KR100433350B1

KR100433350B1 - Dc전압을 ac전압으로 변환하기 위한 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈과 전력변환모듈의 조합 및 전력변환방법

Info

Publication number: KR100433350B1
Application number: KR10-1999-7000464A
Authority: KR
Inventors: 프란코어브로노; 코투르피에르
Original assignee: 하이드로 케벡
Priority date: 1996-07-22
Filing date: 1997-06-25
Publication date: 2004-05-27
Also published as: CA2261616C; EP0914708A1; BR9710387A; JP3851926B2; DE69715214D1; EP0914708B1; CA2261616A1; WO1998004029A1; AU3250397A; JP2000514635A; KR20000067962A; CN1087881C; CN1225757A; DE69715214T2

Abstract

본 발명은 DC전압을 AC전압으로 변환하기 위한 저부유 상호접속 전력 전환모듈에 관한 것이다. 이 전환모듈은 DC전압을 수신하기 위한 두 개의 DC전압단자들과, AC전압을 전달하기 위한 AC전압단자와, AC전압단자를 거쳐 DC전압단자들 사이에 직렬의 토템폴로서 연결된 한 쌍의 전력 스위칭부품들을 포함하는 하프브리지를 갖는다. 디커플링장치는 유전물질로 분리되며 하프브리지와 오버래핑 관계로 근접하게 연장하는 일련의 두 개 이상의 인접 전극플레이트들을 포함한다. 이 인접 전극플레이트들의 각각은 DC단자들의 다른 쪽에 연결된다. 전극플레이트들은 두 개의 전력 스위칭부품들과, DC단자들과, AC단자를 통하여 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프를 형성하며, 이로써 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈을 얻는다.

Description

DC전압을 AC전압으로 변환하기 위한 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈과 전력변환모듈의 조합 및 전력변환방법{Low stray interconnection inductance power converting module for converting a DC voltage into an AC voltage, and a method therefor}

과거에는 전력 전자산업에서 급속한 성장이 있어왔다. 이 산업은 전력 전자제어식 스위치들(power electronic controlled switch)의 사용에 관계된다. 이들 스위치들은 전기신호의 명령 하에서 두 개의 전극들 사이에 도전 링크(conductive link)를 연달아서 폐쇄 및 개방하도록 기능한다. 실제기술은 이들 스위치들을 생산하기 위해서 반도체기판을 사용하며, 그 결과 스위치의 스위칭시간은 가장 기계적인 릴레이(relay)의 스위칭시간보다 훨씬 더 빠르다. 이 때문에 전력 반도체스위치는 전력흐름 제어용으로 매력적이다. 이들 시스템에서, 반도체 스위치들은 통상 한정된 형상의 수동부품(passive element)들로 분류되며 전력소스(power source)와 부하 또는 다른 전기 전력소스 사이에 연결된다. 또한 정보를 분석하는 제어유닛에 이 정보를 공급하기 위해서 일련의 전압 및 전류센서들이 제공된다. 분석된 정보에 기초하여, 스위칭명령들이 제어유닛으로부터 스위치들에 전달되어, 대량의 전기에너지가 제어식으로 전력소스들 사이에서 교환될 수 있다. 이들 시스템들은 전력변환기(power converter)로서 더 잘 알려져 있다.전력변환기의 한 가지 공통적인 응용은 전기모터를 구동하는 것이다. 이러한 형태의 응용에서, 일반적으로 DC전압소스는 전력공급소스로서 사용되며 전력변환기는 다상(polyphase)의 AC모터(polyphase AC motor)를 공급 및 제어하기 위해 DC전압을 다상 AC전압으로 변환하도록 사용된다. 또한 일반적으로 이들 DC/AC 전력변환기들은 인버터(inverter)로서 언급된다.AC전기모터에 고전력을 공급하기 위해서, 전력변환기는 고전압과 고전류에 저항할 수 있는 스위치들을 필요로 한다. 가장 잘 알려진 구성으로서, 전력변환기는 하드 스위칭모드(hard switching mode)에서 스위치들을 작동한다. 이 모드에서, 스위치는 블록킹상태(blocking state)로부터 완전 도전상태, 즉 두 단계로 작동한다. 첫 번째 단계에서, 전류는 스위치를 통하여 상승하여 스위치를 가로지르는 블록킹전압이 존재하므로 부하전류에 도달한다. 두 번째 단계에서, 부하전류는 완전도전 전압강하가 스위치를 가로질러 도달할 때까지 차단전압이 하강하는 동안 스위치를 통하여 순환한다. 완전도전 상태로부터 차단상태로 진행하기 위해서, 동일한 단계들이 역으로 이루어진다.

이들 두 단계들 동안에, 전류-전압의 출력은 매우 높고 전기부품들 내에서 스위칭 전력손실을 발생시킨다. 이들 스위칭 전력손실들은 스위치들의 도전손실에 추가되며 그들 둘 다 열을 발생시킨다. 전기부품들의 파손을 피하기 위해서, 이 부품들의 온도는 표준레벨 이하로 유지되어야 한다. 전기구성부품들은 열에너지를 방출하기 위하여 스위칭장치와 나란히 연결된 열교환기에 의해 냉각된다. 이 열교환기의 크기는 스위칭주파수에 비례 변화하여 발생된 열손실량에 따라 직접 좌우된다. 저 스위칭주파수에서 작동하는 변환기는 더 작은 열교환기를 요구한다. 한편 고 스위칭주파수는 필터 구성부품들의 크기와 소음을 감소시키는 것이 바람직하다. 그 결과 작동중인 스위칭주파수의 선택에 있어서 타협이 이루어진다. 열교환기와 필터 구성부품들의 크기를 감소시키기 위하여, 소음을 줄이기 위하여, 그리고 전력변환기의 효율을 증가시키기 위하여, 도전과 스위칭손실은 감소되어야 한다.

전력변환기에서 오늘날 가장 공통적으로 사용되는 스위칭부품들은, 작동시키기 용이하다는 이유로 MOSFET, IGBT 또는 MCT들과 같은 게이트 정전용량 트렌지스터(gate capacitance transistor)들이 사용된다. 이들 스위칭부품들의 도전손실은 이 부품들의 물리적 성질과, 크기와, 이 부품들 중 일부가 병렬로 장착될 수 있다는 사실과 관련된다. 따라서 스위칭부품들이 제어되는 방식에 따라 작동하므로써 이들 도전손실들을 감소시키기 위해 할 수 있는 일은 거의 또는 전혀 없다. 예를 들어, 그들의 게이트 입력 정전용량이 완전히 충전될 때 그들의 제어에 따라 작용하므로써 MOSFET 또는 IGBT들의 도전손실에 작용할 수는 없다. 그러나 스위치들이 제어되는 방식에 따라 작용하므로써 스위칭손실에 영향을 줄 수 있는 방식으로 스위치가 작동되는 경우에 스위칭손실을 감소시킬 수 있다. 그리하여, 스위칭손실들은, IGBT 또는 MOSFET용 게이트 레지스터의 적절한 선택과 같은 적절한 전기조절을 통한 스위칭속도를 증가시키므로써 더 감소될 수 있다. 그러나 전력스위칭장치는, 전력변환기 어셈블리 내에 위치된 부유 상호접속 인덕턴스(stray interconnection inductance)를 통하여 흐르는 전류의 갑작스런 변화로 인해 야기된 과도 전압스파이크(transient voltage spike)를 받는다. 이들 전압스파이크들은 버스전압(bus voltage)에 추가된다. 그리하여 전압스파이크를 조합하는 전압과 버스전압은 턴-오프(turn-off)상태 동안 스위치를 가로질러 인가된다. 전압스파이크의 크기가 너무 커지면, 전력변환기 내의 스위칭 전기부품들은 파손될 수도 있다. 추가로, 전압스파이크는 회로에서 부유 정전용량 부품들을 통하여 다른 구성부품들에 영향을 주는 소음을 발생시키며, 또한 EMI(전자기 간섭(Electro-magnetic Interference))문제를 추가한다.

또한 턴-오프단계 바로전에, 부유 상호접속 인덕턴스의 자계(magnetic field)에 저장된 에너지는 방출되어야 한다. 이 에너지는 스위치들 내에서 열손실을 통하여 제거된다. 1996년 9월에 M. Fashing에 의해 출판된 EPE 저널 6권 2호 33 내지 36쪽에 기재된 "스위치모드 변환기 내의 부유 인덕턴스에 기인한 손실(Losses due to Stray Inductance in Switch Mode converters)"에는, 스위치-온 전류가 동일 주기 내에서 스위치-오프 전류와 다를 때 변환기 내의 추가 전력손실이 부유 상호접속 인덕턴스에 링크될 수 있으며 이러한 손실은 전력변환기의 전체 손실에 상당하게 영향을 미치는 것으로 설명되어 있다.

전압스파이크와 변환기의 스위칭손실을 감소시키기 위하여, 다른 기술들이 적용될 수도 있다.

먼저, 클램핑장치(clamping device)는 스위치의 턴-오프단계 동안에 전압스파이크를 억제하도록 스위치들을 가로질러 연결될 수도 있다. 이렇게 하므로써, 클램핑장치는 턴-오프단계 바로전에 부유 상호접속 인덕턴스 내에 저장된 에너지를 전환하여 유지한다. 클램핑장치가 작동 중일 때 스위치는 전류의 강하율(falling rate)을 더 이상 제어하지 않는다. 이 강하율은 부유 상호접속 인덕턴스에 인가된 전압에 의존하며, 부유 상호접속 인덕턴스의 값에 의존한다. 이 전압의 값은 지탱될 수 있는 전압스파이크의 증폭을 나타낸다. 또한 클램핑장치가 작동 중일 때, 에너지는 DC공급소스로부터 클램핑장치로 펌핑(pump)된다. 이로 인하여 클램핑장치를 추가하므로써 턴-오프 손실을 증가시키며 스위치는 전류의 강하율에 대한 제어를 해제한다. 더 많은 전압스파이크가 억제되면 클램핑장치에 의해 배치된 에너지량은 더 높아진다. 이 에너지가 열손실을 통하여 제거된다면, 전력변환기의 효율에 영향을 미친다. 최근의 기술상태의 발전에 따라서, DC전압공급소스 내로 트랩(trap)된 에너지를 복귀시키기 위하여 추가의 구성부품들을 수신한 클램핑장치들이 사용된다. 이로 인하여 효율은 영향을 받지 않지만 시스템은 훨씬 더 복잡해진다.

두 번째로, 전압스파이크들을 발생시키는 스위치들의 턴-오프속도를 증가시키는 것 대신에, 에너지복귀 완충기들(energy recovery snubbers)은 높은 스위칭손실을 흡수하고 공급소스에 이 에너지를 복귀시키기 위하여 사용될 수도 있다. 그후 소스전압이 스위치된 주파수는 증가될 수 있다. 그리하여 변환기의 효율은 향상되고 전압스파이크들은 제한되지만, 전류강하율은 스위치에 의해 여전히 제어되지 않는다. 1996년 11/12월에 발행된 IEEE 산업분야 메거진 2권 39 내지 46쪽에 기재된, I. Takahashi 등의 "트랜지스터 인버터들의 99%효율에 대하여(Toward 99% Efficiency for Transistor Inverters)"에는, 상술한 바와 같은 변환기의 효율을 향상시키기 위해서 에너지복귀 완충회로의 사용에 대해서 설명되어 있다.

상술한 양 기술들은 전력변환기를 향상시키지만 회로에 구성부품들을 추가하므로써 전체 어셈블리는 더 복잡해진다.

전압스파이크들이 억제될 수 없는 응용분야에서 클램핑장치들이나 완충기들의 사용이 바람직하지 않다면, 그 결과 턴-오프단계 동안에 전압스파이크와 버스전압을 지지할 수 있는 고전압 전력 전기스위칭장치들을 사용할 필요가 있다. 불행히도 이러한 해결책은 장치의 전력스위칭능력을 감소시키며, 더 큰 반도체칩을 작동시키기 위하여 더 큰 어셈블리를 필요로 하며, 사용된 칩들의 크기와 전압저항 능력을 갖는 그들의 도전손실의 증가때문에 더 높은 도전손실을 발생시킨다. 그 결과 스위칭장치들에 부여된 전압스파이크들의 크기를 감소시키며, 스위칭속도를 증가시키며, 클램핑장치나 완충기들의 사용을 피하고, 스위치에 의한 전류강하율을 제어하며, 부유 상호접속 인덕턴스 자체와 관련된 손실을 감소시키고, 전력변환기의 크기를 감소시키기 위하여 전력변환기 어셈블리 내에 부유 상호접속 인덕턴스를 감소시키는 것이 매우 바람직하다.

작은 부유 상호접속 인덕턴스는 변환기 내에서 우수한 배선구조를 통하여 얻어진다. 대형 모듈에서, 전류 스위칭 능력을 증가시키기 위하여 수개의 반도체칩들이 병렬로 장착된다. 이들 반도체칩들의 배선은 진동을 방지하기 위하여 특정 방식으로 실시되어야 한다. 배선이 잘못되면 모든 칩들을 링크하는 부유 상호접속 인덕턴스 때문에 턴-온 및 턴-오프단계 동안에 칩들 사이에서 진동이 발생한다. 이러한 문제는 새로운 모듈의 설계에서 고려되어야 한다.

종래기술로서 알려진 것으로서, 미국특허 제 5,616,955 호, 제 5,574,312 호, 제 5,563,447 호, 제 5,541,453 호, 제 5,523,620 호, 제 5,512,790 호, 제 5,471,089 호, 제 5,459,356 호, 제 5,457,604 호, 제 5,444,295 호, 제 5,424,579 호, 제 5,347,158 호, 제 5,170,337 호, 제 5,043,859 호, 제 4,907,068 호와, 영국특허 제 2,261,768 호와, 유럽특허 제 621,635 호, 제 427,143 호가 있으며, 1996년 5월에 개최된 제 8 회 전력 반도체장치 및 IC에 관한 국제 심포지움에서 공개된 "고주파수 이용을 지향하는 새로운 로우-프로파일 전력모듈(A Novel Low-Profile Power Module Aimed at High-Frequency Applications)"의 321 내지 324쪽과; 1996년 IEE 세미나(다이제스트)에서 공개된 "미츠비시 모듈의 신기술 향상(Latest technology Improvements of Mitsubishi Modules)" #146 5/1 내지 5/5쪽과; 1995년 IEE 세미나(다이제스트)에서 공개된 "트랙션 응용을 위한 신뢰할 만한 1200A 2500V IGBT모듈들(Reliable 1200Amp 2500V IGBT Modules for Traction Applications)" #81 3/1 내지 3/13쪽과; 1994년 전력 반도체장치 및 IC에 관한 IEEE 국제 심포지움에서 공개된 "GaAs 반도체를 이용한 향상된 전력모듈과, 메탈 메트릭스 합성 패키지 재료와, 저인덕턴스 설계(Advanced Power Module using GaAs Semiconductors, Metal Matrix Composite Packaging Material, and Low Inductance Design)" 21 내지 24쪽에 기재되어 있다.

이들 문헌들에서, 하나 이상의 반도체 스위칭장치들을 포함하는 패키지의 내부부품 내에서 부유 상호접속 인덕턴스를 감소하기 위하여 다른 실시예들이 제안되어 있다. 그러나 이들 문헌들은 캐패시터에 의해 디커플된 두 개의 DC전압단자들에 각 패키지를 연결하는 배선으로 인한 부유 상호접속 인덕턴스를 감소시키는 방법에 대해서는 기재하지 않고 있다.

또한 종래기술로서 알려진 것으로서, 미국특허 제 5,430,326 호와 제 5,202,578 호가 있으며, 여기에는 특수한 외부연결수단 장치를 갖는 모듈이 전력 반도체장치용으로 제안되어 있다. 이들 모듈에 있어서, 전력변환기 어셈블리에는 버스바(bus bar)들과 최소로 감소된 상호접속 길이를 갖는 모듈이 제공되어, 이들 모듈들의 외부에서 부유 상호접속 인덕턴스를 감소시킨다. 이들 특허들은 모듈 내에서 부유 상호접속 인덕턴스가 감소될 수 있는 방법에 대해서는 기재하지 않고 있다.

또한 종래기술로서 알려진 것으로서, 1995년 4월 전력변화 및 우수한 운동(Power Conversion Intelligent Motion): 전력융합과 운동기술 및 응용(The Fusion of Power Motion Technology Application)에 공개된 "버스바 향상 전력모듈 상호접속(Bus Bars Improve Power Module Interconnect)" 21권 4호 18 내지 25쪽에 기재되어 있다. 이 문헌에서는 배선기술은 상호접속 전력모듈과 변환기 어셈블리 내의 캐패시터에 대하여 적층된 버스바들을 이용하도록 나타나 있다. 이러한 기술을 사용하므로써, 저부유 상호접속 인덕턴스가 실현된다. 그러나 이 문헌은 모듈 내에서 부유 상호접속 인덕턴스가 감소될 수 있는 방법에 대해서는 기재하지 않고 있다.

또한 공지된 종래기술로서, 미국특허 제 5,528,073 호, 제 5,493,472 호, 제 5,414,616 호, 제 5,313,363 호, 제 5,142,439 호, 제 5,132,896 호와 일본특허 제 6225545 호가 있다. 이들 특허들은 본 제조업자의 전력 반도체 스위칭모듈과, 특히 단자링크 및 캐패시터가 각각 설치된 전력변환기 어셈블리들을 포함한다. 이들 어셈블리들은 특정 배치를 갖는 짧은 도전성 상호접속들로 제조되어, 모듈의 외부에서 상호접속 인덕턴스가 캐패시터를 포함하여 낮게 되어 있다. 전체적으로 낮은 상호접속 인덕턴스는 이들 어셈블리들로 얻어지지만, 이들 특허들은 모듈 내의 부유 상호접속 인덕턴스가 감소될 수 있는 방법을 기재하지는 않고 있다.

상술한 모든 특허와 문헌들은 상호접속 인덕턴스를 감소시키기 위한 부분적인 해결책만을 제시한다.

또한 공지된 종래기술로서, 미국특허 제 4,670,833 호가 있다. 이 특허에서는 전력변환기 회로의 복잡한 형태가 기재되어 있다. 본 발명자는 연결수단이 제공되며, 절연층에 의해 분리되고 스위칭모듈 상에 직접 연결된 두 개의 층상 도전플레이트들로 제작된 한 쌍의 DC단자들이 배치되어 부유 상호접속 인덕턴스가 감소된 새로운 스위칭모듈을 기재한다. 전체적으로 낮은 부유 상호접속 인덕턴스는 두 개의 층상 도전플레이트들 상에 직접 연결된다. 이 특허에서 모듈은 반도체 스위치들을 포함하며, 캐패시터와 DC단자들은 단일 패키지의 부품은 아니다.

또한 공지된 기술로서, 캡슐화되어 둘러싸인 전기회로용 패키지 유닛을 기재한 미국특허 제 4,755,910 호가 있다. 이 발명은 복수의 스터드(stud)들과 적어도 하나의 중앙 개구(opening)가 제공된 원형 전기회로보드에 관한 것이다. 스터드는 두 개의 그룹으로 나뉘며, 제 1 그룹은 회로보드의 주변에 배치되고 제 2 그룹은 중앙 개구의 주변에 배치된다. 또한 다중층 캐패시터는 회로의 상부에서 중첩된 커버를 형성한다. 이 캐패시터는 두 그룹의 스터드를 거쳐 전기회로보드에 공급전압을 유도한다. 이러한 특정 배치에 있어서, 공급전압은 동일 면적을 갖는 전기회로보드 내에서 공급전압에 의해 이동된 거리의 거의 절반인 거리를 따라 이동하며, 그것의 두 개의 공급전압 전극은 전기회로보드의 주변에 나란히 배치된다. 그 결과 와이어 인덕턴스와 와이어 저항은 회로라인들 내에서 각 이동경로에 대해 감소된다. 이 발명은 단일 와이어 인덕턴스가 논리레벨을 통하여 간섭을 일으키는 소음을 야기할 수 있는 논리전송용 다중 신호라인들을 사용하는 전기집적회로에 대한 개선책이다. 그러나 이 발명은 낮은 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈을 제공하는 방법을 보여주지는 않는다.

본 발명은 직류전압을 교류전압으로 변환하기 위한 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈 및 그 방법에 관한 것이다.

도 1은 종래기술로 알려진 DC/AC전력변환기를 개략적으로 도시한 회로도.

도 2는 본 발명을 설명하기 위해 사용되며, 폐쇄루프를 통하여 흐르는 전류의 최종 자기플럭스를 개략적으로 도시한 도면.

도 3은 본 발명을 설명하기 위해 사용되며, 실린더형 컨덕터를 통해 흐르는 전류의 최종 자계를 개략적으로 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시도.

도 5는 전력변환모듈의 내부를 도시하기 위해 도 4에 도시한 전력변환모듈의 일부를 절단하여 개략적으로 도시한 사시도.

도 6은 전력변환모듈의 내부를 도시하기 위해 본 발명에 따른 전력변환모듈의 일부를 절단하여 개략적으로 도시한 사시도.

도 7은 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시 분해도.

도 8은 도 7에 도시한 전력변환모듈을 조립상태에서 개략적으로 도시한 사시 측면도.

도 9는 도 7과 도 8의 모듈과 관련하여, 시간에 대한 스위치 양단의 전압과 부하 내의 전류를 도시한 다이어그램.

도 10은 도 7과 도 8의 모듈에 관련하여, 출력스위치들에 의해서 저항된 전압에 대하여 측정 출력 정전용량을 도시한 다이어그램.

도 11은 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시도.

도 12는 본 발명을 설명하기 위해 사용되며, 동축 실린더형 컨덕터들(conductors)을 통하여 흐르는 전류의 최종 자계를 개략적으로 도시한 다이어그램.

도 13은 도 12에 도시한 것과 등가인 회로도.

도 14는 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시도.

도 15는 도 14에 도시한 모듈을 포함하는 전력변환기를 대표하여 개략적으로 도시한 회로도.

도 16a, 16b, 16c는 도 15의 메쉬전류들(mesh currents: I₁, I₂)을 시간에 대하여 도시하며, 전류(I₂)는 두 가지 다른 상황을 나타내도록 도시한 다이어그램.

도 17은 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시 분해도.

도 18은 도 17에 도시한 전력변환모듈을 조립상태에서 개략적으로 도시한 사시 측면도.

도 19는 도 17과 도 18의 모듈에 관련하여 스위치 양단의 전압과 부하 내의 전류를 시간에 대하여 도시한 다이어그램.

도 20은 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시 분해도.

도 21은 도 20에 도시한 전력변환모듈을 조립상태에서 개략적으로 도시한 사시 측면도.

도 22는 도 20과 도 21의 모듈에 관련하여, 스위치 양단의 전압과 부하 내의 전류를 시간에 대하여 도시한 다이어그램.

도 23은 본 발명을 설명하기 위해 사용되며, 도 14에 도시한 모듈을 포함하는 전력변환기를 개략적으로 나타내는 회로도.

도 24는 본 발명에 따른 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 사시도.

도 25는 드라이버를 구비한 전력변환모듈을 개략적으로 도시한 스위치의 회로도.

도 26은 모터부착 휠 어셈블리의 로터(rotor)와 스테이터(stator)의 단면을 부분적으로 도시한 정면도.

도 27은 본 발명에 따른 개선이 실시된 도 26에 도시한 부분들을 개략적으로 도시한 도면.

(발명의 요약)따라서 본 발명의 목적은 종래기술의 장치와 방법으로 얻어진 인덕턴스 보다 더 낮은 부유 상호접속 인덕턴스를 통하여 저부유 상호접속 인덕턴스 변환모듈과 DC전압을 AC전압으로 변환하는 변환방법을 제공하는 것이며, 여기서 전력스위칭장치들과, DC단자들과, AC단자와, 디커플링 캐패시터는 특정 패키지 내에 배치된다.

본 발명에 따라서, DC전압을 AC전압으로 변환하는 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈이 제공되며, 이 전력변환모듈은,DC전압을 AC전압으로 변환시키기 위한 저부유(low stray) 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈로서, DC전압을 수신하기 위한 두 개의 DC전압단자들과; AC전압을 전달하기 위한 AC전압단자와; AC전압단자를 통해 DC전압단자들 사이에 직렬의 토템폴(totem pole)로서 연결된 한 쌍의 스위칭부품들을 포함하는 하프브리지(half-bridge)와; 상기 하프브리지를 디커플링(decoupling)하기 위한 디커플링수단을 포함하며, 디커플링수단은 유전물질에 의해 분리된 인접하여 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트들을 포함하며, 인접 전극플레이트들의 각각은 DC단자들 중 다른 하나에 연결되며, 이로써 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈을 얻는다.

본 발명에 따라서, 또한 DC전압을 AC전압으로 변환하는 변환방법이 제공되며, 이 변환방법은,

하프브리지가 사이에 연결된 두 개의 DC전압단자들 상에 DC전압을 인가하는 단계로서, 하프브리지는 AC전압단자를 통해 DC전압단자들 사이에 직렬의 토템폴로서 연결된 한 쌍의 전력 스위칭부품들을 포함하는 DC전압 인가 단계와; 전력 스위칭부품들을 교대로 스위칭하는 단계와; 유전물질에 의해 분리된 인접하게 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트들을 포함하는 디커플링수단에 의해 하프브리지를 디커플링하는 단계로서, 인접 전극플레이트들의 각각은 DC단자들 중 다른 하나에 연결되는 하이브리지 디커플링 단계와; AC전압단자에 의해 AC전압을 전달하는 단계로 포함한다.

본 발명의 목적, 장점 그리고 다른 특징들은 첨부한 도면들을 통하여 본 발명의 바람직한 실시예들의 비제한적인 설명에 의해 더 분명하게 될 것이다.

이하에서 도 1에 관하여 설명하면, 도 1은 종래기술에 공지된 바와 같은 단상 DC/AC 전력변환기의 기본 형태를 도시한다. 이 전력변환기는 토템폴 구조 (totem pole configuration)로 장착된 두 개의 전력전기스위치들(2, 4)로 구성된다. 또한 이 전력변환기는 하프브리지구조(half bridge configuration)로서 알려져 있다. 스위치들(2, 4)은 DC단자들(6, 8)에 개별적으로 연결된 단부와, 또한 단자(10)에 공동으로 링크된 단부(또한 이하에서 중앙점으로서 언급함)를 갖는다. 단자는 전기구성부품들이 전기적으로 연결되는 접점으로서 정의된다. 캐패시터 (12)와 DC전압소스(14)는 DC단자(6, 8)들 사이에서 병렬로 연결된다. L₁과 L₂는 부유 배선 인덕턴스(stray wiring inductance)들이다. 전류증폭(I)을 갖는 DC전류소스(16)는 중앙점(10)에 연결된 하나의 단부와, DC전압소스(14)의 음극에 연결된 다른 단부를 갖는다. 스위치들(2, 4)이 교대로 개방 및 폐쇄되면 중앙점(10)에서 AC전압이 발생된다. 두 개의 스위치들(2, 4)은 원하는 AC전압크기와 하모닉 콘텐트 (harmonic content)을 얻기 위하여 소정 시퀀스에 따라 교대로 개방 및 폐쇄된다. 다상으로 이용할 때, 하프브리지 자신의 부하에 링크된 그들의 각 중앙점을 통하여 단자(6, 8)들에 병렬로 연결된 복수의 하프브리지에 의하여 다상전압이 발생된다. 전력변환기의 작동 동안에, 스위치들(2, 4)에서 갑작스런 전류변화에 기인하여 회로의 부유 상호접속 인덕턴스(L₁, L₂)에 전압이 유도된다.

이하에서 도 2에 관하여 설명하면, 도 2는 상술한 현상을 도시한다. 폐쇄루프(19)에서 흐르는 단일 전류(18)는 Φ = L·I로 정의된 자기플럭스(Φ)를 발생시킨다. 여기서 I는 전류이며, L은 회로의 자기-인덕턴스라고 불리우며 회로의 형태에 따른다. 회로에 흐르는 전류 변화는 루프(19)에 이미 존재하는 다른 전압에 부가되는 LdI/dt와 동일한 유도 전압을 상기 회로 내에 발생시킨다.

따라서 전압스파이크를 초래하는 전력변환기 어셈블리 내의 부유 상호접속 인덕턴스는 회로 어셈블리의 형태에 따른다. 부유 상호접속 인덕턴스를 전력변환기 내에 위치시키기 위하여, 스위칭 시퀀스의 분석은 회로의 모든 노드(node)들에서 전류 분포 상의 임팩트를 측정하도록 이루어져야 한다.

다시 도 1에 관하여 설명하면, 전력변환기가 작동할 때 소스(16)의 전류(I)는 두 개의 다른 경로를 따라 흐른다. 소스(16)의 전류(I)는, 예를 들어 모터의 단상 인덕턴스와 같은 스위칭 기간보다 훨씬 높은 시상수를 갖는 유도부하 (inductive load)의 반응을 반사하도록 일정하게 고려된다. 스위치(2)가 폐쇄되고 스위치(4)가 개방되면, 전류(Ⅰ)는 단자(8)를 통하여 흐른다. 스위치(4)가 폐쇄되고 스위치(2)가 개방되면, 전류(I)는 단자(6)를 통하여 흐른다. 이들 두 가지 상황 사이에서 양 스위치(2, 4)들은 정류상태(commutation state)에 있다. 이 정류상태 동안에, 단자들(6, 8) 중 하나를 통하여 흐르는 포지티브(또는 네가티브) 전류는 다른 단자(6 또는 8)를 통하여 흐르는 네가티브(또는 포지티브) 전류가 상승할 때 하강하며, 그 결과 그들의 합은 Ⅰ와 동일하다. 포지티브 전류는 상부로부터 하부까지 해당 스위치(2, 4)를 통하여 흐르는 전류로서 관찰된다. 정류상태 동안에, 동일 진폭과 신호를 갖는 전류변화(dⅠ/dt)는 스위치들(2, 4) 내에서 그리고 단자들(6, 8, 10)을 통하여 발생한다. 이 정류상태가 빠르면 빠를수록 스위치들(2, 4)과 단자들(6, 8, 10) 내의 전류변화율은 더 높아진다.

일반적으로, 전압소스(14)는 전력변환기에 근접하여 배치되지는 않는다. 그 결과 캐패시터(12)가 두 개의 스위치(2, 4)들 근처에서 단자들(6, 8)을 가로질러 연결되어, 고전류변화가 소스(14)와 전력변환기 사이의 부유 상호접속 인덕턴스(L₁) 내에서 흐르지 않는다. 단자들(6, 8)을 통과하여 흐르는 높은 변환전류는 단란회로로서 작용하는 캐패시터(12)를 통하여 폐쇄루프경로(21)를 따른다. 전압소스 (14)는 매우 낮은 하모닉전류를 갖는 DC만을 발생시킨다. 그 결과, 매우 낮은 전압만이 전압소스(14)와 캐패시터(12) 사이에서 상호접속 인덕턴스(L₁) 내에 유도된다. 이 때문에 전압스파이크를 초래하는 이러한 높은 전류변화(dⅠ/dt)는 스위치들(2, 4)을 통하여, 단자들(6, 8, 10)을 통하여 그리고 캐패시터(12)를 통하여 흐르는 전류폐쇄루프경로(21) 상에 부가된다. 이 유도 전압스파이크의 크기는 폐쇄루프경로 (21)의 형태에 의해 형성된 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)에 따른다. 또한 이 유도 전압스파이크는 캐패시터(12)의 전압에 부가되며 턴-오프단계 동안 스위치(2 또는 4)들 중 어느 하나를 가로질러 적용된다. 유도전압은 V = L₂dI/dt와 같은 전류변화에 관련된다.

본 발명의 목적은 하프브리지 전력 전기 스위칭장치와, DC단자들과, AC단자와, 캐패시터를 포함하는 하나의 특정 패키지로서 밀집형 전력변환기 어셈블리를 제공하는 것이다. 이 밀집형 전력변환기 어셈블리는 스위치들(2, 4) 상에 부여된 과도 전압스파이크를 감소시키며, 더 높은 스위칭속도를 가능하게 하며, 클램핑장치나 완충기들의 사용을 피하고, 스위치에 의하여 전류강하율의 제어를 가능하게 하며, 수 개의 스위칭장치들이 병렬로 장착되게 하며, 부유 상호접속 인덕턴스(L₂) 자체에 기인한 손실을 감소시키고, 변환기의 크기를 축소하기 위하여 전체적으로 축속된 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)를 가져야 한다.

이하에서 도 3에 관하여 설명하면, 도 3은 직경(d)과 길이(l)를 갖는 실린더형 컨덕터를 도시한다. 실린더의 주변 상에는 벨트형태로 균일하게 분포된 전류루프(I₁)가 이 실린더의 중심축을 따라서 자계(H₁)를 생성하며, 이 자계는 자기 인덕턴스를 발생시킨다. l > 0.2d에 대해서, 다음 수학식 1에서는 3% 이하의 에러를 갖는 인덕턴스값이 주어진다.

여기서 l과 d는 미터단위이다. 상기 수학식 1은 테오도르 빌디, 레스 프레스 드 라유니버시티 라발에 의해 출판된 "전기기술(Electrotechnique)" 2집, 230쪽에 기재되어 있다. 예를 들어 수학식 1에 공지된 기술로 알려진 전류모듈 크기를 나타내는 d와 l의 값을 대입한다면, 수 10^-9Henry의 최종 인덕턴스를 얻는다. 본 발명은 스위칭 단계 동안에 변환모듈 어셈블리에서 축소단면 벨트형 전류경로를 제공하므로써 부유 상호접속 인덕턴스를 감소시킨다.

이하에서 도 4와 도 5에 관하여 설명하면, 도 4와 도 5는 본 발명에 따른 벨트형 전류경로를 제공하는 전력변환기 모듈과 이 모듈의 내부를 노출시키기 위하여 절단부를 갖는 동일 모듈의 사시도를 각각 도시한다.

저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈은 DC전압을 AC전압으로 변환하기 위한 것이다. 그것은 DC전압을 수신하기 위한 두 개의 DC전압단자(20, 22)들과 AC전압을 전달하기 위한 AC전압단자(24)를 포함한다. 또한 여기에는 AC전압단자(24)를 거쳐 DC전압단자(20, 22)들 사이에 직렬의 토템폴로서 연결된 한 쌍의 전력 스위칭부품(26, 28)들을 포함하는 하프브리지가 제공된다. 여기에는 하프브리지를 디커플링하기 위한 디커플링장치(30: decoupling device)가 있다. 이 디커플링장치 (30)는, 유전물질로 분리되며, 하프브리지와 오버래핑 관계로 근접하게 연장하는, 인접하여 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트(31)들을 포함한다. 이 인접 전극플레이트(31)들의 각각은 DC단자(20, 22)들의 다른 하나에 연결된다. 전극플레이트(31)들은 두 개의 전력 스위칭부품(26, 28)들과, DC단자(20, 22)들과, AC단자 (24)를 구비하여 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프(64)를 형성하며, 이로 인해 저부유 상호접속 전력변환모듈이 얻어진다. 중첩된 전극플레이트(31)는 정전용량을 형성한다.

바람직하게는, 전력변환모듈은 세라믹재료로 제조된 베이스(32)를 포함하며, 이 베이스 상에 전력 스위칭부품(26, 28)들이 장착된다. 전력 스위칭부품들(26, 28)의 각각은 병렬로 장착된 전력 반도체장치의 열(row)을 포함한다. AC단자(24)는 베이스(32) 상에 장착된 중앙 금속판(34)을 포함한다. 두 개의 DC전압단자들(20, 22)의 각각은 베이스(32) 상에 장착된 측면 금속판(36 또는 38)과, 상응하는 측면 금속판들(36 또는 38)과 디커플링장치(30) 사이에 연결된 측면 수직금속벽(40 또는 42)을 포함한다. 전력 스위칭부품들(26, 28)은 AC전압단자(24)의 중앙 금속판(34)을 거쳐 DC전압단자들(20, 22)의 측면 금속판들(36, 38) 사이에서 직렬의 토템폴로서 연결된다.

바람직하게는, 전력 반도체장치들의 각 열은 MOSFET와, IGBT 및/또는 다이오드들을 포함한다. 모듈은 MOSFET나 IGBT들 근처에서 베이스(32) 상에 장착된 드라이버(54)를 더 포함하여 MOSFET 또는 IGBT들에 게이트신호를 전달한다. 본 명세서에서, 드라이버는 출력 연결패드들을 통하여 반도체칩들의 게이트에 아날로그 게이트신호를 공급하기 위한 전기구성부품이 제공된 보드로서 정의된다. 바람직하게는, 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프는 중앙판(34)과, 측면 금속판들(36, 38)과, 측면 수직금속벽들(40, 42)과, 중첩된 전극플레이트(31)와, 스위칭부품들(26, 28)에 의해 한정된다. 이러한 벨트형 전류폐쇄루프는 직사각형이 단면을 갖는다.

작동 중에, DC전압을 AC전압으로 변환하는 방법은 하프브리지가 사이에 연결된 두 개의 DC전압단자들(20, 22) 상에 DC전압을 적용하는 단계를 포함하며, 이 하프브리지는 AC전압단자(24)를 거쳐 DC전압단자들(20, 22) 사이에서 직렬의 토템폴로서 연결된 한 쌍의 전력 스위칭부품들(26, 28)을 포함한다.

그후에 전력 스위칭부품들(26, 28)을 교대로 스위칭하는 단계와, 유전물질로 분리되며 하프브리지와 오버래핑 관계로 근접하게 연장되고 인접하게 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트(31)들을 포함하는 디커플링장치(30)에 의해 하프브리지를 디커플링하는 단계를 포함하며, 인접 전극플레이트(31)들의 각각은 DC단자들(20, 22)의 다른 하나에 연결된다. 전극플레이트(31)는 두 개의 전력 스위칭부품들(26, 28)과, DC단자들(20, 22)과, AC단자(24)를 구비하여 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프를 형성한다. 마지막으로, AC전압단자(24)에 의하여 AC전압을 전달하는 단계를 포함한다.

플레이트들(36, 38, 34)은, 알루미나 또는 알루미늄-질화물과 같은 절연기판으로 제조된 베이스(32) 상에 제공된 도전스트립들(conductive strips)이다. 이 스트립들은 A방향을 따라 병렬로 배치된다. MOSFET들과, IGBT들 및/또는 다이오드들과 같은 반도체칩(46)들의 제 1 열과 반도체칩(48)들의 제 2 열은 도전플레이트들(36, 34)의 표면 상에 개별적으로 장착된다. 반도체칩들(46, 48)은 이 반도체칩들의 각각의 도전플레이트들(36, 34)과 전기적으로 링크된다. 게다가, 반도체칩(46)들의 제 1 열의 표면 연결패드들은 바운딩 와이어(50)로써 도전플레이트(34)에 전기적으로 링크된다. 반도체칩(48)들의 제 2 열의 연결패드들은 바운딩 와이어(52)로써 도전플레이트(38)에 전기적으로 링크된다. 또한 알루미나와 같은 절연기판으로 제조된 드라이버보드(54)들은 바운딩 와이어들(bounding wires:56)을 통하여 게이트신호들을 제공하기 위하여 칩들 근처에 배치된다. 그리하여 전체 어셈블리는 하프브리지 전력변환회로를 구성한다.

세라믹과 같은 유전물질로 분리된 일련의 중첩 수평 도전플레이트(31)들은 절연기판(32)의 상부에 최소거리로 장착된다. 이 최소거리는 바운딩 와이어(50, 52)들을 위한 장소를 남겨둔다. 게다가 각 도전플레이트(31)들의 한쪽 가장자리만이 수직벽(40)이나 수직벽(42) 중 어느 한 쪽에 연결되며, 이 에지(edge)의 연결시퀀스는 플레이트(31)들 중 하나로부터 다음 플레이트로 번갈아 연결되는 식이다.

그리하여, 플레이트(31)들의 어셈블리는 캐패시터를 형성한다. 이 캐패시터는 아래에 장착된 하프브리지 전력변환기에 병렬로 직접 연결된다.

단자(22)는 바이폴라(bipolar) DC전압소스(도시 안함)의 제 1 전극을 수신하기 위한 것이다. 단자(20)는 바이폴라 DC전압소스의 제 2 전극을 수신하기 위한 것이다. 단자(24)는 부하(도시 안함)와 연결하기 위한 것이다. 그리하여 전체 어셈블리는 하프브리지 전력변환기의 작동을 통해 부하에 AC전압을 공급한다. 단자들(20, 22, 24) 상의 연결점들의 위치는 전력변환기에서 중요하지는 않으며 전기적, 기계적 또는 조립의 목적 하에서 가장 편리한 곳에 배치될 수 있다.

본 발명의 모듈은 토템구조로 장착된 두 개의 반도체칩들(46, 48)로 각각 제작된 수 개의 병렬 하프브리지 변환기들을 포함한다. 반도체칩들(46, 48)의 각각은 IGBT칩들에 병렬로 연결된 다이오드칩으로 제작된다. 이들 하프브리지 변환기들은 전류 정전용량을 증가시키기 위하여 A방향을 따라 병렬로 배치된다. 캐패시터(30)는 병렬로 연결된 모든 하프브리지 변환기들을 가로질러 직접 연결된다. 그리하여 모든 하프브리지 변환기들의 직접 디커플링이 얻어지며, 부유 상호접속 인덕턴스들 때문에 턴-온 또는 턴-오프단계 동안에 인접 하프브리지 변환기들 사이에서 가능한 진동을 피할 수 있다. 게다가 A방향을 따른 전류의 균일 분포를 얻기 위하여 칩(46, 48)들의 위치설정들(positions)과 바운딩들(boundings)이 실시된다. 그리하여 과도전류 루프경로가 B방향을 따라 방향설정된다. 추가로 플레이트(31)에 의해 형성된 캐패시터는 과도전류용 단락회로로서 작용하며, 그 결과 전력변환기의 스위칭시퀀스 동안 발생한 전류변화는 도 3에 도시한 관(tubular)형태와 유사한 벨트형 경로(64)를 따른다.

결과적으로, 이 어셈블리는 동일 단면적과 동일 길이를 갖는 실린더코일의 인덕턴스에 실질적으로 균등한 부유 상호접속 인덕턴스를 갖는다. 이 부유 상호접속 인덕턴스는 매우 낮으며, 이로 인하여 스위칭부품들(26, 28)을 가로질러 발생된 전압스파이크를 감소시키고, 더 높은 스위칭속도를 가능하게 하며, 클램핑장치나 완충기들의 사용을 피하고, 스위치로 전류강하율을 제어하며, 수 개의 스위칭장치들을 병렬로 연결시키며, 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)에 기인한 손실을 감소시키며, 변환기의 크기를 감소시킨다.

이하에서 도 6에 관하여 설명하면, 도 6은 본 발명의 다른 실시예를 사시적으로 도시한 분해도이다. 도 4와 도 5에 도시한 바와 같은 단일 단자(24) 대신에, 개별 플레이트(34, 35)들을 포함하는 두 개의 단자들(24, 25)이 A방향을 따라 절연기판(32) 상에서 나란하게 장착된다. 반도체칩(48)들의 열의 제 1 절반(60)은 플레이트(34) 상에 장착된다. 반도체칩(49)들의 열의 제 2 절반(62)은 플레이트(35) 상에 장착된다. 게다가, 플레이트(36) 상에 장착된 반도체칩(46)들의 열의 제 1 절반(60)의 바운딩 와이어(50)는 플레이트(34)에 전기적으로 연결되며, 플레이트 (36) 상에 장착된 반도체칩(47)의 열의 제 2 절반(62)의 바운딩 와이어(51)는 플레이트(35)에 전기적으로 연결된다. 또한 두 그룹의 드라이버보드들(54, 55)은 바운딩 와이어(56)들을 통하여 게이트신호들을 제공하기 위하여 그들 그룹의 칩들(48, 49)에 근접하게 개별적으로 배치된다. 이로 인하여 이러한 전체 어셈블리는 두 개의 하프브리지 전력변환기들을 갖는다.

단자들(24, 25)은 하나의 부하(도시 안함)에 형성된 두 개의 단부단자들을 연결하기 위한 것이거나 또는 부하들의 다른쪽 단부단자가 전압소스 전극의 한쪽에 연결된 두 개의 부하(도시 안함)들에 형성된 제 1 단부단자들을 연결하기 위한 것이다. 그리하여 두 개의 하프브리지 전력변환기들에 의하여 부하들에 두 개의 AC전압들이 공급된다. 작동 중에, 이들 두 개의 하프브리지 전력변환기들은 도 3에 도시한 것과 유사한 과도전류 벨트형 경로들(64, 66)을 형성한다. 이러한 어셈블리에 있어서, 각 하프브리지용 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)는 동일 단면적과 길이를 갖는 실린더코일의 인덕턴스와 동등하며, 이 부유 상호접속 인덕턴스는 매우 낮으며, 이로 인하여 스위치들을 가로질러 발생된 전압스파이크를 감소시키고, 더 높은 스위칭주파수를 가능하게 하며, 부유 상호접속 인덕턴스 자체에 관련한 손실을 감소시킨다. 단자(24, 25)들 상에 연결점들의 위치는 전력변환기에서 중요하지 않으며 전기적, 기계적 또는 조립상의 목적 하에서 가장 편리한 곳에서 배치될 수 있다. 본 실시예는 두 개 이상의 하프브리지 전력변환기들에 용이하게 적용될 수 있다.

이하에서 도 7과 도 8에 관하여 설명하면, 도 7과 도 8은 본 발명에 따라 설치된 전력변환모듈에 관해 상세하게 도시한 도면이다. 이 도면들에서, 바운딩 와이어들과 저전력 전기회로보드들을 너무 지나치게 설명하지 않도록 상세한 설명은 생략한다. 도 7은 모듈의 분해도이고 도 8은 동일 모듈의 조립도이다. 내장형 프리 휠(free wheel) 다이오드들을 구비한 4개의 대용량 전력 MOSFET칩들(70)이 반도체칩으로 사용된다. 이들 칩(70)들은 극도로 빠른 턴오프 속도특성(ultra fast turn off speed capability)에 의해 특징지워진다. 절연기판(32)은 알루미나로 제작된다. 다중층 세라믹 캐패시터(72)는 어셈블리의 상부에 장착된다. 이로 인하여 전체 어셈블리는 도 4에 도시한 것과 유사한 하나의 하프브리지 전력변환기를 형성한다. 도전플레이트(76) 상에는 전력 MOSFET칩(70)에 매우 근접하여 두 개의 게이트 드라이버(74)들이 장착된다.

드라이버(74)로 작동하는 제어보드(78)는 모듈이 조립될 때 캐패시터(72) 아래에 위치된 갭(gap)에 삽입된다. 제어보드(78)는 센서들과 증폭기들을 구비한 마이크로-콘트롤러와 같은 디지털과 아날로그 구성부품들, 즉 마스터 콘트롤러와 링크시키고자 하는 디지털 입력/출력과, 드라이버(74)를 거쳐 반도체칩들을 구동시키기 위한 아날로그 출력을 포함한다. 수 개의 도전링크들은 드라이버(74)들에 제어보드(78)를 전기적으로 연결하여, 드라이버(74)와 제어보드(78)를 거쳐 전력 MOSFET(70)에 게이트 제어신호들이 제공된다. 제어보드(78)는 세라믹 베이스 상에는 필요치않는 아날로그 및 논리회로를 지지하며, 이로 인하여 기판(32)의 크기를 충분히 감소시킨다. 제어보드(78)를 삽입하기 위하여 갭을 증가시키므로써 B방향을 따른 기판표면의 증가로 인한 임팩트에 비하여 부유 상호접속 인덕턴스에 대한 임팩트를 감소시킨다. 이 제어보드(78)를 너무 지나치게 표현하지 않도록 도면에 도시하지 않는다. 도면부호 80과 82는 후술할 단면의 표면들을 나타낸다.

이하에서 도 9에 관하여 설명하면, 도 9는 MOSFET칩(70)을 통하여 흐르는 전류의 턴오프 시퀀스 동안 도 7과 도 8에 도시한 MOSFET칩(70)의 하나의 열을 가로질러 직접 측정된 전압을 도시한다. 차단전류는 125A이며 유도부하로부터 생성되며, 한편 작동 버스전압은 400V이다. 전압은 전압을 지지하는 MOSFET칩들의 출력 정전용량과 직렬로 배치된 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)의 진동에 의해 야기된 공명붕괴(ringing decay)를 통하여 스파이크를 갖는 것으로 관찰될 수 있다. 진동 내에 수신된 에너지는 저항링크(resistive link)들 내에서 주울효과에 의해 제거된다. 부유 상호접속 인덕턴스(L₂)는 댐핑주파수(damping frequency)와 직렬 공진 LCR회로의 2차방정식에 의해 평가될 수 있다. 댐핑주파수는 다음 수학식 2로 계산될 수 있다.

여기서 z는 댐핑계수이며 0 ≤ z ≤ 1 범위 내의 값을 갖는다. z를 평가하지 않고도, 수학식 2를 변경하여 다음 수학식 3을 얻을 수 있다.

또한 수학식 3를 다음과 같은 수학식 4로 변경할 수 있다.

도 9에 도시한 전압의 댐핑주파수는 약 40Mhz이고 전압은 약 400V 정도에서 진동한다.

이하에서 도 10에 관하여 설명하면, 도 10은 도 7과 도 8의 실시예에 있어서, 기판(32)에 대하여 하나의 열로 구성된 MOSFET칩(70)들에 의해 저항되는 전압 대 측정 출력 정전용량을 도시한다. 400V에서, 정전용량은 약 1.9 × 10^-9Farad이다. 수학식 4를 통하여 내부부유 인덕턴스(L2)의 값을 계산하므로써 L₂≤ 8.3· 10^-9Henry를 얻을 수 있다.

다시 도 8에 관하여 설명하면, 유도 전압스파이크를 야기하는 자기플럭스는 기판(32)과 캐패시터(72) 사이에서 단면(80)을 통하여 부분적으로 통과한다. 플럭스의 다른 부분은 캐패시터(72) 내의 단면(82)을 통과하며 캐패시터의 다중층 형상 내에서 전류변화분포에만 의존한다. 40Mhz에서, 캐패시터 전극들 내의 스킨깊이 (skin depth)는 캐패시터의 전극플레이트들 중 하나의 두께에 비교할 수 있는 값을 가지며, 그 결과 전체 전류구배루프는 중첩 도전전극플레이트의 제 1 하부층들 내에서 흐른다. 그리하여 캐패시터의 상부에는 자기플럭스가 나타나지 않으며 대부분의 자기플럭스는 단면(80)을 통과한다. 고주파수에서, 캐패시터(30) 내의 임의의 플럭스변화는 내부전류루프에 의해 소거되며, 그결과 캐패시터(30)의 본체 내에는 고주파수 플럭스변화가 존재할 수 없다.

확실하게 테스트된 원형(prototype)의 단면(80)은 약 5.5 × 10^-4m²이며, 모듈의 길이는 약 0.03m이다. 균등한 단면을 갖는 실린더형 전류루프는 0.026m의 직경을 갖는다. 그리하여 수학식 1에서 계산된 인덕턴스는 16.6 × 10^-9Henry이다. 수학식 4에서 유도된 낮은 상호접속 인덕턴스(L₂)는 모듈이 클램프된 대용량 알루미늄 히트싱크(large aluminum heat sink)의 출현과 캐패시터(30)의 출현에 의한다. 히트싱크에 있어서, 이 히트싱크의 도전표면이 스위칭시퀀스 동안에 전류구배루프(current gradient loop)에 의해 발생된 자계분포와 반응할 때 인덕턴스 내의 플럭스변화는 감소된다. 결과적으로 예상했던 것보다 더 낮은 균등 부유 상호접속 인덕턴스가 얻어진다.

본 발명에 있어서, 전압스파이크는 부유 인덕턴스(L₂)를 저하시키므로써 감소될 수 있다. 이것은 단면(80)을 축소시키므로써 얻어진다. 불행히도, 제어보드 (78)를 삽입하기 위해, 그리고 바운딩 와이어들(50, 52)을 세정하기 위해 수개의 공간이 필요하다. 그러나 전압스파이크의 추가 감소는 부유 상호접속 인덕턴스 내의 플럭스변화를 감소시키는 제 2 도전폐쇄루프를 사용하므로써 얻어질 수 있다. 이 제 2 도전폐쇄루프는 스파이크킬러(spike killer)로서 언급된다.

예를 들어 이하에서 도 3에 관하여 설명하면, 실린더의 양 단부들에 두 개의 도전벽(도시 안함)들이 배치된다면, 이들 도전벽들은 실린더의 양 단부들로부터 생성되는 플럭스 밀도변화에 반응할 것이다. 이들 도전벽들은 각 단부에서 생성되는 플럭스 밀도를 포함하는 도전루프들로서 작용할 것이다. 루프들 내에 발생된 전압은 V = dΦ/dt와 같은 플럭스 변화율에 비례한다.

이 전압의 출현에 반응하여, 전류가 생성되며 자계소스에 대항하는 자계변화를 즉시 발생시켜, 결과적으로 루프들 내의 플럭스변화를 감소시킨다.

이하에서 도 11에 관하여 설명하면, 도 11은 상술한 원리에 기초한 실시예를 도시한다. 모듈은 모듈의 양 단부에서 개별적으로 배치된 도전벽(21)들을 갖는다. 이 벽(21)들은 도 8에 도시한 모듈의 적어도 단면(80)을 커버한다. 이들 도전벽 (21)들의 각각은 3개의 단자(20, 22, 24)들 중 하나에 연결될 수 있다. 양 단부들에서의 실린더형 전류경로와 벽들은 서로 비교된 그들의 상대위치로 인하여 완전하게 어울리지는 않는 상호커플링을 갖는 두 개의 코일들과 유사하며, 그 결과 플럭스소스변화의 일부분만이 감소된다.

이하에서 도 12에 관하여 설명하면, 도 12는 본 발명에 따른 전압스파이크를 축소하는 더 효과적인 방법을 도시한다. 실린더형 전류루프(110)에 의해 발생된 자계(H₁)는 제 2 실린더형 도전루프(112)에 의해 둘러싸인다. 바람직하게는, 제 2 루프(112)는 제 1 전류루프(110)에 의해 이어진 경로를 가능한 한 가깝게 메칭한다. 이 회로에 있어서, 전류(I₁)에 의해 발생된 임의의 자계(H₁)는 또한 제 2 실린더형 루프(112)에 의해 포함되는 자기플럭스밀도를 발생시킨다. 실린더형 전류(I₁)의 임의의 변화는 플럭스변화에 기인한 실린더형 도전루프경로(112) 내에서 전압강하를 발생시킨다. 제 2 실린더형 루프(112)가 단락회로일 때, 실린더형 전류변화 (I₂)는 자계소스(H₁)에 대항하여 자계(H₂)를 발생시키도록 전압강하의 출현에 반응하여 즉시 반대방향으로 나타난다. 이러한 자계(H₂)는 최종 자기플럭스변화를 감소시킨다. 전류변화(I₁, I₂)가 크기와 위치가 거의 동일한 실린더형 전류경로 내에서 발생할 때, 실린더형 전류변화(I₁)에 의해 발생된 대부분의 플럭스변화는 실린더형 전류변화(I₂)에 의해 발생된 대향 플럭스변화에 의해 소거되며, 이로 인하여 플럭스소스변화에 관련된 전압스파이크를 제거한다.

이하에서 도 13에 관하여 설명하면, 도 13은 도 12의 두 개의 동축 실린더형 루프(110, 112)들에 균등한 전기회로를 도시한다. 이 루프(110, 112)들은 단란된 제 2 와인딩(도시 안함)을 갖는 트랜스포머(transformer)에 의해 나타난다. 누설 플럭스에 관련된 두 개의 매우 작은 누설 인덕턴스(L₃, L₄)가 더해진 두 개의 실린더들(110, 112)에 의해 포함되며, 두 개의 실린더들(110, 112) 중 하나에 의해 발생되지만, 적절한 메칭에 의해 다른 하나에는 부여되지 않는 플럭스를 나타내는 상호인덕턴스(M)로 구성된 회로에 직렬로 연결된 전류소스(I₁)가 있다. 또한 스킨효과에 관련한 비율주파수에서 컨덕터 저항을 정의하는 두 개의 레지스터(R₁(f), R₂(f))가 있다. 도 12에 도시한 제 2 실린더(112)가 도 12에 도시한 제 1 실린더(110)에 더 가까우면 가까울수록 누설 인덕턴스들(L₃, L₄)은 더 저하된다.

이하에서 도 14에 관하여 설명하면, 도 14는 본 발명에 따른 제 2 도전폐쇄루프를 갖는 모듈을 도시한 사시도이다. 모듈 어셈블리는 도 5에 도시한 축소 단면 벨트형 전류폐쇄루프(64)를 둘러싸는 하우징 수신 도전벽들(housing including conductive walls: 90)을 더 포하하는 것을 제외하고는 도 4에 도시한 모듈과 유사하며, 이로 인하여 작동 중에 전류는 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 전압스파이크를 더 감소시키기 위하여 도전벽(90)들 내로 자기적으로 유도된다. 도전벽(90)들은 A방향을 따라 모듈 어셈블리를 둘러싼다. 이들 도전벽(90)들은 절연물질(91)에 의해 모듈 어셈블리 내에 도전부품들로부터 절연된다. 이들 도전벽(90)들은 스위칭시퀀스 동안 하프브리지 전력변환기의 과도 벨트형 전류에 의해 발생된 자기플럭스밀도를 포함하는 폐쇄루프를 형성한다. 그리하여, 폐쇄루프(90) 내에는 계수전류(counter current)가 유도되며, 이 루프의 단면 내에서 임의의 플럭스변화는 감소된다. 캐패시터 내에 발생된 플럭스가 없을 때, 두 개의 루프들의 메칭은 매우 우수하며, 결과적으로 두 개의 동축 벨트형 전류들은 반대방향으로 발생된다. 이렇게 할 때, 모듈의 부유 상호접속 인덕턴스의 플럭스변화는 상당히 감소되며, 그 결과 또한 전압스파이크들도 감소된다. 도 14에 도시한 바람직한 실시예에 따라서, DC전압을 AC전압으로 변화하는 방법은 하우징 수신 도전벽들에 의해 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프를 둘러싸는 부가적인 단계를 포함한다.

상술한 스파이크킬러는, 스위칭동작 동안 도 5에 도시한 벨트형 전류폐쇄루프에 발생된 자계의 대부분을 일정하게 유지하는 클램핑장치와 유사하게 작용한다. 자계에 수신된 에너지는 도 1에 도시한 부유 인덕턴스(L₂)에 가까운 값을 갖는 상호 부유 인덕턴스(M)에 저장된다.

이하에서 도 15에 관하여 설명하면, 도 15는 도 14에 도시한 모듈을 포함하는 전력변환기를 나타내는 회로도를 도시하며, 이때 도 13에 도시한 누설 인덕턴스들 (L₃, L₄)을 무시하기 위하여 두 개의 폐쇄루프들 사이에 충분히 우수한 메칭이 이루어진 것으로 가정한다. 전류분포는 4개의 메쉬전류들(I₁, I₂, I_Load, I_Source)에 의해 나타날 수 있다. 메쉬전류들(I_Load, I_Source)은 연속적이며, 이로 인하여 심각한 전류불연속을 발생시키지 않는다. 고플럭스변화는 메쉬전류(I₁, I₂)들의 변화에 의해 발생된다. 이 고플럭스는 전류들(I₁, I₂)의 경로의 형태에 의존한다.

이하에서 도 16의 (a), (b), (c)에 관하여 설명하면, 도 16은 시간에 대한 도 15의 AC메쉬전류(I₁, I₂)를 도시한 곡선이다. 메쉬전류(I₂)는 T ≪ M/R(f)와 T ≫ M/R(f)와 같은 두 개의 다른 스위칭주기(T) 동안에 도시된다. 이들 도 16a, 16b, 16c에 도시한 바와 같이, 스파이크킬러는 스위칭단계 동안에 이 플럭스변화를 억제하는 전류를 발생시키므로써 임의의 플럭스변화에 반응한다. 더 큰 시간틀(time frame)에 있어서, 스파이크킬러(spike killer)에 의해 발생된 플럭스의 수명은 이 킬러의 시상수(M/R(f))에 따르며 스위칭 시퀀스들 사이의 주기는 T이다.

주기(T)가 M/R(f)보다 훨씬 크다면, 스파이크킬러에 의해 저장된 자기에너지는 도 16a에 조합된 도 16c에 도시한 바와 같이 이 킬러의 도전루프에서 주울손실로 사라진다. 와트(W)단위의 전체손실량은 스위칭단계의 스위칭주파수에 의해 각 스위칭단계 사이에서 자기에너지 손실량의 곱과 동일하다. 그러므로 이 상황에서, 스파이크킬러는 소산 클램핑장치(dissipative clamping device)로서 작용한다.

주기(T)가 M/R(f)보다 훨씬 작다면, 스파이크킬러 내에 저장된 자기에너지의 대부분은 도 16a와 16b에 도시한 바와 같이 다음 스위칭단계의 출발점에 나타난다. 그리하여 스파이크킬러에서 주울(J)단위의 자기에너지에 대한 손실은 자기에너지가 메쉬전류들(I₁, I₂) 사이에서 대체로 변화하기 때문에 스위칭 주파수에 따라 선형적으로 더 이상 증가하지 않는다. 그러므로 이러한 상황하에서 스파이크킬러는 전력변환모듈의 상호 부유 인덕턴스(M)를 더 저하시키는 인덕턴스 환원제 (reducer)로서 작용한다.

종래의 소산클램핑장치에 비교하여, 본 발명의 스파이크킬러는 스위칭 주파수가 증가할 때 이 킬러의 전력손실을 제한하다. 또한 스파이크킬러는 스위칭단계 동안에 저장된 자기에너지의 출현을 유지하기 위하여 부유 상호접속 인덕턴스에 직접 작용한다. 그결과, 종래의 클램핑장치가 사용되는 경우에서처럼 이 인덕턴스 때문에 DC공급소스로부터 펌핑되는 에너지는 없으며, 전류강하율은 스위치의 제어 하에 있다. 본 발명의 추가적인 장점은 종래기술과 관련된다.

스파이크킬러는 도전벽을 갖는 제 1 벨트형 전류폐쇄루프 또는 제 2 벨트형 전류폐쇄루프의 양 단부들을 폐쇄하므로써 본 발명에 따라 수행될 수 있다. 그러나 이것은 의미있는 스파이크킬링효과를 갖지 않는다. 더 효과적인 스파이크킬링효과는 제 1 벨트형 전류루프에 의해 발생되며 제 2 벨트형 도전루프에 의해 포함되지 않는 누설플럭스를 최소화하기 위해 접촉하지 않고도 서로 가능한 한 밀접하게 놓인 두 개의 동축 벨트형 전류폐쇄루프들을 가지므로써 얻어진다. 이로 인하여 도 14에 도시한 바와 같은 절연박판물질(91)을 사용하므로써 양호한 결과를 얻는다. 양 개구 단부들은 전기적 및 논리적 케이블링크들을 위한 경로로서 역할할 수 있다. 또한 스파이크킬러의 도전벽들은 열교환기로서 역할할 수 있는 모듈 하우징의 부품일 수 있다. 본 발명에 따른 스파이크킬러의 사용에 있어서, 상호 인덕턴스(M) 내의 플럭스변화는 전압스파이크를 더 감속시키기 위하여 최소로 감소되며, 훨씬 더 높은 스위칭속도를 가능하게 하며, 클램핑장치들 또는 완충기들의 사용을 피하고, 반도체스위치들에 의해 전류강하율의 제어를 가능하게 하며, 수 개의 스위칭장치들이 병렬로 장착될 수 있게 하며, 높은 스위칭주파수에 대한 상호 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 손실을 제한하며, 변환기의 크기를 감소시킨다.

다시 도 14에 관하여 설명하면, 상기 이유에 대하여 전력변환모듈에는 본 발명에 따라 스파이크킬러가 제공된다. 하우징은 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프를 둘러싸는 도전벽(90)들을 포함하며, 이로 인하여 작동 중에 전류는 상호 부유 상호접속 인덕턴스 내에서 플럭스변화를 감속시키도록 도전벽(90)들 내로 자기적으로 유도된다. 따라서 이 경우에 DC전압을 AC전압으로 변화하는 방법은 하우징 수신 도전벽(90)들에 의해 축소단면 벨트형 전류폐쇄루프를 둘러싸는 부가적인 단계를 포함한다.

도 14에 도시한 모듈 어셈블리는 도 4에 도시한 것과 유사하지만, A방향을 따라 연장된 도전벽(90)들을 더 포함한다. 이들 도전벽(90)들은 절연물질(91)에 의해 모듈 어셈블리 내에서 도전부품들로부터 절연된다. 이들 도전벽(90)들은 스위칭시퀀스 동안에 하프브리지 전력변환기의 과도 벨트형 전류에 의해 발생된 자계를 둘러싸는 폐쇄루프를 형성한다. 그리하여 도전벽(90)들은 모듈 내에 발생된 자기플럭스 변화의 증폭을 감소시키는 대향 자계와 반응하여 유도하며, 이로 인하여 상호 부유 상호접속 인덕턴스(M)에 의해 발생된 전압스파이크를 감소시킨다. 이 어셈블리에 있어서, 종래기술의 인덕턴스보다 낮거나 도 4, 도 5, 도 6의 실시예들 중 하나와 동일한 최종의 상호 부유 상호접속 인덕턴스(M)가 얻어진다. 이러한 낮은 상호 부유 상호접속 인덕턴스는 전압스파이크를 감소시키며, 훨씬 높은 스위칭속도를 가능하게 하며, 클램핑장치나 완충기들의 사용을 피하고, 반도체스위치들에 의해 전류강하율의 제어를 가능하게 하며, 수 개의 스위칭장치들을 병렬로 장착할 수 있게 하며, 높은 스위칭주파수에 대한 상호 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 손실을 제한하며, 변환기의 크기를 축소한다.

이하에서 도 17과 도 18에 관하여 설명하면, 도 17과 도 18은 본 발명에 따라 설치된 스파이크킬러를 통하여 도 7과 도 8에 도시한 것과 같은 변환모듈을 상세하게 도시한 도면이다. 도 17은 스파이크킬러를 구비한 모듈의 분해도이며, 도 18은 동일 모듈의 조립도이다. 이 모듈의 베이스(32)는 구리판(94) 상에 장착되며 커버(96)는 구리판(94) 상에 볼트조임된다. 이 커버(96)와 구리판(94)은 도 12에 도시한 바와 같은 동축형태로 제 1 벨트형 도전경로 주위에서 제 2 벨트형 도전경로를 형성한다. 하우징의 도전벽들은 상호 연결된 적어도 두 개의 부품들로 제작되며, 이 부품들은 커버(96)와 구리판(94)이다. 버스 DC전압소스로부터 전압을 수신하며 모듈단계를 공급하기 위한 커넥터(도시 안함)들은 모듈의 개방 단부들 내에 배치된다. 상호 부유 상호접속 인덕턴스에서 플럭스변화에 대한 감소효과에 주목할만하게 영향을 미치지 않고도 모듈 내에서 단자들을 통하여 전기접속하기 위한 벨트형 도전경로들의 도전벽들 상에 작은 개구들이 수행될 수 있다.

이하에서 도 19에 관하여 설명하면, 도 19는 MOSFET칩(70)들을 통하여 흐르는 전류의 턴-오프 시퀀스 동안에 도 17과 도 18에 도시한 실시예의 MOSFET칩(70)들의 하나의 열을 가로질러 직접 측정된 전압을 도시한다. 도 9와 도 19를 비교하면, 도 19에서도 차단전류가 125A이고 400V에서 버스전압을 갖는 동일 유도부하로부터 생성됨을 알 수 있다. 도 9에 도시한 전압진동은 실질적으로 행해지며 전압 스파이크는 감소되며, 그 결과 제 2 벨트형 도전경로는 추가의 장점을 갖는다.

이하에서 도 20과 도 21에 관하여 설명하면, 도 20과 도 21은 IGBT칩(100)들과 다이오드칩(102)들이 설치된 더 큰 모듈을 도시한다. 이 도면들에서, 바운딩 와이어들과 회로보드들은 그들을 지나치게 설명하지 않도록 상세한 설명은 생략한다. 도 20은 모듈의 분해도이고 도 21은 동일 모듈의 조립도이다. 이 어셈블리는 A방향을 따라 도 17과 도 18에 도시한 실시예의 길이 보다 더 긴 3배의 길이를 갖는다. 제 2 벨트형 도전경로와 제 1 벨트형 도전경로 사이의 절연갭과, 베이스플레이트와 디커플링수단 사이의 갭은 도 17과 도 18에 도시한 실시예에 비하여 감소된다. 모듈의 각 열에 대해 8개의 다이오드칩들을 구비한 8개의 IGBT칩들이 병렬로 연결된다. 이 어셈블리에 있어서, 상호 부유 상호접속 인덕턴스는 수학식 1에 나타낸 바와 같은 모듈의 더 큰 l/d비율에 인하여 더 작아지며, 모듈의 l과 d는 도 3에 도시한 바와 같이 정의된다.

이하에서 도 22에 관하여 설명하면, 도 22는 도 20과 도 21에 도시한 모듈 상에서 수행된 스위칭테스트들의 결과를 도시한다. 스위칭테스트 동안에 IGBT칩 (100)들의 하나의 행을 가로질러 전압이 측정된다. 차단전류는 45A이고 버스전압은 500V로 설정된다. 테스트는 명백한 전압스파이크가 없는 턴오프 시퀀스를 보여주며, 전압은 20nsec 이하에서 0 내지 500V까지 진동한다. l/d비율이 크면 클수록 두 개의 벨트형 도전경로들 사이의 절연갭은 더 작아지며, 도 17과 도 18의 실시예에 비교된 부유 상호접속 인덕턴스들에 발생된 전압스파이크를 더 감소시키는 디커플링수단과 베이스플레이트 사이의 절연갭은 더 작아지며, 이로 인하여 본 발명의 효율은 향상되는 개선이 이루어진다.

본 발명의 스파이크킬러는 다른 실시예들에 따라 제작될 수 있다. 도 17, 도 18, 도 20, 도 21에 도시한 모듈들은 두 개의 부품들을 갖는 벨트형 도전루프를 도시한다. 제 1 부품은 구리나 알루미늄과 같은 도전물질로 제작된 커버(96)이며, 이 커버(96)는 볼트와 같은 고정부품으로 모듈 절연베이스(32) 아래에 배치된 도전성 베이스플레이트(94)에 용접 및 클램프된 두 개의 측면들을 갖는다. 이 플레이트(94)는 루프의 제 2 부분을 구성한다. 베이스플레이트(94)는 열교환기를 형성할 수 있으며, 또는 구리-세라믹-구리보드 아래에 고정된 구리 바운드 레이아웃과 같은 절연플레이트(32)의 아래에 고정될 수 있다. 또한 적절한 절연을 보장하기 위하여, 스파이크킬러는 절연물질을 구비한 모듈로부터 분리된다(도시 안함).

본 발명에 따라서, 또한 스파이크킬러는 박막 금속 침전물을 이용하여 제작될 수 있다. 도 14에 도시한 하우징의 도전벽(90)들은 절연벽(91) 상에 금속 침전물에 의해 형성된다. 이러한 경우에, 모듈은 먼저 플라스틱이나 절연특성을 구비한 임의의 다른 물질로 캡슐화되어 둘러싸이며, 그후 표면 상에 박막 금속 침전물을 형성하도록 금속성 증기로 분무되거나 액체금속조 내에 침전된다. 이 금속 침전물은 스파이크킬러의 벨트형 도전루프를 형성한다. 박막 침전물은, 예를 들어 모듈의 상부 및 측면들과 같은 모듈의 특정 부분 상에 적용될 수도 있으며 벨트형 도전루프의 나머지 부분들은 절연베이스(32)의 표면 아래에 고정된 구리 레이아웃이다.

이하에서 도 23에 관하여 설명하면, 도 23은 도 14에 도시한 모듈을 포함하는 전력변환기를 나타내는 개략적인 회로다이어그램을 도시한다. 예를 들어 모터의 스테이터 코일들과 그것의 금속 오목(hollow)부분 사이에 나타난 부유 정전용량과 같은 부하와 인접 도전부품 사이에 나타난 부유 정전용량 때문에 종종 문제가 발생한다. 이 문제는 도 23의 다이어그램에 요약되어 있다. 하프브리지 전력변환기(121)는 도전부품(124)을 구비한 부유 정전용량(122)을 갖는 부하(120)에 AC전압을 공급한다. 이 부유 정전용량(122)에도 불구하고, 도전부품(124)의 전위는, DC버스전압의 전극들(126, 128)에 관련하여, 하프브리지 전력변환기(121)에 의해 부하(120)에 적용된 스퀘어 웨이브전압에 따른 주파수에서 진동한다. 부하 하우징과 DC공급전압 버스의 전극들(126, 128) 중 하나 사이에 연결된 부유 임피던스의 임의의 형태는 부유 정전용량(122)을 통하여 전류를 발생시킨다. 이 전류는 소음문제의 원인이며 유해할 수도 있다.

전압버스의 전극들(126, 128) 중 어느 것도 도전부품(124)에 직접 접지되지 않는 경우에, 부유 캐패시터(122)의 값보다 더 높은 값을 갖는 바이패스 캐패시터 (130)는 도전부품(124)과 버스전압 전극들 중 적어도 한쪽, 예를 들어 전극(128) 사이에 연결된다. 부유 캐패시터(122) 내의 유도 부유전류는 캐패시터(130)를 통하여 버스전극(128)으로 귀환하는 편리한 경로가 이어진다. 이 회로에 있어서, 바이패스 캐패시터(130) 상에 형성된 전압의 증폭은 공급전압의 일부이며, 이 일부의 값은 바이패스 캐패시터값에 대한 부유 캐패시터값의 비율에 의해 결정된다. 도 4, 도 5, 도 6, 도 11에 도시한 스파이크킬러가 없는 모듈의 경우에, 이 바이패스 캐패시터는 모듈의 전극단자들(20 또는 22) 중 하나에 연결된 하나의 단부를 가질 수 있다. 캐패시터의 자유(free) 단부는 부하(도시 안함)를 구비한 부유 정전용량을 발생시키는 도전부품을 연결하기 위해 이용할 수 있다.

이하에서 도 24에 관하여 설명하면, 도 24는 도 14에 도시한 실시예와 유사한 실시예를 도시하지만, 내장형 바이패스 캐패시터를 더 포함한다. 본 발명에 따른 스파이크킬러가 제공된 이 모듈의 경우에, 캐패시터의 자유단부(free end)는 스파이크킬러의 벨트형 도전루프의 벽(90)들에 연결되며, 스파이크킬러의 자유 연결점 (138)은 부하를 구비한 부유 정전용량을 형성하는 도전부품(도시 안함)에 연결하기 위한 도전루프 상에서 이용할 수 있다. 이 캐패시터가 분리형 부품이라면, 스파이크킬러의 도전벽(90)과 모듈 사이에 위치한 공간 내에 삽입될 수 있다.

도 24에 도시한 모듈의 경우에, 수평 도전플레이트(134)는 중첩된 전기플레이트들(31)의 최상부 도전플레이트(132) 위에 중첩되며, 세라믹과 같은 유전물질 (136)에 의해 그들로부터 분리되며, 이로 인하여 이들 모두는 상기 내장형 바이패스 캐패시터를 형성한다. 도전플레이트(134)는 스파이크킬러의 벨트형 도전벽(90)들의 일부분을 구성한다. 도 24에서 확실하게 밝히기 위해서, 이 도면에 도시한 플레이트(134)와 마지막 플레이트(132) 사이의 갭은 중첩된 전극플레이트(31)들의 인접 플레이트들 사이의 것과 실질적으로 동일한 갭 보다 더 크다. 또한 연결점 (138)은 도전부품(124)를 연결시키기 위하여 스파이크킬러의 도전벽(90)들 상의 임의의 장소에 배치될 수 있다. 캐패시터는 하우징의 도전벽(90)들의 일부인 도전플레이트(134)와 DC단자들 중 하나에 전기적으로 연결된 도전플레이트(132) 사이에 연결된다. 도전벽들은 전기접속을 목적으로 하는 하나의 연결점(138)을 제공한다. 그후 캐패시터는 상부 전극플레이트(132)에 인접하며 유전물질(136)에 의해 상부 전극플레이트(132)로부터 분리된 도전벽들 중 하나의 벽에 의해 형성된다. 이로 인하여 스파이크킬러의 벨트형 도전벽들이 부하를 구비한 부유 캐패시터를 형성한 도전부품(도시 안함)에 연결될 때, 본 발명에 따라 제작된 바이패스 캐패시터가 제공된다.

본 발명의 다른 측면에 따라서, 모듈이 스파이크킬러에 의해 추가로 클램프된 매우 낮은 부유 상호접속 인덕턴스를 갖는다는 사실은 스위칭단계 동안 밀러효과(Miller effect)(참고: 인터내셔날 정류기, Hexfet, 전력 MOSFET 디자이너 매뉴얼, 애플리케이션 노트 #947)를 발생시키지 않는다. 이 밀러효과는 MOSFET와 IGBT들과 같은 게이트 정전용량 트랜지스터들 내에 나타난다. MOSFET의 경우에, 드레인전류는 소스 정전용량에 대한 게이트 내에 축적된 전하량에 의해 제어된다. 턴-온단계 동안, 드레인전압은 증가한 드레인전류가 상호접속 인덕턴스를 가로질러 전압을 유도하기 때문에 감소된다. 드레인전압이 하강하면, 게이트 입력 전하전류의 일부분은 게이트를 통하여 드레인 부유 정전용량에 바이패스되며, 정상적으로 수신되었던 전하들의 소스 정전용량에 대해 게이트를 차단한다. 이러한 네가티브 피드백은 상승 드레인전류를 나타내며 밀러효과라 불린다.

본 발명에 따라서 제작된 모듈의 경우에, 상호접속 인덕턴스에서의 전압강하는 무시할 수 있으며, 이로 인하여 밀러효과는 나타나지 않는다. 밀러효과없이, 입력 게이트전류는 바이패스되지는 않으며 MOSFET 또는 IGBT의 소스 정전용량에 게이트를 충전하는 역할만 한다. 그 결과 드레인전류 상승률은 입력 게이트 충전전류에만 의존한다. 입력 게이트전류가 너무 크다면, 드레인 또는 콜렉터전류의 상승시간은 매우 짧다. 이것은 턴-온된 스위치가 프리휠 모드에서 역 복귀전하를 갖는 다이오드를 통하여 흐르는 유도부하의 전류를 취한다면 문제를 일으킬 수 있다. 고전류 상승률은 다이오드와 MOSFET 또는 IGBT 내에서 역 복귀전류밀도를 증가시키며, 이 역 복귀전류밀도는 반도체를 파손시킬 수 있다. 안전동작을 확보하기 위하여, 게이트입력 충전전류는 상승전류비를 제한하기 위하여 레지스터로 제한된다. 다이오드의 회복후에, 드레인전압 하강율은 드레인 정전용량에 게이트를 방출하는 동일 입력게이트전류에 따른다. 이 드레인 전압하강율은 심각한 문제는 아니지만, 스위칭손실을 최소화하도록 가속될 수 있다. 이것은 스위칭성능을 향상시키도록 더 높은 게이트입력전류를 주입하므로써 수행된다.

이하에서 도 25에 관하여 설명하면, 도 25는 드라이버를 갖는 스위치의 회로다이어그램을 도시한다. 턴-온단계 동안 스위치의 전체 스위칭성능을 향상시키기 위하여, 게이트입력전류는 두 가지 값들, 즉 상승전류와 하강전류값으로 제한된다. 이러한 기능은 드라이버에 의해서 수행된다. 드라이버는 대응 반도체장치용 게이트신호를 수신하기 위하여 단자(220)를 포함한다. 제 1 레지스터(R₁)는 대응 반도체장치(224)의 단자(220)와 게이트(222) 사이에 연결된다.

직렬로 연결된 전압게이트 제어스위치(T₁)와 제 2 레지스터(R₂)를 포함하는 회로부품이 있다. 회로는 제 1 레지스터(R₁)에 병렬로 연결된다. 캐패시터(C₁)는 전압게이트 제어스위치(T₁)의 게이트(226)와 콜렉터 전압신호를 모니터하기 위한 대응 반도체장치의 콜렉터(228) 사이에 연결된다. 전압게이트 제어스위치(T₁)의 게이트(226)와 단자(220) 사이에 연결된 전압 클램핑장치(X₁)가 있다. 이로 인하여 작동 중에 제 1 레지스터(R₁)는 콜렉터 전압신호의 하강에 앞서 대응 반도체장치의 게이트전류를 제한하고, 이로 인하여 콜렉터전류의 상승시간을 제한하며, 제 1 레지스터(R₁)와 제 2 레지스터(R₂)는 콜렉터전압의 하강 동안에 대응 반도체장치(224)의 게이트전류를 제한하며, 이로 인하여 콜렉터전압의 하강시간을 제한한다.

제 1 레지스터(R₁)는 제 1 값(Ig₁)에 게이트입력 충전전류를 제한하기 위해서 다이오드(D)를 통하여 흐르는 전류가 그것의 역 복귀전하들을 평가하고 그것의 블록킹 상태로 진입할 때까지 스퀘어 전압신호를 수신하는 입력과 스위치(224)의 게이트(222) 사이에 연결된다. 그후에, 드레인전압은 하강하기 시작하며, 스위치 (224)의 드레인(228)과, 제 2 레지스터(R₂)와 직렬로 연결된 P채널 MOSFET(T₁)의 게이트(226) 사이에 연결된 캐패시터(C₁)에 의해 검사된다. 스위치(224)가 MOSFET이면, 캐패시터(C₁)는 드레인(228)에 연결되며, 스위치(224)가 IGBT이면, 캐패시터는 콜렉터에 연결된다. 용어상으로는 콜렉터라고 언급하지만, 상황에 따라서 드레인으로서 언급될 수도 있다. MOSFET(T₁)와 레지스터(R₂)는 레지스터(R₁)에 대해 둘 다 병렬로 놓인다. 하강전압은 레지스터(R₂)와 직렬 연결을 이루도록 즉시 도전하는 P채널 MOSFET(T₁)의 게이트를 신속하게 충전하는 캐패시터(C₁)를 통하여 전류를 유도한다. 그리하여 입력전류가 제 2 게이트 입력 충전전류(Ig₂)에 의해 증가되며, 스위칭속도를 더 증가시기키 위하여 전압강하율을 감소시키며, 이로 인하여 스위칭손실을 감소시킨다. 클램핑수단(X₁)은 전압을 제한하기 위하여 P채널 MOSFET(T₁)의 게이트 정전용량을 가로질러 연결된다. 레지스터(R₃)와 직렬로 연결된 캐패시터(C₂)는 레지스터(R₁)와 병렬로 첨가되어 입력 전압변화와 드레인 전류상승의 출발점 사이에서 발생하는 지연을 방지하기 위하여 게이트(222) 내에 전류펄스를 주입한다.

이하에서 도 26에 관하여 설명하면, 도 26은 본 발명의 가능한 이용분야의 일례를 도시한다. 이 이용분야는 미국특허 제 5,438,228 호에 기재된 것과 같은 모터휠(motor wheel)용이다. 전기모터는 휠에 장착되며, 모터의 전력변환기는 휠의 오목부에 장착된다. 모터는 크로스부재(204)에 의해 축 상에 지지된 외부 로터 (200)와 내부 스테이터(201)를 갖는다. 오목부에 제공된 DC전압버스에 각 모듈을 연결시키도록 그리고 스테이터의 배선에 각 모듈을 연결시키기 위하여 컨턱터들(207)이 제공된다. 모듈들은 다상의 DC/AC 전력변환기를 구성한다. 본 발명의 모듈들의 밀집화는 모터휠의 오목부 내에 이 모듈들을 삽입하는 것을 편리하게 한다.

이하에서 도 27에 관하여 설명하면, 도 27은 본 발명의 전력변환기가 모터휠의 크로스부재(204) 상에 장착되는 방법을 도시한다. 도전물질로 형성된 크로스부재(204)에 의해 지지된 스테이터 프레임이 제공된 모터휠 내에 3개의 전력변화모듈 (205)의 조합이 있다. 3개의 모듈(205)들은 모터휠 내에서 크로스부재(204)의 3개의 다리 상에 개별적으로 장착된다. 모듈(205)들은 크로스부재(204)의 한쪽에 피드-스로우 커넥터(feed-trough connector: 211)를 구비한 각 모듈(205)의 DC단자들 중 하나에 연결된 폴(pole: 209)을 갖는 제 1 도전버스를 더 포함하는 3상 전력변환기를 형성한다. 크로스부재(204)의 다른쪽 측면에 각 모듈의 DC단자들의 다른쪽이 연결된 폴(도시하지는 않지만 커넥터(211)들에 유사한 커넥터들을 구비한 폴(209)과 유사함)을 갖는 제 2 도전버스가 있다. 두 개의 도전버스는 크로스부재 (204)의 도전물질로 충전된 인접 모듈들 사이에서 공간을 한정한다. 두 개의 도전버스는 절연물질(210)에 의해 모듈 하우징과 크로스부재(204)로부터 분리되며, 이로 인하여 작동 중에 전류는 모듈들 사이에 나타난 부유 상호접속 인덕턴스에 발생된 자기플럭스를 억제하도록 크로스부재(204) 내에 자기적으로 유도된다.

기계는 3상 영구자석 AC기계이다. 각 상에 대해 하나의 하프브리지 전력변환기를 수신하는 3개의 모듈(205)들은 크로스부재(204)의 다리 상에 장착된다. 다리 하나에 대해 하나의 모듈이 배치된다. 각 다리는 대응 모듈에 대한 열교환기로서 작용한다. 종공부분에 제공된 바이폴라 DC전압버스는, 예를 들어 도 4에 도시한 것과 같은 모듈의 단자(22)에 피드-스로우 커넥터(211)들로 연결된 하나의 폴 (209)을 갖는다. 모든 연결부는 크로스부재(204)의 한쪽 측면 상에 배치된다. DC전압버스의 다른 폴(도시하지는 않지만 커텍터(211)들에 유사한 케텍터들을 구비한 폴(209)과 유사함)은 도 4의 모듈의 다른 단자(20)에 연결되며, 모든 연결부들은 크로스부재(204)의 다른 측면 상에 배치된다. 각 폴은 크로스부재의 도전부품과 절연층(210)을 구비한 모듈 하우징으로부터 절연된다.

3개의 모듈(205)들이 분리될 때, 모듈(205)와 링크된 부유 유도 상호접속은 부하전류가 각 모듈에 의해 스위치되며 이러한 스위칭은 하나의 폴로부터 다른 폴로 교차한다는 사실에 기인하여 각 모듈 캐패시터 사이에서 전압진동을 일으킬 수도 있다. 이 경우에 상호접속 인덕턴스가 최소화되어야 한다. 상호접속 인덕턴스를 최소화하기 위한 하나의 공지된 방법은 얇은 절연물질과 나란하게 분리되어 장착된 두 개의 도전스트립들에 의하여 두 개의 인접모듈들에 연결하는 것이다. 본 발명에 따른 상호접속 인덕턴스를 최소화하기 위하여 모듈의 한쪽 측면으로부터 다른 측면으로 하나의 상호접속이 통과할 필요가 있다. 여기서, 도 27에 도시한 바와 같이 크로스부재의 다리들을 따라 배치된 직선의 상호접속들에 의하여 모듈들과 직접 링크하므로써 단순한 연결이 형성된다. 이러한 구성에 있어서, 두 개의 인접 상호접속들 사이와 두 개의 인접 모듈들 사이의 체적은 크로스부재(204)의, 알루미늄과 같은 도전물질로 완전히 충전된다. 그리하여 추가의 스파이크킬링효과가 모듈들 사이에 나타난 상호접속 인덕턴스들에 의해 생성된 자기플럭스 변화를 억제하므로써 얻어지며, 그리하여 각 모듈의 캐패시터들 사이에서 버스전압의 진동을 피할 수 있다. 각 다리의 중심에는 스파이크킬링효과에 영향을 주지않고도 도전물질이 없을 수 있다.

요약하면, 본 발명에 따라 전력변환기 어셈블리의 상호접속 인덕턴스는 벨트형 전류폐쇄루프로 특징지워진 하나의 패키지 내에 전력전기 스위칭장치와, DC단자들과, AC단자와, 캐패시터를 통합하므로써 크게 감소된다. 상호접속 인덕턴스 내에 유도된 전압스파이크는, 여기서 스파이크킬로로서 언급된 제 2 벨트형 폐쇄루프를 추가하므로써 더 감소될 수 있으며, 스위칭단계 동안 모듈 내에 발생된 벨트형 변환 전류루프회로 내에 모듈을 포함하도록 둘러싼다. 감소된 상호접속 인덕턴스와 스파이크킬러는 스위치들을 가로지르는 저전압 스파이크를 통하여 더 높은 스위칭속도와 주파수를 가능하게 하여, 전력변화기의 효율을 개선한다.

비록 본 발명이 바람직한 실시예들의 테두리 내에서 상세하게 설명되기는 하였지만, 본 발명의 범주는 첨부한 청구항들에 의해 결정되어야 함을 이해해야 한다.

Claims

DC전압을 AC전압으로 변환시키기 위한 저부유(low stray) 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈로서, 상기 DC전압을 수신하기 위한 두 개의 DC전압단자들과; AC전압을 전달하기 위한 AC전압단자와; 상기 AC전압단자를 통해 상기 DC전압단자들 사이에 직렬의 토템폴(totem pole)로서 연결된 한 쌍의 상기 스위칭부품들을 포함하는 하프브리지(half-bridge)와; 상기 하프브리지를 디커플링(decoupling)하기 위한 디커플링수단을 포함하며, 상기 디커플링수단은 유전물질에 의해 분리된 인접하여 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트들을 포함하며, 상기 인접 전극플레이트들의 각각은 상기 DC단자들 중 다른 하나에 연결되는, 상기 저부유 상호접속 인덕턴스 전력변환모듈에 있어서,

상기 인접하여 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트들은 상기 하프브리지와 오버래핑 관계로 근접하게 연장하며;

상기 전극플레이트들은 두 개의 전력 스위칭부품들과, DC단자들과, AC단자를 통해 축소단면 벨트형 폐쇄루프 도전경로를 형성하는, 전력변환모듈.
제 1 항에 있어서, 세라믹재료로 형성된 베이스(base)를 포함하며, 이 베이스 상에는 전력 스위칭부품들이 장착되며;

상기 전력 스위칭부품들의 각각은 병렬로 장착된 전력 반도체장치들의 열(row)을 포함하며;

상기 AC단자는 상기 베이스 상에 장착된 중앙 금속플레이트(central metal plate)를 포함하며;

상기 두 개의 DC전압단자들의 각각은 상기 베이스 상에 장착된 측면 금속플레이트와, 상기 측면 금속플레이트 및 상기 디커플링수단 사이에 연결된 측면 수직금속벽들(lateral upright metal walls)을 포함하며, 상기 전력 스위칭부품들은 상기 AC전압단자의 중앙 금속플레이트를 거쳐 DC전압단자들의 측면 금속플레이트들 사이에 직렬의 토템폴로서 연결되는, 전력변환모듈.
제 2 항에 있어서, 상기 축소단면 벨트형 폐쇄루프 도전경로는 상기 중앙플레이트와, 상기 측면 금속플레이트들과, 상기 측면 수직금속벽들과, 상기 중첩된 전극플레이트들과, 전력 스위칭부품들에 의해 형성되며, 직사각형 단면을 갖는, 전력변환모듈.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 전력 반도체장치들을 구동하기 위해서 상기 전력 반도체장치들에 가까운 상기 베이스 상에 장착된 드라이버들을 더 포함하는, 전력변환모듈.
제 4 항에 있어서, 상기 반도체장치들은 게이트 정전용량 제어식 반도체장치들이며,

상기 드라이버들의 각각은,

대응 반도체장치용 게이트신호를 수신하기 위한 단자와;

상기 대응 반도체장치의 단자와 게이트 사이에 연결된 제 1 레지스터와;

직렬로 연결된 전압 게이트 제어 스위치와 제 2 레지스터를 포함하며, 제 1 레지스터에 병렬로 연결된 회로부분과;

상기 대응 반도체장치의 콜렉터 전압신호를 모니터하기 위한 대응 반도체장치의 콜렉터와 전압 게이트 제어스위치의 게이트 사이에 연결된 캐패시터와;

전압 게이트 제어 스위치의 게이트와 단자 사이에 연결된 전압클램핑(voltage claming) 수단으로서, 작동 중에 상기 제 1 레지스터는 상기 콜렉터 전압신호의 강하에 앞서 상기 대응 반도체장치의 게이트전류를 제한하여 상기 콜렉터전류의 상승시간을 제한하며, 작동 중에 상기 제 1 레지스터 및 제 2 레지스터들은 상기 콜렉터전압의 상기 하강 동안에 상기 대응 반도체장치의 게이트전류를 제한하여 콜렉터전압의 강하시간을 제한하는, 상기 전압 클램핑수단을 포함하는, 전력변환모듈.
제 2 항 또는 제 3항에 있어서, 상기 전력 반도체장치들을 제어하기 위한 제어보드를 포함하며, 상기 제어보드는 상기 전력 스위칭부품들이 장착된 베이스와 디커플링수단 사이에 배치되는, 전력변환모듈.
제 1 항, 제 2항, 또는 제 3항에 있어서, 상기 벨트형 폐쇄루프 도전경로의 개구 단부들(open ends)을 폐쇄하기 위한 도전물질로 만들어진 벽들을 더 포함하며, 상기 개구 단부들의 각각은 상기 중앙플레이트와 상기 측면 금속플레이트들과 측면 금속벽들의 에지(edge)들에 의해서, 그리고 중첩된 금속플레이트들의 하부 에지에 의해 제한되며, 작동 중에, 전류는 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 전압스파이크들을 더 감소시키기 위하여 상기 도전벽들 내로 자기적으로 유도되는, 전력변환모듈.
제 1 항, 제 2항, 또는 제 3항에 있어서, 상기 축소단면 벨트형 폐쇄루프 도전경로를 둘러싸는 도전벽들을 포함하는 하우징(housing)을 더 포함하며, 작동 중에, 전류는 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 전압스파이크들을 더 감소시키기 위하여 상기 도전벽들 내로 자기적으로 유도되는, 전력변환모듈.
제 8 항에 있어서, 상기 하우징의 도전벽들 중 적어도 하나가 절연벽들 위에서 금속성 침착물(deposition)에 의해 형성되는, 전력변환모듈.
제 8 항에 있어서, 상기 하우징의 도전벽들은 함께 연결된 적어도 두 개의 부품들(parts)로 만들어지는, 전력변환모듈.
제 8 항에 있어서, 상기 하우징의 도전벽들과 상기 DC단자들 중 하나 사이에 연결된 캐패시터를 더 포함하며, 상기 도전벽들은 전기접속을 목적으로 하나의 접속점을 제공하는, 전력변환모듈.
제 11 항에 있어서, 상기 캐패시터는 상기 디커플링수단의 상부 전극플레이트에 인접하며, 유전물질에 의해 상기 상부 전극플레이트로부터 분리된 상기 도전벽들 중 하나의 벽에 의해 형성되는, 전력변환모듈.
도전물질로 만들어진 크로스부재(cross member)에 의해 지지된 스테이터 프레임(stator frame)이 제공된 모터휠(moter wheel) 내에서, 제 1 항, 제 2항, 또는 제 3항에 따른 3개의 전력변환모듈들의 조합에 있어서,

상기 3개의 모듈들은 상기 모터휠 내에서 상기 크로스부재의 3개의 다리들에 각각 장착되며, 상기 모듈들은 3상 전력변환기를 형성하며,

상기 3상 전력변환기는,

상기 크로스부재의 한쪽 측면 상에 각 모듈의 DC단자들 중 하나를 접속하는 제 1 도전버스와;

상기 크로스부재의 다른쪽 측면 상에 각 모듈의 DC단자들의 나머지를 접속하는 제 2 도전버스를 포함하며,

상기 두 개의 도전버스는 상기 크로스부재의 도전물질로 채워진 인접 모듈들 사이의 공간들을 한정하며, 상기 두 개의 도전버스와 상기 크로스부재는 절연물질에 의해 분리되며, 작동 중에, 전류는 상기 모듈들 사이에 나타난 상기 부유 상호접속 인덕턴스로 인한 각 모듈의 캐패시터 상에 전압진동들을 억제하도록 상기 크로스부재 내에 자기적으로 유도되는, 전력변환모듈들의 조합.
하프브리지가 사이에 연결된 두 개의 DC전압단자들 상에 상기 DC전압을 인가하는 단계로서, 상기 하프브리지는 AC전압단자를 통해 상기 DC전압단자들 사이에 직렬의 토템폴로서 연결된 한 쌍의 전력 스위칭부품들을 포함하는 상기 DC전압 인가 단계와; 상기 전력 스위칭부품들을 교대로 스위칭하는 단계와; 유전물질에 의해 분리된 인접하게 중첩된 적어도 두 개의 일련의 전극플레이트들을 포함하는 디커플링수단에 의해 상기 하프브리지를 디커플링하는 단계로서, 상기 인접 전극플레이트들의 각각은 상기 DC단자들 중 다른 하나에 연결되는 상기 하이브리지 디커플링 단계와; 상기 AC전압단자에 의해 상기 AC전압을 전달하는 단계로 포함하는, DC전압을 AC전압으로 변환하기 위한 방법에 있어서,

상기 디커플링단계는,

상기 하프브리지와 오버래핑 관계로, 적어도 두 개의 인접하게 중첩된 전극플레이트들을 근접하게 연장하는 단계와;

상기 전극플레이트들과, 두 개의 전력 스위칭부품들과, 상기 DC단자들과, 상기 AC단자로 축소단면 벨트형 폐쇄푸르 도전경로를 형성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 변환방법.
제 14 항에 있어서, 도전벽들을 포함하는 하우징에 의해 상기 축소단면 벨트형 폐쇄루프 도전경로를 둘러싸는 부가적인 단계를 포함하며, 작동 중에, 전류는 부유 상호접속 인덕턴스에 관련된 전압스파이크들을 더 감소시키기 위하여 도전벽들 내로 자기적으로 유도되는, 변환방법.