KR100765921B1 - DC/DC Converter - Google Patents
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Abstract
본 발명은 직류/직류 변환기에 관한 것이다.The present invention relates to a DC / DC converter.
이러한 본 발명에 따른 직류/직류 변환기는 입력전압에 따른 에너지가 충전되는 인덕터부와, 상기 인덕터부에 상기 에너지가 충전되는 것을 제어하는 충전 스위치부와, 상기 인턱터부에 충전된 에너지를 상기 인덕터부에 병렬연결된 출력 스위치들의 스위칭을 통하여 상기 출력 스위치들 각각에 전기적으로 연결된 출력단자들로 출력하는 출력부와, 상기 출력단자들로 출력되는 전압들을 저항을 통하여 분배한 피드백 전압들과 기설정된 기준전압들을 비교하여 상기 피드백 전압들과 상기 기준전압들의 차이에 따른 비교신호들을 출력하는 비교부와, 상기 인덕터부에 흐르는 전류의 양을 감지하는 전류 감지부 및 상기 비교신호들과 상기 전류 감지부로부터 출력되는 신호에 따라 상기 충전 스위치를 제어하고, 상기 비교신호들에 따라 상기 출력 스위치들을 제어하는 제어부를 포함한다.The DC / DC converter according to the present invention includes an inductor unit for charging energy according to an input voltage, a charge switch unit for controlling the charging of the energy in the inductor unit, and the inductor unit for energy charged in the inductor unit. An output unit for outputting to output terminals electrically connected to each of the output switches through switching of output switches connected in parallel to the output switches, feedback voltages obtained by dividing the voltages output to the output terminals through a resistor, and a predetermined reference voltage A comparison unit outputting comparison signals according to a difference between the feedback voltages and the reference voltages, a current sensing unit sensing an amount of current flowing through the inductor unit, and an output from the comparison signals and the current sensing unit. The charging switch is controlled in accordance with a signal to be output, and the output switch according to the comparison signals. And a control unit for controlling the teeth.
이러한 본 발명에 따르면, 간단한 제어 구조로 직류/직류 변환기를 DCM(Discontinuous Mode)과 CCM(Critical Continues Mode)로 동작시킬 수 있는 등의 효과가 있다.According to the present invention, it is possible to operate the DC / DC converter in DCM (Discontinuous Mode) and CCM (Critical Continues Mode) with a simple control structure.
직류/직류 변환기, 승압, 부스트 컨버터,CCM, DCMDC / DC Converters, Step-Up, Boost Converters, CCM, DCM
Description
도1은 종래의 직류/직류 변환기를 나타낸 도면.1 is a view showing a conventional DC / DC converter.
도2는 도1의 동작 타이밍을 나타낸 도면.Fig. 2 is a diagram showing the operation timing of Fig. 1;
도3은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기를 설명하기 위한 비절연 다출력 부스트 컨버터의 개념 구성을 나타낸 도면.3 is a view showing the conceptual configuration of a non-isolated multi-output boost converter for explaining a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention.
도4는 도3의 구동회로에 대한 동작 타이밍(3개의 출력을 발생시키는 경우)을 나타낸 도면.FIG. 4 is a diagram showing operation timings (when three outputs are generated) for the driving circuit of FIG.
도5는 부스트 컨버터의 동작 방법인 DCM과 CCM을 나타낸 도면.5 is a diagram illustrating DCM and CCM which are operating methods of a boost converter.
도6은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 직류/직류 변환기인 정(+)전원과 부(-)전원을 발생시키는 부스트 컨버터의 개념 구성을 나타낸 도면.6 is a diagram showing the conceptual configuration of a boost converter for generating a positive (+) power source and a negative (-) power source, which are DC / DC converters according to a second embodiment of the present invention;
도7은 도6의 구동동작 중 정(+)전원 1개와 부(-)전원 2개를 발생시키는 경우 동작 타이밍을 나타낸 도면.FIG. 7 is a view showing an operation timing when one positive power and two negative powers are generated during the driving operation of FIG. 6; FIG.
본 발명은 직류/직류 변환기에 관한 것이다.
도1은 종래의 직류/직류 변환기를 나타낸 도면이고, 도2는 도1에서 N=3인 경우의 동작 타이밍을 나타낸 도면이다.
도1 및 도2를 참조하여 종래의 직류/직류 변환기의 동작을 설명하면 다음과 같다.The present invention relates to a DC / DC converter.
FIG. 1 is a diagram illustrating a conventional DC / DC converter, and FIG. 2 is a diagram illustrating an operation timing when N = 3 in FIG. 1.
Referring to Figures 1 and 2 will be described the operation of the conventional DC / DC converter as follows.
1) 스위치 M1을 턴온하여 인덕터 L에 에너지를 축적(build-up)시킨다.1) Turn on switch M1 to build up energy in inductor L.
2) 스위치 M1을 턴오프시키고 스위치 S1을 턴온하여 인덕터 L에 축적(build-up)된 에너지를 모두 Vo(1)으로 출력에 발생시킨다.2) Turn off the switch M1 and turn on the switch S1 to generate all the energy build-up in the inductor L to the output as Vo (1).
3) 스위치 S1을 턴오프시키고 위의 1)번과 동일한 방법으로 스위치 M1을 턴온하여 에너지를 Vo(2)를 위해 인덕터 L에 축적(build-up)시킨다.3) Turn off switch S1 and turn on switch M1 in the same way as in 1) above to build up energy in inductor L for Vo (2).
4) 스위치 M1을 턴오프시키고 스위치 S2를 턴온하여 인덕터 L에 축적(build-up)된 에너지를 모두 Vo(2)으로 출력에 발생시킨다.4) Turn off the switch M1 and turn on the switch S2 to generate all the energy build-up in the inductor L to the output as Vo (2).
5) 스위치 S2을 턴오프시키고 위의 1)번과 동일한 방법으로 스위치 M1을 턴온하여 에너지를 Vo(3)를 위해 인덕터 L에 축적시킨다.5) Turn off switch S2 and turn on switch M1 in the same way as 1) above to accumulate energy in inductor L for Vo (3).
6) 스위치 M1을 턴오프시키고 스위치 S3를 턴온하여 인덕터 L에 축적(build-up)된 에너지를 모두 Vo(3)으로 출력에 발생시킨다.6) Turn off switch M1 and turn on switch S3 to generate all of the energy build-up in inductor L to the output as Vo (3).
7) 스위치 S3를 턴오프시킨다.7) Turn off switch S3.
8) 위의 1)번 내지 7)번까지의 과정이 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 출력 전압을 발생시키는 한번의 사이클에 해당한다. 1)번 내지 7)번까지의 동작을 반복하여 출력 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 전압을 발생시키는데, 각각의 출력 전압이 원하는 수준인지 하는 것은 각각의 출력마다 개별적인 제어를 통해 에러를 최소화하는 방향으로 스위치 M1의 펄스폭을 대응하는 구간에 적용하여 펄스폭을 조정하는 방법을 사용한다.8) Processes 1) to 7) above correspond to one cycle of generating an output voltage at Vo (1), Vo (2), and Vo (3). 1) to 7) are repeated to generate voltages on the outputs Vo (1), Vo (2), and Vo (3). It is determined whether each output voltage is the desired level. The pulse width is adjusted by applying the pulse width of the switch M1 to the corresponding section in the direction of minimizing the error.
위와 같이 동작하는 방법을 보면 스위치 M1의 스위칭 주파수를 1MHz로 동작시켰을때 S1, S2, S3의 동작 주파수는 333KHz로 M1의 스위칭 주파수의 1/3로 동작하여 출력을 발생시키는 것을 알 수 있다. 이런 경우 각 출력 전압의 실효 주파수가 낮아 출력의 리플(ripple) 전압이 커지는 단점이 있다. 일반적으로 출력의 갯수가 N개로 많아지면 출력의 실효 동작 주파수도 1/N로 낮아져 출력 리플은 더욱 증가하게 된다. 도2의 시간축 T5와 T7의 경우를 보면 주어진 시간에 인덕터 L의 에너지를 출력에 발생시키지 못했을 경우로 인접 출력 전압에 영향을 미치는 간섭(crosstalk)이 발생하며 T7과 같이 출력이 더욱 많은 에너지를 필요로 하게 되면 인덕터 전류는 더욱 증가되고 간섭 현상은 더욱 심화되므로 동작 범위를 CCM 으로 동작시키는 것은 어렵고 DCM으로만 동작시켜야 하는 단점이 있다. CCM에서의 간섭 현상을 줄이기 위해서 인덕터 L 양단에 별도의 스위치를 연결하고 인덕터 에너지를 자율회전(free wheeling)시키는 구간을 두어 인덕터 전류를 전체적으로 증가시켜 제어하고자 하는 방법도 보고되었으나 간섭을 완전히 제거하기는 쉽지 않을 뿐만 아니라 DCM으로 동작시키는 경우의 단점들을 그대로 갖는 문제점이 있다.Looking at the operation method as described above, when operating the switching frequency of the switch M1 at 1MHz it can be seen that the operating frequency of S1, S2, S3 is 333KHz operating at 1/3 of the switching frequency of M1 to generate the output. In this case, the effective frequency of each output voltage is low, so the ripple voltage of the output becomes large. In general, as the number of outputs increases to N, the effective operating frequency of the output also decreases to 1 / N, which further increases output ripple. In the case of the time bases T5 and T7 of FIG. 2, when the energy of the inductor L cannot be generated at the output at a given time, crosstalk occurs that affects the adjacent output voltage, and the output requires more energy as in T7. In this case, the inductor current is increased and the interference becomes more severe. Therefore, it is difficult to operate the operating range with CCM and has to operate with DCM only. In order to reduce the interference in the CCM, a method of connecting a separate switch across the inductor L and allowing a free wheeling of the inductor energy to increase the overall inductor current has been reported. Not only is it not easy, but there is a problem in that it still has the disadvantages of operating with DCM.
또한 종래 기술의 제어구조에 따르면, 각 출력 전압을 발생시키기 위해 각각의 스위치를 독립적으로 제어해야한다. 즉, 부스트 컨버터의 각각의 출력 전압이 원하는 전압 수준인지를 판단하여 에러를 구한 다음 에러를 최소화하는 방향으로 다음 출력을 발생시키기 위해 스위치 M1의 펄스 폭(duty)을 제어하여 에너지가 인덕터 L에 축적(build-up)되는 시간을 채널별로 조정해 주는 PI제어를 수행한다. 이러한 종래의 제어 방법에 따르면, N개의 출력을 발생시키기 위해 N개의 PI제어가 필요하게 되어 제어구조의 복잡도가 출력의 개수에 따라 증가하는 문제점이 있다.In addition, according to the control structure of the prior art, each switch must be controlled independently to generate each output voltage. In other words, it is determined whether each output voltage of the boost converter is at a desired voltage level to find an error, and then control the pulse width of the switch M1 to generate the next output in the direction of minimizing the error so that energy is accumulated in the inductor L. PI control that adjusts the (build-up) time for each channel. According to the conventional control method, N PI control is required to generate N outputs, which increases the complexity of the control structure with the number of outputs.
이러한 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 직류/직류 변환기의 출력 리플 노이즈를 줄이는 것을 목적으로 한다.The present invention for solving this problem is to reduce the output ripple noise of the DC / DC converter.
또한, 본 발명은 종래 기술의 단점인 채널간의 간섭을 제거하기 위하여 직류/직류 변환기를 DCM만으로 동작시켜야한다는 제약조건을 완화시켜, 직류/직류 변환기가 DCM과 CCM에서 안정적으로 동작하도록 하는 것을 목적으로 한다.In addition, the present invention aims to alleviate the constraint that the DC / DC converter should be operated only with DCM to eliminate interference between channels, which is a disadvantage of the prior art, so that the DC / DC converter operates stably in DCM and CCM. do.
또한, 본 발명은 직류/직류 변환기의 출력의 개수가 많아짐에 따라 제어 회로의 복잡도가 증가하는 문제점을 개선하는 것을 목적으로 한다.In addition, an object of the present invention is to improve the problem that the complexity of the control circuit increases as the number of outputs of the DC / DC converter increases.
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이러한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 직류/직류 변환기는 입력전압에 따른 에너지가 충전되는 인덕터부와, 상기 인덕터부와 기저전압원 사이에 설치되어, 상기 인덕터부에 상기 에너지가 충전되는 것을 제어하는 충전 스위치부와, 상기 인턱터부에 충전된 에너지를 상기 인덕터부에 병렬연결된 출력 스위치들의 스위칭을 통하여 상기 출력 스위치들 각각에 전기적으로 연결된 출력단자들로 출력하는 출력부와, 상기 출력단자들로 출력되는 전압들을 저항을 통하여 분배한 피드백 전압들과 기설정된 기준전압들을 비교하여 상기 피드백 전압들과 상기 기준전압들의 차이에 따른 비교신호들을 출력하는 비교부와, 상기 인덕터부에 흐르는 전류의 양을 감지하는 전류 감지부 및 상기 비교신호들과 상기 전류 감지부로부터 출력되는 신호에 따라 상기 충전 스위치를 제어하고, 상기 비교신호들에 따라 상기 출력 스위치들을 제어하는 제어부를 포함한다.
상기 출력부는 단위 정전압 출력부를 포함하고, 상기 단위 정전압 출력부는 대응하는 출력 스위치와 그라운드 사이에 설치된 출력 커패시터부 및 상기 출력 커패시터부에 병렬연결되고, 상호 직렬연결된 2개의 저항을 포함하는 것이 바람직하다.
상기 출력부는 단위 부전압 출력부를 더 포함하고, 상기 단위 부전압 출력부는 대응하는 출력 스위치에 일단이 전기적으로 연결된 충전 커패시터부와, 애노드가 상기 충전 커패시터부의 타단에 전기적으로 연결되고, 캐소드가 그라운드에 전기적으로 연결된 소통 다이오드와, 캐소드가 상기 충전 커패시터부의 타단에 전기적으로 연결되고, 애노드가 대응하는 출력단자에 전기적으로 연결된 역전류 차단 다이오드와, 상기 역전류 차단 다이오드의 애노드와 그라운드 사이에 설치된 출력 커패시터부 및 상기 출력 커패시터부에 병렬연결되고, 상호 직렬연결된 2개의 저항을 포함하는 것이 바람직하다.
상기 비교부에 포함된 비교기들 중 마지막 비교기는 PI 제어기인 것이 바람직하다.
상기 제어부는 상기 PI 제어기로부터 출력되는 비교신호에 따라 상기 충전 스위치의 턴온 타임을 제어하는 것이 바람직하다.
상기 충전 스위치를 턴온하여 상기 인덕터부를 충전시키고, 상기 단위 정전압 출력부에 포함된 출력 스위치들을 순차적으로 턴온하여 상기 인덕터부에 충전된 에너지를 상기 단위 정전압 출력부의 출력단자로 공급하는 것이 바람직하다.
상기 출력 스위치들 중 마지막 출력 스위치는 상기 인덕터부에 흐르는 전류가 없을 때 턴오프되는 것이 바람직하다.
상기 충전 스위치와 상기 단위 부전압 출력부에 포함된 출력 스위치를 턴온하여 상기 인덕터부와 상기 단위 부전압 출력부에 포함된 충전 커패시터부를 충전시키고, 상기 단위 부전압 출력부에 포함된 출력 스위치들을 순차적으로 턴온하여 상기 출력 커패시터부와 상기 충전 커패시터부 간의 전압차이에 따른 전압을 출력단자로 공급하는 것이 바람직하다.
상기 단위 부전압 출력부에 포함된 출력 스위치들 중 마지막 출력 스위치는 상기 인덕터부에 흐르는 전류가 없을 때 턴오프되는 것이 바람직하다.
상기 인덕터부의 양단자 사이에 설치된 공진전류방지 스위치부를 더 포함하고, 상기 공진전류방지 스위치부는 상기 인덕터부에 흐르는 전류가 없을 때 턴온되는 것이 바람직하다.
상기 인덕터부는 2개 이상의 인덕터가 직렬연결되는 것이 바람직하다.
상기 인덕터부는 2개 이상의 인덕터가 병렬연결되는 것이 바람직하다.
상기 인덕터부는 3개 이상의 인덕터가 직, 병렬연결되는 것이 바람직하다.
상기 PI 제어기는 전류제어방식으로 제어되는 것이 바람직하다.
상기 PI 제어기는 전압제어방식으로 제어되는 것이 바람직하다.
도3은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기를 설명하기 위한 비절연 다출력 부스트 컨버터의 대표 블록도이고, 도4는 도3의 비절연 다출력 부스트 컨버터로 3개의 출력을 발생시키는 경우의 동작 타이밍도이다.
도3을 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기는 입력전압(Vin)에 따른 에너지가 충전되는 인덕터부(L)와, 인덕터부(L)와 기저전압원 사이에 설치되어, 인덕터부(L)에 에너지가 충전되는 것을 제어하는 충전 스위치부(M1)와, 인턱터부(L)에 충전된 에너지를 인덕터부(L)에 병렬연결된 출력 스위치들(S1, ...,SN-1, SN)의 스위칭을 통하여 출력 스위치들(S1, ...,SN-1, SN) 각각에 전기적으로 연결된 출력단자들로 출력하는 출력부(31)와, 출력단자들로 출력되는 전압들을 저항을 통하여 분배한 피드백 전압들(FB 1, ..., FB N-1, FBN)과 기설정된 기준전압들(Ref.1, ..., Ref.N-1, Ref.N)을 비교하여 피드백 전압들(FB 1, ..., FB N-1, FBN)과 기준전압들(Ref.1, ..., Ref.N-1, Ref.N)의 차이에 따른 비교신호들(Sig 1, ...,Sig N-1, Sig N)을 출력하는 비교부(32)와, 인덕터부(L)에 흐르는 전류의 양을 감지하는 전류 감지부 및 비교신호들(Sig 1, ...,Sig N-1, Sig N)과 전류 감지부로부터 출력되는 신호(T)에 따라 충전 스위치(M1)를 제어하고, 비교신호들(Sig 1, ...,Sig N-1, Sig N)에 따라 출력 스위치들(S1, ...,SN-1, SN)을 제어하는 제어부(33)를 포함한다.
출력부(31)는 단위 정전압 출력부(PO 1)를 포함하고, 단위 정전압 출력부(PO 1)는 대응하는 출력 스위치(S1)와 그라운드 사이에 설치된 출력 커패시터부(Co 1) 및 출력 커패시터부(Co 1)에 병렬연결되고, 상호 직렬연결된 2개의 저항(Ro11, Ro12)를 포함하는 것이 바람직하다.
비교부(32)에 포함된 비교기들 중 마지막 비교기는 PI 제어기인 것이 바람직하고, 제어부(33)는 PI 제어기로부터 출력되는 비교신호(Sig N)에 따라 충전 스위치(M1)의 턴온 타임을 제어하는 것이 바람직하다. 이에 대하여는 도 4의 구동 타이밍 도를 참조하여 후술한다.
인덕터부(L)의 양단자 사이에 설치된 공진전류방지 스위치부(Sf)를 더 포함하고, 공진전류방지 스위치부(Sf)는 인덕터부(L)에 흐르는 전류가 없을 때 턴온되는 것이 바람직하다. 이에 대하여도 도 4의 구동 타이밍 도를 참조하여 후술한다.
이러한 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기의 구동방법을 도3의 블록도와 도4의 타이밍 도를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.In order to achieve the above technical problem, a DC / DC converter according to the present invention is installed between an inductor unit in which energy according to an input voltage is charged, and the inductor unit and a base voltage source, thereby controlling that the energy is charged in the inductor unit. And an output unit for outputting the energy charged in the inductor unit to output terminals electrically connected to each of the output switches through switching of output switches connected in parallel to the inductor unit. A comparison unit configured to compare the feedback voltages of the output voltages through resistors with preset reference voltages and output comparison signals according to the difference between the feedback voltages and the reference voltages; and an amount of current flowing in the inductor unit. Current sensing unit for sensing and the signal output from the comparison signal and the current sensing unit Depending controls the charge switch, and a control unit that controls the output switch in accordance with the comparison signal.
The output unit may include a unit constant voltage output unit, and the unit constant voltage output unit may include an output capacitor unit installed between a corresponding output switch and ground, and two resistors connected in series with each other in parallel with the output capacitor unit.
The output unit further includes a unit negative voltage output unit, wherein the unit negative voltage output unit has a charging capacitor unit electrically connected at one end to a corresponding output switch, an anode is electrically connected to the other end of the charging capacitor unit, and a cathode is connected to ground. An electrically connected communication diode, a reverse current blocking diode having a cathode electrically connected to the other end of the charging capacitor portion, and an anode electrically connected to a corresponding output terminal, and an output capacitor provided between the anode and the ground of the reverse current blocking diode. It is preferable to include two resistors connected in series with each other and in series with the output capacitor.
Preferably, the last comparator among the comparators included in the comparator is a PI controller.
The controller may control the turn-on time of the charging switch according to the comparison signal output from the PI controller.
The charging switch may be turned on to charge the inductor unit, and the output switches included in the unit constant voltage output unit may be sequentially turned on to supply energy charged in the inductor unit to the output terminal of the unit constant voltage output unit.
It is preferable that the last output switch of the output switches is turned off when there is no current flowing in the inductor unit.
The charging switch and the output switch included in the unit negative voltage output unit are turned on to charge the inductor unit and the charging capacitor unit included in the unit negative voltage output unit, and the output switches included in the unit negative voltage output unit are sequentially It is preferable to turn on to supply a voltage according to the voltage difference between the output capacitor unit and the charging capacitor unit to the output terminal.
It is preferable that the last output switch of the output switches included in the unit negative voltage output unit is turned off when there is no current flowing in the inductor unit.
Preferably, the resonance current prevention switch unit is provided between both terminals of the inductor unit, and the resonance current prevention switch unit is turned on when there is no current flowing in the inductor unit.
Preferably, the inductor unit has two or more inductors connected in series.
Preferably, the inductor unit has two or more inductors connected in parallel.
Preferably, the inductor unit has three or more inductors connected in series and in parallel.
The PI controller is preferably controlled by the current control method.
The PI controller is preferably controlled by a voltage control method.
FIG. 3 is a representative block diagram of a non-isolated multi-output boost converter for explaining a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 4 generates three outputs with the non-isolated multi-output boost converter of FIG. 3. The operation timing diagram at the time of making it make.
Referring to FIG. 3, the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention is provided between an inductor part L, which is charged with energy according to an input voltage Vin, and an inductor part L and a base voltage source. The charge switch unit M1 controls the charging of energy to the inductor unit L, and the output switches S1, ..., which are connected to the inductor unit L in parallel with the energy charged in the inductor unit L. An
The
Preferably, the last comparator among the comparators included in the
It is preferable to further include a resonance current prevention switch unit Sf provided between both terminals of the inductor unit L, and the resonance current prevention switch unit Sf is turned on when there is no current flowing in the inductor unit L. This will also be described later with reference to the driving timing diagram of FIG. 4.
The driving method of the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the block diagram of FIG. 3 and the timing diagram of FIG. 4 as follows.
1) 충전 스위치(M1)를 턴온하여 입력 전압(Vin)과 연결된 인덕터부(L)에 에너지를 축적시킨다. 1) The charging switch M1 is turned on to accumulate energy in the inductor part L connected to the input voltage Vin.
2) 충전 스위치(M1)를 턴오프시키고 제1 출력 스위치(S1)를 턴온하여 인덕터부(L)에 축적된 에너지의 일부분을 Vo(1)으로 출력에 발생시킨다. 출력 전압이 원하는 수준에 도달했는지를 저항을 통해 나누어진 값과 기준전압1(ref1)과 비교기 1으로 비교하여 원하는 수준에 도달하면 제1 출력 스위치를 턴오프시킨다.2) The charging switch M1 is turned off and the first output switch S1 is turned on to generate a part of the energy stored in the inductor L at the output to Vo (1). Whether the output voltage reaches the desired level is compared with the value divided by the resistor and the reference voltage 1 (ref1) and the
3) 제2 출력 스위치(S2)를 턴온하여 인덕터부(L)에 축적(build-up)된 에너지의 일부분을 Vo(2)로 출력에 발생시킨다. 출력 전압이 원하는 수준에 도달했는지를 저항을 통해 나누어진 값과 기준전압2(ref2)와 비교기 2로 비교하여 원하는 수준에 도달하면 제2 출력 스위치(S2)를 턴오프시킨다.3) The second output switch S2 is turned on to generate a part of the energy accumulated in the inductor L at the output to Vo (2). Whether the output voltage reaches the desired level is compared with the value divided by the resistor and the reference voltage 2 (ref2) and the
4) 제3 출력 스위치(S3)를 턴온하여 인덕터부(L)에 남아있는 에너지를 Vo(3)로 출력에 발생시킨다. 인덕터부(L)에 흐르는 전류를 검출하여 인덕터부(L)에 남아있는 에너지가 출력에 모두 전달되었는지를 판단하여 제3 출력 스위치(S3)를 턴오프시킨다. 인덕터부(L)에 흐르는 전류가 0이 되는 점을 검출하여 제3 출력 스위치(S3)를 턴오프하고, 공진전류방지 스위치부(Sf)를 턴온한다. 출력에 전류를 모두 공급한 다음 입력 전압(Vin)과 연결된 인덕터부(L)와 도3의 VN 지점에서 보이는 기생 커패시턴스 성분의 공진으로 인하여 전류가 공진하며 흐르는 것을 방지하기 위해 인덕터 전류(iL)가 공진전류방지 스위치부(Sf)를 자체 회전하며 흐르도록 하는 것이다.4) The third output switch S3 is turned on to generate energy remaining in the inductor portion L at the output to Vo (3). The current flowing through the inductor unit L is detected to determine whether all of the energy remaining in the inductor unit L is transferred to the output, and the third output switch S3 is turned off. The third output switch S3 is turned off and the resonance current prevention switch part Sf is turned on by detecting that the current flowing through the inductor L becomes zero. The inductor current (i L ) is applied to prevent the current from resonating due to the resonance of the parasitic capacitance component seen at the point VN of FIG. 3 and the inductor portion L connected to the input voltage Vin after supplying all the current to the output. Is to cause the resonant current prevention switch unit (Sf) to rotate while flowing.
5) 위의 1)항에서 4)항이 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 출력 전압을 발생시키는 한번의 사이클로 1)항에서 4)항까지를 반복으로 동작하며 출력 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 전압을 발생시킨다. 출력 Vo(3) 발생 후에 Vo(3)의 저항을 배분하여 기준전압3(ref3)과 비교하여 에러를 구하면 출력 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에서 생긴 에러가 모두 합하여 나타나게 되어 PI제어를 통해 충전 스위치(M1)의 턴온타임을 제어하여 펄스폭을 조정함으로써 다음 출력을 발생시키는 제어가 되며, Vo(1), Vo(2)는 단순히 원하는 출력에 도달했는지를 비교기로 비교하면 되고 Vo(3)만이 PI 제어를 하게 되어 제어 구조가 간단하다. N개의 출력 전압을 발생하는 경우 제어의 구조는 N-1개의 비교기와 1개의 PI 제어만이 필요하게 된다. 5) In the above 1) to 4), repeat the operation of paragraph 1) to 4) in one cycle to generate the output voltage at Vo (1), Vo (2), Vo (3). 1), the voltage is generated at Vo (2) and Vo (3). After the output Vo (3) occurs, the resistance of Vo (3) is distributed and compared with the reference voltage 3 (ref3) to find the error so that all the errors in the output Vo (1), Vo (2), and Vo (3) appear together. By controlling the turn-on time of the charging switch M1 through the PI control, the pulse width is adjusted to generate the next output, and the Vo (1) and Vo (2) simply compare the comparable output with the comparator. Only Vo (3) performs PI control, so the control structure is simple. In case of generating N output voltages, the control structure requires only N-1 comparators and 1 PI control.
본 발명의 동작 주파수에 따라 분석하여 보면 충전 스위치(M1)를 1MHz로 동작시켰을 때 출력 스위치들(S1, S2, S3)의 동작 주파수도 동일하게 1MHz로 동작함을 알 수 있다. 따라서 출력 리플 노이즈가 적게 발생하며 한 개의 출력만을 발생시키는 부스트 컨버터와 동일함을 알 수 있다. 출력 전압을 N개 발생시키는 경우도 출력 스위치들(S1,...,SN)의 동작 주파수가 충전 스위치(M1)의 동작 주파수와 동일하다.Analyzing according to the operating frequency of the present invention, when operating the charge switch (M1) at 1MHz it can be seen that the operating frequency of the output switches (S1, S2, S3) also operates at the same 1MHz. Therefore, it can be seen that the output converter is the same as a boost converter that generates less output ripple noise and generates only one output. Even when generating N output voltages, the operating frequencies of the output switches S1, ..., SN are the same as the operating frequency of the charging switch M1.
도5는 부스트 컨버터의 동작 방법으로 DCM 모드와 CCM 모드의 동작시 인덕터 전류를 표시한 것이다. DCM 모드의 경우 인덕터에 흐르는 전류가 0인 점이 존재하고 CCM 모드의 경우 항상 전류가 인덕터에 흐르게 동작되어 출력에 더 많은 전류를 공급할 수 있다. 본 발명은 하나의 출력전압을 발생시키는 구조와 비슷한 파형으로 인덕터에 전류를 발생시키므로 DCM 모드는 물론 CCM 모드로 동작시켜도 문제없이 동작할 수 있고 인접 채널에 간섭을 일으키는 경우가 없다.Figure 5 shows the inductor current in the DCM mode and CCM mode of operation of the boost converter. In DCM mode, there is a zero current flowing through the inductor, while in CCM mode, current is always driven through the inductor to supply more current to the output. The present invention generates a current in the inductor in a waveform similar to a structure that generates one output voltage, so it can operate without problems even in the DCM mode as well as the CCM mode, and does not cause interference in adjacent channels.
도6은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 직류/직류 변환기인 정(+)전압 출력과 부(-)전압 출력을 발생시키는 비절연 다출력 승압 방식의 부스트 컨버터의 개념 구성도이다.
도6을 참조하면, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 직류/직류 변환기는 앞서 상세히 설명한 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기와 비교하여 출력부에 있어서 차이점이 있다. 즉, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 직류/직류 변환기에 포함된 출력부(61)는 단위 부전압 출력부(예를 들어 NO N)를 더 포함하고, 단위 부전압 출력부(NO N)는 대응하는 출력 스위치(SN)에 일단이 전기적으로 연결된 충전 커패시터부(CN)와, 애노드가 충전 커패시터부(CN)의 타단에 전기적으로 연결되고, 캐소드가 그라운드에 전기적으로 연결된 소통 다이오드(DN(2))와, 캐소드가 충전 커패시터부(CN)의 타단에 전기적으로 연결되고, 애노드가 대응하는 출력단자에 전기적으로 연결된 역전류 차단 다이오드(DN(1))와, 역전류 차단 다이오드(DN(1))의 애노드와 그라운드 사이에 설치된 출력 커패시터부(CoN) 및 출력 커패시터부(CoN)에 병렬연결되고, 상호 직렬연결된 2개의 저항을 포함한다.
이하에서는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 직류/직류 변환기와의 차이점을 주로하여 설명한다.
도6에 따르면, Vo(1)과 Vo(2)는 정(+)전압 출력이고 Vo(N-1)과 Vo(N)은 부(-)전압 출력이다. 예를 들어 도6에서 부(-)전압 출력 Vo(N)을 발생시키는 경우, 제N 출력 스위치(SN)의 출력쪽 단자에 충전 커패시터 CN의 일단이 전기적으로 연결되고, 충전 커패시터 CN의 타단에 소통 다이오드 DN(2)의 애노드와 역전류 차단 다이오드 DN(1)의 캐소드가 전기적으로 연결되고, 소통 다이오드 DN(2)의 캐소드는 그라운드에 전기적으로 연결되고, 역전류 차단 다이오드 DN(1)의 애노드는 출력단자에 전기적으로 연결되고, 역전류 차단 다이오드 DN(1)의 애노드와 그라운드 사이에 출력 커패시터 CoN이 설치되고, 2개의 저항이 상호 직렬연결된 상태로 출력 커패시터 CoN에 병렬연결되어있다. 도7은 도6에서 정(+)전압 출력 1개와 부(-)전압 출력 2개를 발생시키는 경우(즉, 도6의 그림에서 N=3 인 경우)의 동작 타이밍도이다. 구동방법을 도6의 블록도와 도7의 타이밍도를 참고하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 6 is a conceptual diagram of a non-isolated multi-output boost type boost converter that generates a positive voltage output and a negative voltage output, which are DC / DC converters according to a second embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 6, the DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention has a difference in output compared with the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention described above in detail. That is, the
Hereinafter, the differences from the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention will be mainly described.
According to Fig. 6, Vo (1) and Vo (2) are positive voltage outputs and Vo (N-1) and Vo (N) are negative voltage outputs. For example, in the case of generating the negative voltage output Vo (N) in FIG. 6, one end of the charging capacitor CN is electrically connected to the output terminal of the Nth output switch SN, and the other end of the charging capacitor CN is The anode of the communication diode DN (2) and the cathode of the reverse current blocking diode DN (1) are electrically connected, the cathode of the communication diode DN (2) is electrically connected to ground, and the cathode of the reverse current blocking diode DN (1) The anode is electrically connected to the output terminal, and the output capacitor CoN is installed between the anode and the ground of the reverse current blocking diode DN (1), and the two capacitors are connected in parallel with each other in series with the output capacitor CoN. FIG. 7 is an operation timing diagram when one positive voltage output and two negative voltage outputs are generated in FIG. 6 (that is, when N = 3 in FIG. 6). The driving method will be described in detail with reference to the block diagram of FIG. 6 and the timing diagram of FIG. 7 as follows.
1) 충전 스위치(M1)를 턴온하여 입력 전압(Vin)과 연결된 인덕터부(L)에 3개에 출력에 필요한 에너지를 축적시킨다. 한편 이때, 부(-)전압 출력을 발생시키는 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)을 턴온시킨다. 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)의 턴온과 관련한 설명은 아래 5)에서 상세히 설명한다.1) The charging switch M1 is turned on to accumulate energy for three outputs in the inductor part L connected to the input voltage Vin. Meanwhile, at this time, the second and third output switches S2 and S3 generating the negative voltage output are turned on. A description regarding the turn-on of the second and third output switches S2 and S3 will be described in detail with reference to 5) below.
2) 충전 스위치(M1)를 턴오프시키고 제1 출력 스위치(S1)를 턴온하여 인덕터부(L)에 축적된 에너지의 일부분을 Vo(1)으로 출력에 발생시킨다. 출력 전압이 원하는 수준에 도달했는지를 저항을 통해 나누어진 값과 기준전압1(ref1)과 비교기1로 비교하여 원하는 수준에 도달하면 제1 출력 스위치(S1)를 턴오프시킨다. 이에 따라 Vo(1)은 정전압 출력이 된다.2) The charging switch M1 is turned off and the first output switch S1 is turned on to generate a part of the energy stored in the inductor L at the output to Vo (1). Whether the output voltage reaches the desired level is compared with the value divided by the resistor and the reference voltage 1 (ref1) and the
3) 제2 출력 스위치(S2)를 턴온하면 인덕터부(L)에 축적된 에너지의 일부분이 충전 커패시터 C2와 소통 다이오드 D2(2)를 통하여 그라운드로 흐르며 충전 커패시터 C2에 에너지가 충전된다. 충전된 전압이 원하는 수준에 도달했는지를 제2 출력 스위치(S2)와 충전 커패시터 C2 쪽에 연결된 2개의 저항을 통해 나누어진 값과 기준전압2(ref2)을 비교기2로 비교하여 원하는 수준에 도달하면 제2 출력 스위치(S2)를 턴오프시킨다.3) When the second output switch S2 is turned on, a part of the energy accumulated in the inductor part L flows to the ground through the charging capacitor C2 and the communication diode D2 (2), and the charging capacitor C2 is charged with energy. Whether the charged voltage has reached the desired level is compared with the divided value through the two resistors connected to the second output switch (S2) and the charging capacitor C2 and the reference voltage (ref2) with the
4) 제3 출력 스위치(S3)을 턴온하여 인덕터부(L)에 남아있는 전류를 충전 커패시터 C3와 소통 다이오드 D3(2)를 통하여 그라운드로 흐르게 하여 충전 커패시터 C3로 에너지를 충전시킨다. 인덕터부(L)에 흐르는 전류를 검출하여 인덕터부(L)에 남아있는 에너지가 출력에 모두 전달되었는지를 판단하여 제3 출력 스위치(S3)를 X턴오프시킨다. 인덕터부(L)에 흐르는 전류가 0이 되는 점을 검출하여 제3 출력 스위치(S3)를 턴오프시키고, 공진전류방지 스위치부(Sf)를 턴온한다. 출력에 전류를 모두 공급한 다음 입력 전압(Vin)과 연결된 인덕터부(L)와 도6의 VN 지점에서 보이는 기생 커패시턴스 성분의 공진으로 인하여 전류가 공진하며 흐르는 것을 방지하기 위해 인덕터 전류(iL)가 공진전류방지 스위치부(Sf)를 자체 회전하며 흐르도록 하는 것이다.4) The third output switch S3 is turned on so that the current remaining in the inductor part L flows to the ground through the charging capacitor C3 and the communication diode D3 (2), thereby charging energy to the charging capacitor C3. The current flowing through the inductor unit L is detected to determine whether all of the energy remaining in the inductor unit L is transferred to the output, and the third output switch S3 is turned off. The third output switch S3 is turned off by detecting that the current flowing through the inductor L becomes zero, and the resonance current prevention switch part Sf is turned on. Inductor current (i L ) to supply current to the output to prevent the current from resonating due to the resonance of the inductor section (L) connected to the input voltage (Vin) and the parasitic capacitance component seen at point VN in FIG. Is to cause the resonant current prevention switch unit (Sf) to rotate while flowing.
5) 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)의 턴온과 관련하여 설명한다. 1)에서와 같이 충전 스위치(M1)을 턴온하여 3개에 출력에 필요한 에너지를 인덕터부(L)에 축적시키며, 부(-)전압 출력을 발생시키는데 해당되는 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)를 턴온시켜 각각의 출력 단자에 연결된 출력 커패시터 Co2, Co3와 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)의 한 단자에 연결된 충전 커패시터 C2, C3의 전압 차이로 생성된 전류가 출력에서 각각 역전류 차단 다이오드 D2(1), D3(1), 충전 커패시터 C2, C3, 출력 스위치(S2, S3), 충전 스위치(M1)를 통하여 그라운드로 흐름으로써, Vo(2)와 Vo(3)는 부(-)전압 출력이 된다. Vo(1), Vo(2), Vo(3)에서 필요한 총 에너지만큼이 인덕터부(L)에 충전되면 충전 스위치(M1)를 턴오프시킨다. 이때 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)도 턴오프시킨다.5) A description will be given regarding the turn-on of the second and third output switches S2 and S3. As in 1), the charging switch M1 is turned on to accumulate the energy required for the output in the inductor part L, and the second and third output switches S2 corresponding to generating the negative voltage output. , S3) is turned on so that the current generated by the voltage difference between the output capacitors Co2, Co3 connected to each output terminal and the charging capacitors C2, C3 connected to one terminal of the second and third output switches S2, S3 Each of the reverse current blocking diodes D2 (1), D3 (1), charging capacitors C2, C3, output switches S2, S3, and charging switch M1 to ground, thereby causing Vo (2) and Vo (3), respectively. Becomes negative voltage output. When the total energy required by Vo (1), Vo (2), and Vo (3) is charged in the inductor unit L, the charge switch M1 is turned off. At this time, the second and third output switches S2 and S3 are also turned off.
6) 위의 1)과 5)는 동일한 시간 영역에서 동작을 하지만 동작 설명의 편의상 부(-)전압 출력을 발생시키는 제2, 제3 출력 스위치(S2, S3)의 턴온, 턴오프에 대한 설명을 5)에 표현했다. 위의 1) 내지 4) 까지의 사이클이 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 출력 전압을 발생시키는 한번의 사이클로 1) 내지 4)를 반복으로 동작하며 출력 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에 전압을 발생시킨다. 본 발명의 정(+)전압 출력과 부(-)전압 출력을 발생시키는 직류/직류 변환기의 PI 제어는 앞서 설명한 도3의 다출력 정(+)전압 출력을 발생시키는 경우와 같이 마지막 출력 전압이 발생되는 Vo(3)를 배분하여 에러를 구하는데, Vo(3)가 정(+)전원을 발생시키는 경우는 도3의 경우와 동일하므로 도3의 다출력 정(+)전원 출력을 발생시키는 경우와 같이 출력전압을 저항으로 배분한 값과 기준전압(ref3)과 비교하여 에러를 구하고, 도6의 경우처럼 Vo(3)가 부(-)전원을 발생하는 경우는 출력전압과 기준전압(ref3)을 저항으로 배분하여 그라운드와 비교하여 에러를 구하여 PI 제어기를 동작시킨다. PI제어기를 제어하는데 필요한 에러는 출력 Vo(1), Vo(2), Vo(3)에서 생긴 에러가 모두 합하여 나타나게 되며 PI제어를 통해 충전 스위치(M1)의 턴온타임을 제어하여 펄스폭을 조정함으로써, 다음 출력을 발생시키는 제어기로 단지 1개의 PI 제어만이 필요하게 된다. N개의 정(+)전원과 부(-)전원을 발생시키는 부스트 컨버터의 경우 단순 비교기 N-1개와 1개의 PI제어기만 필요하게 되며 제어 구조가 1개의 출력을 발생시키는 부스트 컨버터와 복잡도가 비슷하다.6) 1) and 5) above are described for turning on and turning off the second and third output switches S2 and S3 which operate in the same time domain but generate a negative voltage output for convenience of description. 5). The above cycles 1) to 4) operate repeatedly 1) to 4) in one cycle of generating an output voltage at Vo (1), Vo (2) and Vo (3), and output Vo (1), Voltage is generated at Vo (2) and Vo (3). The PI control of the DC / DC converter which generates the positive voltage output and the negative voltage output of the present invention has the last output voltage as in the case of generating the multi-output positive voltage output of FIG. An error is obtained by allocating the generated Vo (3), but the case where Vo (3) generates positive power is the same as that of FIG. 3, thereby generating the multi-output positive power output of FIG. As in the case, the error is obtained by comparing the output voltage with the resistance and the reference voltage (ref3), and as shown in FIG. 6, when Vo (3) generates negative power, the output voltage and the reference voltage ( divide the ref3) into resistances and compare the error to ground to operate the PI controller. The error required to control the PI controller is the sum of the errors from the outputs Vo (1), Vo (2), and Vo (3), and the pulse width is adjusted by controlling the turn-on time of the charging switch M1 through PI control. By doing so, only one PI control is needed as the controller to generate the next output. The boost converter that generates N positive and negative power sources requires only a simple comparator N-1 and one PI controller, and the control structure is similar in complexity to the boost converter that generates one output. .
본 발명은 종래 기술의 단점을 보완한 제어 방법으로 비절연 다출력 부스트 컨버터의 제어 구조가 간단하다는 장점이 있다. 즉, 본 발명은 종래의 다채널 부스트 컨버터가 각각의 출력측을 제어하여 각각의 출력 전압을 발생시키는 방법을 개선한 것으로서, N개의 출력을 발생시키는 경우 N-1개의 비교기와 1개의 제어만을 필요로 하기 때문에 제어가 간단하다는 장점이 있다. 또한 종래의 방법이 각 채널의 제어를 채널별로 간섭이 없도록 구성하여야 하고 출력에 일정 전류 이상 공급되는 것을 방지하여 CCM 모드로 넘어가지 않게 구성하여야 하는 등의 제약조건들로 인하여 제어 구조가 복잡하였으나, 본 발명에 따르면, 맨 마지막 출력만을 PI제어기를 사용하여 제어함으로써, 제어 구조가 간단하다는 장점이 있다.The present invention has the advantage that the control structure of the non-isolated multi-output boost converter is simple as a control method that compensates for the disadvantages of the prior art. That is, the present invention improves the conventional multi-channel boost converter to control each output side to generate each output voltage. When generating N outputs, only N-1 comparators and one control are required. The advantage is that the control is simple. In addition, the control structure of the conventional method is complicated by the constraints such that the control of each channel should be configured so that there is no interference for each channel, and to prevent the supply of more than a certain current to the output so as not to go into the CCM mode. According to the present invention, by controlling only the last output using the PI controller, there is an advantage that the control structure is simple.
또한 본 발명에 따르면, 출력측의 스위치의 동작 주파수와 인덕터를 충전시키는 스위치의 동작 주파수가 동일해지고, 이에 따라 출력 리플 노이즈를 줄일 수 있는 효과가 있다.In addition, according to the present invention, the operating frequency of the switch on the output side and the operating frequency of the switch for charging the inductor becomes the same, thereby reducing the output ripple noise.
또한, 본 발명은 DCM 모드 및 CCM 모드에서도 잘 동작되므로 여러 개의 출력을 제어하면서도 하나의 출력을 발생시키는 경우의 부스트 컨버터와 비슷한 인덕터 전류의 파형을 가지고 안정적으로 동작한다는 장점이 있다.In addition, since the present invention works well in the DCM mode and CCM mode, it has the advantage of operating stably with a waveform of inductor current similar to the boost converter when generating a single output while controlling multiple outputs.
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