의 입력 전압(Vp, Vn)을 출력하는 3상 교류 정류기(100) 및 상기 3상 교류 정류기(100)에 의해 정류된 상기 2개의 입력 전압(Vp, Vn)을 입력받아서, 도 3에 도시된 인덕터(12)에 흐르는 전류를 변경하기 위해 도 3에 도시된 스위치(14)의 스위칭 동작을 결정하는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)를 출력하는 PFC 컨트롤러(200)를 포함한다. More specifically, the PFC controller 300 according to an embodiment of the present invention receives input voltages Va, Vb, and Vc of three phases applied to the three-phase rectifier of FIG. 3, Phase alternating-current rectifier 100 for outputting two input voltages Vp and Vn and the two input voltages Vp and Vn rectified by the three-phase AC rectifier 100, And a PFC controller 200 for outputting switching signals Sa, Sb and Sc for determining the switching operation of the switch 14 shown in Fig. 3 in order to change the current flowing through the inductor 12 shown in Fig.

아래에서 상세히 설명하겠지만, 3상 교류 정류기(100)에 의해 정류된 입력 전압(Vp, Vn)은 상기 PFC 컨트롤러(200) 내에서 상기 인덕터(12)에 흐르는 전류를 변경하기 위한 스위치 클럭을 결정하는 비교 신호로서 작용한다. The input voltages Vp and Vn rectified by the three-phase AC rectifier 100 determine the switch clock for changing the current flowing in the inductor 12 in the PFC controller 200 And serves as a comparison signal.

이러한 3상 정류기(100)에서 출력되는 정류된 전압(Vp, Vn)은 PFC가 전류를 보상하는 시간과 전류의 크기를 가변할 수 있도록 그 크기를 조절할 수 있도록 구현될 수 있다. 이를 위해, 상기 3상 정류기(100)는 도 6에 도시된 바와 같은 회로 형태로 구현될 수 있다.The rectified voltages Vp and Vn output from the three-phase rectifier 100 can be adjusted so that the PFC compensates for the current and the size of the current can be varied. To this end, the three-phase rectifier 100 may be implemented in a circuit form as shown in FIG.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 정류기의 내부 구성을 보여주는 회로도이다.6 is a circuit diagram showing an internal configuration of a three-phase rectifier according to an embodiment of the present invention.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 정류기(100)는 도 3의 3상 비엔나 정류기(10)의 3상 전압 인가부(11)로부터 출력되는 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc)을 인가 받는 제1 내지 제3 노드(Na, Nb, Nc)와, 각 노드(Na, Nb, Nc)를 통해 직렬 연결되는 다수의 다이오드들(D10 ~ D60), 상기 다이오드들(D10, D30, D50)에 공통 연결되어 제1 출력 전압(Vp)을 출력하는 제1 출력단(62) 및 상기 다이오드들(D20, D40, D60)에 공통 연결되어 제1 출력 전압(Vp)보다 낮은 제2 출력 전압(Vn)을 출력하는 제2 출력단(64)을 포함한다. 상기 제1 출력 전압은 상기 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc) 중에서 도 2의 각 페이져 구간별로 가장 높은 전압에 해당하고, 상기 다이오드들(D20, D40, D60)에 공통 연결되어 상기 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc) 중에서 도 2의 각 페이져 구간별로 가장 낮은 전압에 해당한다.6, a three-phase rectifier 100 according to an embodiment of the present invention includes three-phase input voltages Va, Va, and Vb output from the three-phase voltage application unit 11 of the three- A plurality of diodes D10 to D60 connected in series through each of the nodes Na, Nb and Nc and a plurality of diodes D10 to D60 connected to the first to third nodes Na, Nb and Nc, D40 and D60 and a first output terminal 62 which is commonly connected to the first output voltage Vp and is connected in common to the diodes D10, D30 and D50, And a second output terminal 64 for outputting a second output voltage Vn. The first output voltage corresponds to the highest voltage of each of the three phase input voltages Va, Vb and Vc for each phasor section of FIG. 2, and is commonly connected to the diodes D20, D40 and D60, And corresponds to the lowest voltage among the input voltages Va, Vb, and Vc for each phasor section in FIG.

이러한 3상의 교류 정류기(100)는 기존의 PFC 컨트롤러(40)로부터의 선택 신호 없이 입력되는 3상의 입력 전압을 자연스럽게 정류하여 아날로그 방식의 정류된 출력 전압을 선택적으로 출력함으로써, 정확한 입력 전압을 PFC 컨트롤러에게 제공하여 효율 및 전류 왜곡을 개선할 수 있다. 또한 MUX 설계의 배제를 통해 간단하게 전체 회로 구성을 간단하게 구현할 수 있다.The three-phase AC rectifier 100 naturally rectifies the input voltage of the three phases inputted without a selection signal from the conventional PFC controller 40 to selectively output the rectified output voltage of the analog system, To improve efficiency and current distortion. In addition, the entire circuit configuration can be easily implemented simply by excluding the MUX design.

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러의 내부 구성을 보여주는 블록도이다.7 is a block diagram illustrating an internal configuration of a PFC controller according to an embodiment of the present invention.

도 7을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 PFC 컨트롤러(200)는 필터부(211), 증폭부(213), 비교부(215), 먹스(217) 및 드라이버(219)를 포함하며, 상기 필터부(211)와 상기 증폭부(213)에 의해 필터링 및 증폭된 3상 정류기(100)의 정류된 출력 전압(Vp, Vn)과 각각 비교되는 톱니파(sawtooth) 신호를 생성하는 톱니파 신호 생성부(220)와 상기 먹스(217)에 의한 선택적 출력을 제어하는 선택 신호(V, θi: i=1~6)를 생성하는 선택 신호 생성부(230)를 더 포함한다.7, the PFC controller 200 according to an exemplary embodiment of the present invention includes a filter unit 211, an amplification unit 213, a comparison unit 215, a MUX 217, and a driver 219 And a sawtooth signal generating unit 220 for generating a sawtooth signal which is compared with the rectified output voltages Vp and Vn of the three-phase rectifier 100 filtered and amplified by the filter unit 211 and the amplifying unit 213, And a selection signal generating unit 230 for generating a selection signal (V,? I: i = 1 to 6) for controlling the selective output by the generating unit 220 and the mux 217.

상기 필터부(211)는 상기 3상 정류기(100)의 정류된 제1 및 제2 출력 전압(Vp, Vn)의 노이즈 성분을 제거하는 구성으로서, 2개의 저역 통과 필터들(LPF1, LPF2)를 포함하며, 필터(LFP1)는 제1 출력 전압(Vp)을 필터링하고, 다른 필터는 제2 출력 전압(Vn)을 필터링한다. The filter unit 211 is configured to remove the noise component of the rectified first and second output voltages Vp and Vn of the three-phase rectifier 100 and includes two low-pass filters LPF1 and LPF2 Filter LFP1 filters the first output voltage Vp and the other filter filters the second output voltage Vn.

상기 증폭부(213)는 필터링된 제1 및 제2 출력전압(Vp, Vn)을 증폭하는 구성으로서, 2개의 증폭기(AMP1, AMP2)를 포함하며, 증폭기(AMP1)의 입력단이 다른 증폭기(AMP2)의 출력단에 구비된 가산기(213B)에 연결되고, 상기 증폭기(AMP2)의 입력단이 상기 증폭기(AMP1)의 출력단에 구비된 가산기(213A)에 연결된 크로스 형태로 구성된다. The amplifier unit 213 amplifies the filtered first and second output voltages Vp and Vn and includes two amplifiers AMP1 and AMP2. The input terminal of the amplifier AMP1 is connected to another amplifier AMP2 And an input terminal of the amplifier AMP2 is connected to an adder 213A provided at an output terminal of the amplifier AMP1. The amplifier AMP2 is connected to an adder 213B provided at an output terminal of the amplifier AMP1.

상기 비교부(215)는 상기 필터부(211)와 상기 증폭부(213)에 의해 필터링 및 증폭된 제1 및 제2 출력 전압(Vp, Vn)과 상기 톱니파 신호 생성부(220)로부터의 톱니파 신호를 비교하는 구성으로서, 이 비교 결과는 도 3의 3상 비엔나 정류기(10)에 구비된 스위치(14)의 스위치 클럭을 결정하는데 이용된다. 이러한 비교부(215)는 2개의 비교기(215A, 215B)를 포하며, 상기 비교기(215A)는 상기 필터부(211)와 상기 증폭부(213)에 의해 필터링 및 증폭된 제1 출력 전압(Vp)과 상기 비교 신호 생성부(220)로부터의 톱니파 신호를 비교하고, 상기 비교기(215B)는 상기 필터부(211)와 상기 증폭부(213)에 의해 필터링 및 증폭된 제2 출력 전압(Vn)과 상기 톱니파 신호 생성부(220)로부터의 톱니파 신호를 비교한다.The comparator 215 compares the first and second output voltages Vp and Vn filtered and amplified by the filter unit 211 and the amplification unit 213 and the sawtooth wave from the sawtooth signal generator 220 As a configuration for comparing the signals, this comparison result is used to determine the switch clock of the switch 14 provided in the three-phase Vienner rectifier 10 of Fig. The comparator 215 includes two comparators 215A and 215B and the comparator 215A compares the first output voltage Vp filtered and amplified by the filter unit 211 and the amplification unit 213, And the comparator 215B compares a sawtooth signal from the comparison signal generator 220 with a second output voltage Vn filtered and amplified by the filter unit 211 and the amplification unit 213, And the sawtooth signal from the sawtooth signal generation unit 220 are compared.

상기 먹스(217)는 상기 선택 신호 생성부(230)로부터 전달되는 6개의 페이져 구간을 지시하는 디지털 형태의 선택 신호에 따라 도 3의 3상 비엔나 정류기의 스위치(14)의 온 및 오프 주기를 제어하는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)를 출력한다. The mux 217 controls the ON and OFF periods of the switch 14 of the three-phase diode rectifier of FIG. 3 according to a digital selection signal indicating six phasor intervals transmitted from the selection signal generator 230 And outputs the switching signals Sa, Sb and Sc.

상기 드라이버(219)는 상기 먹스(217)로부터 출력되는 스위칭 신호(Sa, Sb, Sc)를 드라이빙(증폭)한다. The driver 219 drives (amplifies) the switching signals Sa, Sb and Sc output from the mux 217.

이하, 상기 비교부(215)로 톱니파 신호를 제공하는 상기 톱니파 신호 생성부(220)에 대해 설명하기로 한다. Hereinafter, the sawtooth signal generator 220 for providing a sawtooth signal to the comparing unit 215 will be described.

상기 톱니파 신호 생성부(220)는 가산기(221), 보상기(223: Compensator), 에러 앰프(225: Error Amp) 및 톱니파 생성기(227)를 포함한다. 상기 가산기(221)는 도 3의 3상 비엔나 정류기(10)의 출력단에 출력되는 DC 출력 전압(Vo)과 기준 전압(Vref)의 차이를 계산하며, 여기서, 기준 전압(Vref)는 상기 DC 출력 전압(Vo)의 1/2로 설정될 수 있다. 즉, 상기 기준 전압(Vref)은 DC 출력 전압(Vo)의 크기를 강하한 값에 비례하여 낮아진다. 상기 보상기(223)는 상기 계산된 차이 전압의 의 고주파 성분 및 도 3의 3상 비엔나 정류기(10)의 출력단에 구비된 캐패시터(13)에 의한 위상 지연(phase delay)을 보상한다. 상기 에러 앰프(225)는 톱니파 신호의 전압 크기를 결정하는 구성으로서, 여기서, 상기 전압 크기는 PWM 신호를 발생하기 위한 펄스 파의 최대 전압 크기를 의미한다. 이러한 보상기(223) 및 에러 앰프(225)는 일례로 도 8에 도시된 바와 같은 회로 구현될 수 있다. 즉, 도 8에 도시된 바와 같이, 보상기(223)는 저항(R1)과, 상기 저항(R1)과 연결된 제1 입력단 및 접지에 연결된 제2 입력단을 갖는 OP 앰프(OP1)와, 상기 OP 앰프(OP1)와 병렬 연결된 캐패시터(C1) 및 저항(R2)으로 포함하여 구성될 수 있으며, 상기 에러 앰프(225)는 일단이 상기 OP 앰프(OP1)의 출력단에 연결된 가변 저항(RA)과, 상기 가변 저항(RA)의 타단에 연결된 제1 입력단 및 접지에 연결된 제2 입력단을 갖는 OP 앰프(OP2) 및 상기 OP 앰프(OP2)에 병렬 연결된 저항(R3)을 포함하여 구성될 수 있다. 한편, 보상기(223) 및 에러 앰프(225)의 구체적인 동작은 도 8에 도시된 회로도를 통해 당업자라면 충분히 이해할 수 있는 것인 바, 이에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다. The sawtooth signal generator 220 includes an adder 221, a compensator 223, an error amplifier 225, and a sawtooth wave generator 227. The adder 221 calculates the difference between the DC output voltage Vo and the reference voltage Vref output to the output terminal of the 3-phase Rectifier 10 of FIG. 3, where the reference voltage Vref is the DC output Can be set to 1/2 of the voltage Vo. That is, the reference voltage Vref is lowered in proportion to the value of decreasing the magnitude of the DC output voltage Vo. The compensator 223 compensates for the high frequency component of the calculated difference voltage and the phase delay caused by the capacitor 13 provided at the output terminal of the three-phase diode rectifier 10 of FIG. The error amplifier 225 is configured to determine the voltage magnitude of the sawtooth signal, wherein the voltage magnitude means the maximum voltage magnitude of the pulse wave for generating the PWM signal. The compensator 223 and the error amplifier 225 may be implemented in a circuit as shown in FIG. 8, the compensator 223 includes an OP amplifier OP1 having a resistor R1, a first input connected to the resistor R1 and a second input connected to the ground, And a capacitor C1 and a resistor R2 connected in parallel with the operational amplifier OP1. The error amplifier 225 includes a variable resistor RA whose one end is connected to the output terminal of the OP amp OP1, An OP amplifier OP2 having a first input connected to the other end of the variable resistor RA and a second input connected to the ground and a resistor R3 connected in parallel to the OP amplifier OP2. Concrete operations of the compensator 223 and the error amplifier 225 can be understood by those skilled in the art through the circuit diagram shown in FIG. 8, and a detailed description thereof will be omitted.

이하, 상기 먹스에 선택 신호를 제공하는 선택 신호 생성부(230)에 대해 설명하기로 한다. Hereinafter, the selection signal generator 230 for providing a selection signal to the mux will be described.

다시 도 7을 살펴보면, 상기 선택 신호 생성부(230)는 상기 먹스(217)에 의한 선택적 출력을 제어하는 선택 신호(V, θi: i=1~6)를 생성하는 구성으로서, 이를 위해, 3상의 입력 전압(Va, Vb, Vc)을 디지털 형태의 전압으로 변환하는 아날로그-디지털 변화기(229: ADC) 및 상기 디지털 형태로 변환된 입력전압(Va, Vb, Vc)의 상대적 크기를 고려하여 6개의 페이저 구간을 분할하고, 분할된 각 구간을 지시하는 6개의 디지털 형태의 선택 신호(V, θi: i=1~6)를 출력하는 디코더(231: decoder)를 포함한다. 이러한 디코더(231)는 도 9에 도시된 바와 같은 디지털 형태의 논리 회로로 구현되어, 출력된 신호에 따라 3상 비엔나 정류기(10)의 스위치(14)의 온/오프 주기가 선택적으로 결정하며, PWM 신호(PWMP, PWMN)가 입력될 스위치(14)가 선택된다.7, the selection signal generating unit 230 generates a selection signal (V, θi: i = 1 to 6) for controlling selective output by the mux 217. For this purpose, Digital converter 229 (ADC) for converting the input voltages Va, Vb and Vc into digital form voltages and the relative sizes of the input voltages Va, Vb and Vc converted into the digital form, And a decoder 231 for dividing the pager intervals and outputting six digital selection signals (V,? I: i = 1 to 6) indicating the divided intervals. The decoder 231 is implemented as a digital logic circuit as shown in FIG. 9, and the on / off period of the switch 14 of the three-phase diode rectifier 10 is selectively determined according to the output signal, The switch 14 to which the PWM signals PWMP and PWMN are to be input is selected.

도 10에서는 도 7에 도시된 드라이버의 내부 회로 구성을 일례를 보여주는 것으로서, 3상 비엔나 정류기(10)의 인덕터(12)에 연결된 스위치(14)를 구동하기 위하여 입력 파형의 신호의 전력을 증폭한다. 도 10에 도시된 드라이버의 회로 동작은 도면에 도시된 내용으로부터 당업자라면 충분히 이해할 수 있는 것이므로, 이에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다.10 shows an example of the internal circuit configuration of the driver shown in Fig. 7, which amplifies the power of the signal of the input waveform to drive the switch 14 connected to the inductor 12 of the three-phase sine-wave rectifier 10 . The circuit operation of the driver shown in FIG. 10 can be fully understood by those skilled in the art from the contents shown in the drawings, so a detailed description thereof will be omitted.

이하, 3상 정류기와 연결된 PFC 컨트롤러의 상세 동작에 대해 상세히 설명하기로 한다. 설명의 이해를 돕기 위해, 도 3 및 입력 전압에 따른 6개의 페이져 구간의 신호 파형을 보여주는 도 12가 함께 참조된다.Hereinafter, the detailed operation of the PFC controller connected to the three-phase rectifier will be described in detail. For ease of explanation, FIG. 3 and FIG. 12, which shows signal waveforms of six phasor intervals according to the input voltage, are referenced together.

PFC 컨트롤러의 제어에 의한 정류기의 보상은 상기 3상 정류기(100)에 의해 정류된 입력전압 크기와 입력전류의 차이가 크게 발생하면 비엔나 정류기 내의 도 3의 스위치(14)를 온(ON)하여 접지에 연결하고 스위치 온(ON) 시간을 길게 하여 도 3의 인덕터(12)에 전류를 많이 충전한후 오프(OFF)하여 도 3의 인덕터(12) 양단전압을 높여 출력단 도 3의 캐패시터(13)에 많은 전류를 흐르게 한다. 반대로 입력전압 크기와 입력전류의 크기가 작으면 접지에 연결되는 스위치 온(ON) 시간을 줄여 출력으로 흐르는 전류량을 줄여 인덕터의 전류를 입력전압파형과 유사한 파형을 갖도록 한다. The compensation of the rectifier by the control of the PFC controller is such that if the difference between the input voltage magnitude rectified by the three-phase rectifier 100 and the input current is large, the switch 14 of FIG. 3 in the rectifier of the Vienna is turned on, 3 to increase the voltage across the inductor 12 of FIG. 3 to increase the voltage of the capacitor 13 of the output stage. Thereby causing a large amount of current to flow. Conversely, if the magnitude of the input voltage and input current are small, the amount of current flowing to the output is reduced by reducing the switch-on time connected to the ground, so that the inductor current has a waveform similar to the input voltage waveform.

더욱 상세하게 설명하면, 도7에 도시된 디코더(231)에 의해 입력 전압(Va, Vb, Vc)의 상대적 크기에 따라 6개의 페이져 구간이 결정되며, 이때, 각 페이져 구간별로 3상 정류기(100)에 의해 정류된 입력 전압은 아래의 표와 같이 결정될 수 있다.
More specifically, six phasor intervals are determined according to the relative magnitudes of the input voltages Va, Vb, and Vc by the decoder 231 shown in FIG. 7, and three-phase rectifiers 100 ) Can be determined as shown in the following table.

구간section VpVp VnVn -30°-30°(V, θ1)-30 ° -30 ° (V, θ 1 ) VcVc VbVb 30°-90 °(V, θ2)30 ° -90 ° (V, θ 2 ) VaVa VbVb 90°-150°(V, θ3)90 ° -150 ° (V, θ 3 ) VaVa VcVc 150°-210°(V, θ4)150 ° -210 ° (V, θ 4 ) VbVb VcVc 210°-270°(V, θ5)210 ° -270 ° (V, θ 5 ) VbVb VaVa 270°-330°(V, θ6)270 ° -330 ° (V, θ 6 ) VcVc VaVa

3상 정류기(100)에 의해 정류된 입력 전압이 입력되면, 필터부(211)는 정류된 입력전압(Vp, Vn)에서 고주파 성분을 제거하여 이를 비교부(215)로 전달한다. 그러면, 비교부(215)는 도 11의 (a)와 같이, 정류된 입력전압(Vp, Vn)과 톱니파 신호의 크기를 비교하여, 톱니파 신호보다 크면 하이(High) 레벨을 가지며, 작으면, 로우(LOW) 레벨을 갖는 도 11의 (b)와 같은 펄스 형태의 PWM 신호를 출력한다. 드라이버(219)는 외부 드라이버를 충분히 동작하도록 비교부(215)의 출력신호(PWM 신호)를 입력하여 큰 전류를 흐르도록 한다. When the input voltage rectified by the three-phase rectifier 100 is input, the filter unit 211 removes high frequency components from the rectified input voltages Vp and Vn and transmits the same to the comparator 215. 11 (a), the comparator 215 compares the magnitudes of the sawtooth signals with the rectified input voltages Vp and Vn, and if the sawtooth signal is higher than the sawtooth signal, the comparator 215 has a high level, And outputs a pulse-shaped PWM signal as shown in FIG. 11 (b) having a low level. The driver 219 receives the output signal (PWM signal) of the comparator 215 so as to sufficiently operate the external driver so that a large current flows.

한편, 보상기(223)는 PFC 컨트롤러(200)가 높은 주파수에서 동작하도록 동작 주파수를 고주파 영역으로 확장하고, 에러 앰프(225)는 출력신호(Vo)와 기준신호(Vref)의 차이를 비교하여 도 3의 3상 비엔나 정류기(10)가 안정적으로 동작하도록 톱니파의 최대 전압 크기를 제어한다. The compensator 223 expands the operating frequency to a high frequency range so that the PFC controller 200 operates at a high frequency and the error amplifier 225 compares the difference between the output signal Vo and the reference signal Vref 3 < / RTI > three-phase rectifier 10 controls the maximum voltage magnitude of the sawtooth wave so that it operates stably.

아래의 표 3은 페이져 구간별 정류기의 출력 양단에 인가되는 전압을 보여주는 표이다.Table 3 below shows the voltage applied across the output of the rectifier by phasor section.

구간section SaSa SbSb ScSc -30°-30°-30 ° -30 ° ONON Vn
(Vca = Vc - Va)Vn
(Vca = Vc - Va) Vp
(Vba = Va - Vb)Vp
(Vba = Va - Vb) 30°-90 °30 ° -90 ° Vp
(Vac = Va - Vc)Vp
(Vac = Va - Vc) Vn
(Vbc = Vc - Vb)Vn
(Vbc = Vc - Vb) ONON 90°-150°90 ° -150 ° Vp
(Vab = Va - Vb)Vp
(Vab = Va - Vb) ONON Vn
(Vcb = Vb - Vc)Vn
(Vcb = Vb - Vc) 150°-210°150 ° -210 ° ONON Vp
(Vba = Vb - Va)Vp
(Vba = Vb - Va) Vn
(Vca = Va - Vc)Vn
(Vca = Va - Vc) 210°-270°210 ° -270 ° Vn
(Vac = Vc - Va)Vn
(Vac = Vc - Va) Vp
(Vbc = Vb - Vc)Vp
(Vbc = Vb - Vc) ONON 270°-330°270 ° -330 ° Vn
(Vab = Vb - Va)Vn
(Vab = Vb - Va) ONON Vp
(Vcb = Vc - Vb)Vp
(Vcb = Vc - Vb)

첫 번째 페이져 구간(-30°~30°)을 보면 스위치 Sa 는 ON 되어 공통 전원의 노드로 작용하고 스위치 Sb, Sc는 입력전압 Va, Vc의 전압에 비례하여, 도 3의 인덕터(12)의 입력전류가 흐르도록 도 3의 인덕터 스위치(14)를 제어한다. When the first phasor section (-30 ° to 30 °) is seen, the switch Sa is turned on and functions as a node of the common power source. The switches Sb and Sc are connected in parallel to the voltages of the input voltages Va and Vc, The inductor switch 14 of Fig. 3 is controlled so that the input current flows.

정류기(10) 출력단의 양전원단에 인가되는 전압을 Vp라하고 음전원단에 인가되는 전압을 Vn이라고 하면, 첫 번째 페이져 구간에서 Vp와 Vn은 Sa가 ON되는 구간이므로 Va는 공통전원이므로 이 전압을 기준으로 Vca = Vc - Va이며, Vab = Vb - Va가 된다. Assuming that the voltage applied to the positive output terminal of the rectifier 10 is Vp and the voltage applied to the negative power source is Vn, Vp and Vn in the first phasor interval are periods in which Sa is turned on, so Va is a common power source. As a standard, Vca = Vc - Va and Vab = Vb - Va.

참고로, 스위칭 제어에 따른 입력 전류를 보상하는 기본 동작 원리를 설명하면 다음과 같다.The basic operation principle for compensating the input current according to the switching control will be described below.

한 주기 스위칭 제어는 스위칭 주파수의 한 주기 동안 시간 평균에 따라 입력전류를 보상한다. 도 13의 (a)와 같은 부스트 전력 변환 회로를 예로 들어 설명하면, 인덕터(L) 스위치(SW) 등 회로를 구성하는 소자들이 기생 성분이 없다고 가정하면, 인덕터 전류 방정식은 아래 수학식 1, 2, 3과 같다.One cycle switching control compensates the input current according to the time average over one period of the switching frequency. Assuming that elements constituting a circuit such as an inductor (L) switch SW have no parasitic component, the inductor current equation can be expressed by the following equations (1) and (2) , 3.

Figure pat00001
Figure pat00001

Figure pat00002
Figure pat00002

Figure pat00003
Figure pat00003

전력변환회로가 DC 안정상태가 되면, 인덕터 전류 diL(t) = 0 이므로, 위 수학식(3)은 아래의 수학식(4), (5)로 변환된다.
When the power conversion circuit is in the DC stable state, since the inductor current di L (t) = 0, the above equation (3) is converted into the following equations (4) and (5).

Figure pat00004
Figure pat00004

Figure pat00005
Figure pat00005

위 수학식(4)을 보면, 출력전압은 입력전압과 스위치의 듀티율로 나타내지며, 인덕터 전류는 출력 로드 저항 Ro 와 듀티율(L)에 반비례한다.
(4), the output voltage is expressed by the input voltage and the duty ratio of the switch, and the inductor current is inversely proportional to the output load resistance Ro and the duty ratio (L).

이상 설명한 바와 같이, 기존에는 3상 PFC 입력전압을 결정하기 위해 6개 구간별로 입력의 전류를 선택하기 위해 MUX를 사용한다. 그러나 본 발명은 3상 정류기를 사용하여 정류기의 2개 출력전압(높은 전압과 낮은 전압)을 PFC 컨트롤러로 입력함으로써, AC ?C 전력변환기의 PFC(Power Factor Correlation) 컨트롤러에서 입력전압을 선택하는 MUX를 사용하지 않아 구성을 간단하게 하고, AC ?C 전력변환의 PFC(Power Factor Correlation)의 정확한 입력전압신호를 입력하게 되므로 효율을 개선하고, 전류왜곡을 개선할 수 있다. 또한 MUX 스위칭시 발생하는 입력신호의 비연속성으로 발생하는 노이즈를 줄이고, MUX 스위치에 발생하는 Ron저항, 스위치의 불완전으로 발생하는 신호 왜곡을 차단하므로 PFC 컨트롤러의 특성을 향상시킬 수 있다.As described above, conventionally, a MUX is used to select the input current for each of the six sections to determine the three-phase PFC input voltage. However, the present invention is applicable to a power factor correction (PFC) controller of an AC? C power converter by inputting two output voltages (high voltage and low voltage) of a rectifier to a PFC controller using a three- It is possible to simplify the configuration and input the correct input voltage signal of the PFC (Power Factor Correlation) of the AC? C power conversion, thereby improving the efficiency and improving the current distortion. In addition, the noise generated by discontinuity of the input signal generated in the MUX switching can be reduced, and the Ron resistance generated in the MUX switch and the signal distortion caused by the incomplete switch can be blocked, thereby improving the characteristics of the PFC controller.

이제까지 본 발명의 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.The embodiments of the present invention have been described above. It will be understood by those skilled in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention as defined by the appended claims. Therefore, the disclosed embodiments should be considered in an illustrative rather than a restrictive sense. The scope of the present invention is defined by the appended claims rather than by the foregoing description, and all differences within the scope of equivalents thereof should be construed as being included in the present invention.

Claims (6)

3상의 입력 전압을 인가 받는 인덕터와 상기 인덕터에 연결된 스위칭 소자를 구비한 AC-DC 전력 변환기에서 상기 스위칭 소자의 듀티율(duty ratio)을 제어하여 상기 인덕터에 흐르는 전류량을 보상하는 PFC 컨트롤러 장치에 있어서,
상기 3상의 입력 전압을 인가받아서, 정류된 입력 전압을 출력하는 3상 정류기; 및
상기 AC-DC 전력 변환기의 출력 전압과 기준전압의 차이 전압과 상기 정류된 입력 전압을 비교한 비교 결과를 이용하여 상기 스위칭 소자의 듀티율을 제어하는 스위칭 신호를 생성하는 PFC 컨트롤러
를 포함하는 PFC 컨트롤러 장치.
1. An AC-DC power converter having an inductor receiving a three-phase input voltage and a switching element connected to the inductor, the PFC controller compensating an amount of current flowing in the inductor by controlling a duty ratio of the switching device,
A three-phase rectifier receiving the input voltage of the three phases and outputting a rectified input voltage; And
A PFC controller for generating a switching signal for controlling a duty ratio of the switching device using a comparison result obtained by comparing a difference voltage between an output voltage of the AC-DC power converter and a reference voltage and the rectified input voltage;
Gt; PFC < / RTI >
제1항에 있어서, 상기 3상 정류기는,
상기 3상의 입력 전압을 인가 받는 제1 내지 제3 노드;
상기 제1 내지 제3 노드 각각을 통해 직렬 연결된 제1 내지 제6 다이오드들; 및
상기 제1 내지 제3 다이오드들의 출력단에 공통으로 연결된 제1 출력단; 및
상기 제 4내지 제6 다이오드들의 입력단에 공통으로 연결된 제2 출력단
을 포함하는 PFC 컨트롤러 장치.
The three-phase rectifier according to claim 1,
First to third nodes receiving the three-phase input voltage;
First to sixth diodes connected in series through each of the first to third nodes; And
A first output terminal commonly connected to the output terminals of the first to third diodes; And
A second output terminal connected in common to the input terminals of the fourth to sixth diodes,
Gt; PFC < / RTI >
제1항에 있어서, 상기 PFC 컨트롤러는 상기 3상의 입력 전압의 상대적 크기에 따라 6개의 페이져 구간을 계산하고,
상기 3상 정류기는,
상기 3상의 입력 전압 중 각 페이져 구간에서 가장 높은 입력 전압을 정류한 제1 입력전압과, 상기 3상의 입력 전압 중 각 페이져 구간에서 가장 낮 입력 전압을 정류한 제2 입력전압을 출력하는 PFC 컨트롤러 장치.
2. The method of claim 1, wherein the PFC controller calculates six phasor intervals according to a relative magnitude of the input voltages of the three phases,
The three-phase rectifier includes:
A PFC controller device for outputting a first input voltage in which the highest input voltage is rectified in each phasor section among the three-phase input voltages, and a second input voltage in which the lowest input voltage is rectified in each phasor section among the three- .
제3항에 있어서, 상기 PFC 컨트롤러는,
상기 차이 전압을 이용하여 톱니파 신호를 생성하는 톱니파 신호 생성부; 및
상기 제1 입력 전압과 상기 톱니파 신호를 비교하는 제1 비교기와, 상기 제2 입력 전압과 상기 톱니파 신호를 비교하는 제2 비교기를 포함하는 비교부를 포함하고,
상기 비교부의 비교 결과를 이용하여 상기 스위칭 소자의 듀티율을 제어하는 상기 스위칭 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 PFC 컨트롤러 장치.
4. The PFC controller according to claim 3,
A sawtooth signal generator for generating a sawtooth signal using the difference voltage; And
And a comparator including a first comparator for comparing the first input voltage and the sawtooth signal and a second comparator for comparing the second input voltage and the sawtooth signal,
And outputs the switching signal for controlling a duty ratio of the switching element using the comparison result of the comparator.
3상의 입력전압을 출력하는 3상 전압 인가부와, 3상의 입력전압을 인가 받는 노드를 통해 직렬 연결되는 정류용 다이오드들과, 상기 정류용 다이오드들과 병렬 연결된 2개의 직렬 연결 캐패시터, 상기 3상 전압 인가부와 상기 정류용 다이오드들 사이에 구비된 입력 인덕터 및 상기 입력 인덕터와 연결된 스위치를 포함하는 AC-DC 전력 변환기; 및
상기 3상의 입력 전압을 인가받아서, 정류된 입력 전압을 출력하는 3상 정류기와, 상기 AC-DC 전력 변환기의 출력 전압과 기준전압의 차이 전압과 상기 정류된 입력 전압을 비교한 비교 결과를 이용하여 상기 스위치의 듀티율을 제어하여 상기 인덕터에 흐르는 전류량을 보상하는 PFC 컨트롤러
를 포함하는 전력 변환 장치
A three-phase voltage application unit for outputting an input voltage of three phases, rectification diodes connected in series through a node to which a three-phase input voltage is applied, two series-connected capacitors connected in parallel with the rectification diodes, An AC-DC power converter including a voltage applying unit, an input inductor provided between the rectifying diodes and a switch connected to the input inductor; And
Phase rectifier that receives the input voltage of the three phases and outputs a rectified input voltage and a comparator that compares a difference voltage between an output voltage of the AC-DC power converter and a reference voltage and the rectified input voltage, A PFC controller that controls a duty ratio of the switch to compensate an amount of current flowing in the inductor
Power converter < RTI ID = 0.0 >
제5항에 있어서, 상기 3상 정류기는,
상기 3상의 입력 전압을 인가 받는 제1 내지 제3 노드;
상기 제1 내지 제3 노드 각각을 통해 직렬 연결된 제1 내지 제6 다이오드들; 및
상기 제1 내지 제3 다이오드들의 출력단에 공통으로 연결된 제1 출력단; 및
상기 제4 내지 제6 다이오드들의 입력단에 공통으로 연결된 제2 출력단
을 포함하는 전력 변환 장치.6. The three-phase rectifier according to claim 5,
First to third nodes receiving the three-phase input voltage;
First to sixth diodes connected in series through each of the first to third nodes; And
A first output terminal commonly connected to the output terminals of the first to third diodes; And
A second output terminal connected in common to the input terminals of the fourth to sixth diodes,
.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20190040321A (en) * 2016-09-29 2019-04-17 르노 에스.아.에스. How to determine current setting for car battery charger
CN111373627A (en) * 2017-11-09 2020-07-03 雷诺股份公司 Method for controlling a battery charger of an electrical storage device

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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190040321A (en) * 2016-09-29 2019-04-17 르노 에스.아.에스. How to determine current setting for car battery charger
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