JPWO2015141319A1 - Power conditioner and control method thereof - Google Patents

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Abstract

パワーコンディショナは、電池部の電池電圧を入力とし、電池電圧を昇圧する第１のＤＣＤＣコンバータと、第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力とし、出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力するＤＣＡＣインバータと、電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、その接続点が単相三線のＮ相に直結され、第１のＤＣＤＣコンバータとＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、電池電圧を入力とし、電池電圧を昇圧または降圧して、ローサイド側コンデンサの両端電圧を、直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する第２のＤＣＤＣコンバータと、を有する。The power conditioner receives the battery voltage of the battery unit, receives the first DCDC converter that boosts the battery voltage, and the output voltage of the first DCDC converter, and converts the output voltage into a single-phase three-wire AC voltage Output DCAC inverter, a high-side capacitor disposed on the positive side of the battery unit and a low-side capacitor disposed on the negative side of the battery unit are connected in series, and the connection point is simply Directly connected to the N phase of the three-phase phase, the DC link unit shared by the first DCDC converter and the DCAC inverter, the battery voltage as an input, the battery voltage is stepped up or down, and the voltage across the low side capacitor is And a second DCDC converter that controls the voltage to half the voltage across the DC link portion.

Description

本発明は、パワーコンディショナおよびその制御方法に関する。   The present invention relates to a power conditioner and a control method thereof.

パワーコンディショナは、太陽電池や蓄電池である電池部と、商用電源である系統とに接続される。パワーコンディショナは、自立運転に移行すると、系統から切り離されて、電池部を放電状態にする。そして、パワーコンディショナは、放電状態の電池部の電池電圧（ＤＣ電圧）を単相三線式のＡＣ電圧に変換して負荷に供給する。また、蓄電池を用いた双方向のパワーコンディショナの場合、系統からの電力によって畜電池が充電される。   The power conditioner is connected to a battery unit that is a solar battery or a storage battery and a system that is a commercial power source. When the power conditioner shifts to the self-sustained operation, the power conditioner is disconnected from the system and puts the battery unit into a discharged state. Then, the power conditioner converts the battery voltage (DC voltage) of the discharged battery part into a single-phase three-wire AC voltage and supplies it to the load. Moreover, in the case of the bidirectional | two-way power conditioner using a storage battery, a livestock battery is charged with the electric power from a system | strain.

ところで、家庭で使われる電化製品の中には、直流分負荷（半波整流負荷）の製品がある。例えば、ドライヤーの中には、強モードでは全波整流負荷であるが、弱モードでは半波整流負荷になる製品がある。ここで、直流分負荷（半波整流負荷）は、負荷に入力されたＡＣ電圧波形が正のサイクルである時にのみ電流を流す負荷と定義する。また、全波整流負荷は、正のサイクルである時と負のサイクルである時との両方で電流を流す負荷と定義する。   By the way, among the electrical appliances used at home, there is a product of a direct current load (half-wave rectification load). For example, some dryers are full-wave rectified loads in the strong mode but half-wave rectified loads in the weak mode. Here, a direct current load (half-wave rectification load) is defined as a load that allows current to flow only when the AC voltage waveform input to the load is a positive cycle. A full-wave rectifying load is defined as a load that allows current to flow both in the positive cycle and in the negative cycle.

パワーコンディショナの一例であるＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply）のカタログ等を見ると、注意事項に“半波整流の製品は使用しないこと”と記載されていることがある。しかし、ユーザーは、ＵＰＳを使用する電化製品が、全波整流負荷または半波整流負荷のどちらであるかを認識して使用してはいない。   If you look at the catalog of UPS (Uninterruptible Power Supply), which is an example of a power conditioner, the precautions may state that "Do not use half-wave rectification products." However, the user does not recognize and use the appliance using the UPS as a full-wave rectified load or a half-wave rectified load.

そのため、パワーコンディショナとしては、直流分負荷（半波整流負荷）が接続されていても、負荷の破損等の問題が生じないように設計しておく必要がある。   Therefore, it is necessary to design the power conditioner so that problems such as damage to the load do not occur even when a direct current load (half-wave rectification load) is connected.

以下に、関連するパワーコンディショナの回路構成について説明する。   The circuit configuration of the related power conditioner will be described below.

図１は、関連発明１のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。   FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power conditioner according to related invention 1.

図１を参照すると、関連発明１のパワーコンディショナは、双方向の昇降圧用のＤＣＤＣコンバータ１１と、双方向のＤＣＡＣインバータ１２とを有している。双方向の昇降圧用のＤＣＤＣコンバータ１１は、コンデンサＣ１と、コイルＬ１と、トランジスタＱ１，Ｑ２と、コンデンサＣ２，Ｃ３とで構成される。双方向のＤＣＡＣインバータ１２は、コンデンサＣ２，Ｃ３と、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と、コイルＬ２，Ｌ３と、コンデンサＣ４，Ｃ５とで構成される。   Referring to FIG. 1, the power conditioner of the related invention 1 includes a DCDC converter 11 for bidirectional buck-boost and a bidirectional DCAC inverter 12. The bidirectional step-up / down DCDC converter 11 includes a capacitor C1, a coil L1, transistors Q1 and Q2, and capacitors C2 and C3. The bidirectional DCAC inverter 12 includes capacitors C2 and C3, transistors Q3, Q4, Q5 and Q6, coils L2 and L3, and capacitors C4 and C5.

ＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２は、蓄電池２０のプラス側に配置されたハイサイド側のコンデンサＣ２と蓄電池２０のマイナス側に配置されたローサイド側のコンデンサＣ３とが直列に接続された構成の直流リンク部を共有している。ＤＣＤＣコンバータ１１とＤＣＡＣインバータ１２とは、この直流リンク部にて互いに接続されている。また、この直流リンク部の中点（つまり、コンデンサＣ２，Ｃ３の接続点）は、単相三線の中点（Ｎ相）に接続されている。   The DC-DC converter 11 and the DCAC inverter 12 have a DC link having a configuration in which a high-side capacitor C2 disposed on the positive side of the storage battery 20 and a low-side capacitor C3 disposed on the negative side of the storage battery 20 are connected in series. Sharing the department. The DCDC converter 11 and the DCAC inverter 12 are connected to each other at the DC link portion. Further, the midpoint of this DC link portion (that is, the connection point of the capacitors C2 and C3) is connected to the midpoint (N phase) of the single-phase three-wire.

蓄電池２０の放電時には、ＤＣＤＣコンバータ１１は、入力端が蓄電池２０の両端に接続され、出力端がＤＣＡＣインバータ１２の入力端に接続されることになる。また、ＤＣＡＣインバータ１２は、入力端がＤＣＤＣコンバータ１１の出力端に接続され、出力端が単相三線に接続されることになる。   When the storage battery 20 is discharged, the DCDC converter 11 has an input end connected to both ends of the storage battery 20 and an output end connected to the input end of the DCAC inverter 12. The DCAC inverter 12 has an input end connected to the output end of the DCDC converter 11 and an output end connected to a single-phase three-wire.

ＤＣＤＣコンバータ１１は、蓄電池２０の放電時には、蓄電池２０の電池電圧（ＤＣ電圧）を入力し、その電池電圧を昇圧する。   When the storage battery 20 is discharged, the DCDC converter 11 inputs the battery voltage (DC voltage) of the storage battery 20 and boosts the battery voltage.

ＤＣＡＣインバータ１２は、蓄電池２０の放電時には、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力電圧、つまり、直流リンク部の両端電圧（以下、直流リンク電圧と呼ぶ）を入力し、その直流リンク電圧を単相三線式のＡＣ電圧に変換する。また、図１には図示していないが、負荷は、ＤＣＡＣインバータ１２と系統３０との間の単相三線に接続されることになる。   When the storage battery 20 is discharged, the DCAC inverter 12 inputs the output voltage of the DCDC converter 11, that is, the voltage across the DC link unit (hereinafter referred to as DC link voltage), and the DC link voltage is converted to a single-phase three-wire AC. Convert to voltage. Although not shown in FIG. 1, the load is connected to a single-phase three-wire between the DCAC inverter 12 and the system 30.

なお、蓄電池２０の充電時には、ＤＣＡＣインバータ１２は、入力端が単相三線に接続され、出力端がＤＣＤＣコンバータ１１の入力端に接続されることになり、放電時とは逆方向への動作を行う。また、ＤＣＤＣコンバータ１１は、入力端がＤＣＡＣインバータ１２の出力端に接続され、出力端が蓄電池２０の両端に接続されることになり、放電時とは逆方向への動作を行う。   When the storage battery 20 is charged, the DCAC inverter 12 has an input end connected to a single-phase three-wire and an output end connected to the input end of the DCDC converter 11, and operates in a direction opposite to that during discharging. Do. Further, the DCDC converter 11 has an input end connected to the output end of the DCAC inverter 12 and an output end connected to both ends of the storage battery 20, and performs an operation in a direction opposite to that during discharging.

以下に、関連発明１のパワーコンディショナの自立運転時（系統３０からの切り離し時）の動作について説明する。   Below, operation | movement at the time of the independent operation of the power conditioner of related invention 1 (at the time of disconnection from the system | strain 30) is demonstrated.

関連発明１のパワーコンディショナは、系統３０に停電等の障害が発生した場合、系統３０から切り離されて、自立運転に移行し、蓄電池２０を放電させる。   The power conditioner of the related invention 1 is disconnected from the system 30 when a failure such as a power failure occurs in the system 30, shifts to a self-sustaining operation, and discharges the storage battery 20.

ＤＣＤＣコンバータ１１においては、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより、蓄電池２０の電池電圧を昇圧し、直流リンク電圧を安定化させる。   In the DCDC converter 11, when the storage battery 20 is discharged, the duty of the transistors Q1 and Q2 is controlled by PWM (Pulse Width Modulation) to boost the battery voltage of the storage battery 20 and stabilize the DC link voltage.

ＤＣＡＣインバータ１２においては、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ３，Ｑ４のデューティをＰＷＭ制御し、そのＰＷＭ制御された電圧をコイルＬ２およびコンデンサＣ４で平滑することにより、Ｕ相にＡＣ100Ｖの正弦波を生成する。また、ＤＣＡＣインバータ１２においては、トランジスタＱ５、Ｑ６のデューティをＰＷＭ制御し、そのＰＷＭ制御された電圧をコイルＬ３およびコンデンサＣ５で平滑することにより、Ｖ相にＡＣ100Ｖの正弦波を生成する。これにより、Ｕ相−Ｖ相間にはＡＣ200Ｖの正弦波が生成される。   In the DCAC inverter 12, when the storage battery 20 is discharged, the duty of the transistors Q3 and Q4 is PWM-controlled, and the PWM-controlled voltage is smoothed by the coil L2 and the capacitor C4, thereby generating an AC100V sine wave in the U-phase. To do. In DCAC inverter 12, the duty of transistors Q5 and Q6 is PWM-controlled, and the PWM-controlled voltage is smoothed by coil L3 and capacitor C5, thereby generating an AC100V sine wave in the V phase. As a result, an AC 200 V sine wave is generated between the U phase and the V phase.

しかし、関連発明１のように、直流リンク部の中点が単相三線の中点（Ｎ相）に接続されるパワーコンディショナの場合、自立運転時に、直流リンク部のコンデンサＣ２の両端電圧とコンデンサＣ３の両端電圧とのバランスが崩れる場合がある。その場合、ＤＣＡＣインバータ１２は、ＡＣ電圧を制御することができなくなり、ＡＣ電圧波形は、正のサイクル時の波形と負のサイクル時の波形とのバランスが崩れてしまう（正負非対称）。このときに、商用トランスを有する直流分負荷（半波整流負荷）がＵ相あるいはＶ相に接続されていると、その商用トランスが偏磁し、その商用トランスを有する負荷が破損する可能性がある。   However, as in the related invention 1, in the case of a power conditioner in which the midpoint of the DC link portion is connected to the midpoint (N phase) of the single-phase three-wire, the voltage across the capacitor C2 of the DC link portion is The balance with the voltage across the capacitor C3 may be lost. In this case, the DCAC inverter 12 cannot control the AC voltage, and the AC voltage waveform is unbalanced between the positive cycle waveform and the negative cycle waveform (positive / negative asymmetric). At this time, if a DC component load (half-wave rectifying load) having a commercial transformer is connected to the U-phase or V-phase, the commercial transformer may be demagnetized and the load having the commercial transformer may be damaged. is there.

以下に、関連発明１のパワーコンディショナのＵ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続された場合に、ＡＣ電圧波形の正負バランスが崩れるメカニズムについて説明する。ここでは、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続された場合を例に挙げる。   Hereinafter, a mechanism in which the positive / negative balance of the AC voltage waveform is lost when a direct current load (half-wave rectification load) is connected to the U phase or V phase of the power conditioner of the related invention 1 will be described. Here, a case where a DC component load (half-wave rectifying load) is connected to the U phase will be described as an example.

図２および図３は、関連発明１のパワーコンディショナのＵ相に負荷が接続された場合における、負荷への電流経路を示す図である。図２は、Ｕ相のＡＣ電圧波形が正のサイクルである時の電流経路を示す。図３は、Ｕ相のＡＣ電圧波形が負のサイクルである時の電流経路を示す。   2 and 3 are diagrams showing a current path to the load when the load is connected to the U phase of the power conditioner of the related invention 1. FIG. FIG. 2 shows a current path when the U-phase AC voltage waveform is a positive cycle. FIG. 3 shows a current path when the U-phase AC voltage waveform is a negative cycle.

図２を参照すると、ＡＣ電圧波形の正のサイクル時は、トランジスタＱ３がスイッチング用、トランジスタＱ４が還流用として動作し、“Ｑ３オンかつＱ４オフ”→“Ｑ３オフかつＱ４オン”→“Ｑ３オンかつＱ４オフ”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は放電し、コンデンサＣ３は充電される。   Referring to FIG. 2, during the positive cycle of the AC voltage waveform, the transistor Q3 operates for switching and the transistor Q4 operates for recirculation, “Q3 on and Q4 off” → “Q3 off and Q4 on” → “Q3 on” And repeat Q4 off "→ .... Therefore, the capacitor C2 is discharged and the capacitor C3 is charged.

図３を参照すると、ＡＣ電圧波形の負のサイクル時は、トランジスタＱ４がスイッチング用、トランジスタＱ３が還流用として動作し、“Ｑ４オンかつＱ３オフ”→“Ｑ４オフかつＱ３オン”→“Ｑ４オンかつＱオフ”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は充電され、コンデンサＣ３は放電する。   Referring to FIG. 3, in the negative cycle of the AC voltage waveform, the transistor Q4 operates as a switching and the transistor Q3 operates as a reflux, “Q4 on and Q3 off” → “Q4 off and Q3 on” → “Q4 on” And repeat Q off "→ .... Therefore, the capacitor C2 is charged and the capacitor C3 is discharged.

ＡＣ電圧波形の正のサイクル時と負のサイクル時との両方で電流を流す負荷（全波整流負荷）の場合は、“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→“Ｃ２が充電かつＣ３が放電（負のサイクル時）”→“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３は充放電を交互に繰り返すので、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスは保たれる。   In the case of a load (full-wave rectification load) in which current flows in both the positive cycle and the negative cycle of the AC voltage waveform, “C2 is discharged and C3 is charged (during a positive cycle)” → “C2 is Charging and discharging C3 (at negative cycle) "→" C2 discharging and C3 charging (at positive cycle) "→... Therefore, since the capacitors C2 and C3 are alternately charged and discharged, the voltage balance between the capacitors C2 and C3 is maintained.

しかし、ＡＣ電圧波形の正のサイクル時にのみ電流を流す負荷（半波整流負荷）の場合は、“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→“充放電なし（負のサイクル時）”→“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は放電のみ、コンデンサＣ３は充電のみとなる。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧は低下し、コンデンサＣ３の両端電圧は上昇するため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れる。その結果、ＤＣＡＣインバータ１２は、ＡＣ電圧を制御することができなくなり、ＡＣ電圧波形の正負バランスが崩れる（正負非対称）。   However, in the case of a load that allows current to flow only during a positive cycle of the AC voltage waveform (half-wave rectified load), “C2 is discharged and C3 is charged (during a positive cycle)” → “no charge / discharge (during a negative cycle) ) ”→“ C2 is discharged and C3 is charged (in the positive cycle) ”→... Therefore, the capacitor C2 is only discharged and the capacitor C3 is only charged. As a result, the voltage across the capacitor C2 drops and the voltage across the capacitor C3 rises, so that the voltage across the capacitors C2 and C3 is unbalanced. As a result, the DCAC inverter 12 cannot control the AC voltage, and the positive / negative balance of the AC voltage waveform is lost (positive / negative asymmetric).

この課題に対する対策回路が、特許文献１にて提案されている。   A countermeasure circuit for this problem is proposed in Patent Document 1.

図４は、特許文献１にて提案された、関連発明２のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。   FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration of the power conditioner of the related invention 2 proposed in Patent Document 1. In FIG.

図４を参照すると、関連発明２のパワーコンディショナは、関連発明１に対して、単方向の降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部４０１を追加した点が異なる。単方向の降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部４０１は、トランジスタＱ７，Ｑ８およびコイルＬ４で構成される。   Referring to FIG. 4, the power conditioner of the related invention 2 is different from the related invention 1 in that a step-down unit 401 that is a DCDC converter for step-down in a single direction is added. A step-down unit 401, which is a unidirectional step-down DCDC converter, includes transistors Q7 and Q8 and a coil L4.

降圧部４０１は、入力端が直流リンク部の両端に接続され、出力端が直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端に接続されている。   The step-down unit 401 has an input end connected to both ends of the DC link unit, and an output end connected to both ends of the capacitor C3 on the low side of the DC link unit.

降圧部４０１は、蓄電池２０の放電時には、直流リンク電圧を入力とし、その直流リンク電圧を降圧して、コンデンサＣ３の両端電圧を制御する。   When the storage battery 20 is discharged, the step-down unit 401 receives the DC link voltage as input and steps down the DC link voltage to control the voltage across the capacitor C3.

具体的には、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ７，Ｑ８をデューティ0.5でＰＷＭ制御することにより、降圧部４０１の出力電圧、つまりコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。これにより、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されることになる。そして、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れる方向に向かおうとしても、ローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧は、降圧部４０１によって、直流リンク電圧の半分の電圧に強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できる。   Specifically, when the storage battery 20 is discharged, the transistors Q7 and Q8 are PWM controlled with a duty of 0.5, thereby controlling the output voltage of the step-down unit 401, that is, the voltage across the capacitor C3, to a voltage half the DC link voltage. . As a result, a direct current load (half wave rectification load) is connected to the U phase or the V phase. Even if the voltage across the capacitors C2 and C3 is not balanced, the voltage across the low-side capacitor C3 is forcibly stabilized by the step-down unit 401 to half the DC link voltage. . Therefore, it is possible to prevent the balance between the voltages across the capacitors C2 and C3 from being lost.

特開２０１３−２１７７１号公報JP 2013-217171 A

上述のように、関連発明１のパワーコンディショナは、直流リンク部のコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れるという問題がある。   As described above, the power conditioner of the related invention 1 has a problem that the balance between the voltages at both ends of the capacitors C2 and C3 in the DC link portion is lost.

これに対して関連発明２のパワーコンディショナは、降圧部４０１を追加し、降圧部４０１によって、ローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できる。   On the other hand, the power conditioner of the related invention 2 adds the step-down unit 401, and the step-down unit 401 controls the voltage across the low-side capacitor C3 to half the DC link voltage. Therefore, it is possible to prevent the balance between the voltages across the capacitors C2 and C3 from being lost.

しかし、関連発明２のパワーコンディショナは、降圧部４０１が直流リンク電圧を入力としているため、降圧部４０１を耐圧性の高い部品で構成しなければならないという問題がある。   However, the power conditioner of the related invention 2 has a problem that since the step-down unit 401 receives the DC link voltage as an input, the step-down unit 401 must be formed of a component with high pressure resistance.

本発明の目的は、上述した課題を解決し、直流リンク部のローサイド側コンデンサの両端電圧を制御するＤＣＤＣコンバータを低耐圧の部品で構成することができるパワーコンディショナおよびその制御方法を提供することにある。   An object of the present invention is to solve the above-described problems and provide a power conditioner capable of configuring a DCDC converter that controls a voltage across a low-side capacitor of a DC link unit with low-voltage components and a control method thereof. It is in.

本発明のパワーコンディショナは、
電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第１のＤＣＤＣコンバータと、
前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力とし、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力するＤＣＡＣインバータと、
前記電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、
前記電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する第２のＤＣＤＣコンバータと、を有する。The inverter of the present invention is
A first DCDC converter that takes the battery voltage of the battery unit as input and boosts the battery voltage;
A DCAC inverter that receives the output voltage of the first DCDC converter, converts the output voltage into a single-phase three-wire AC voltage, and outputs the AC voltage;
A high-side capacitor disposed on the positive side of the battery part and a low-side capacitor disposed on the negative side of the battery part are connected in series, and the connection point is a single-phase three-wire N-phase. A direct link and a direct current link unit shared by the first DCDC converter and the DCAC inverter;
A second DCDC converter that takes the battery voltage as an input, boosts or lowers the battery voltage, and controls the voltage across the low-side capacitor to a voltage that is half of the voltage across the DC link unit;

本発明のパワーコンディショナの制御方法は、
前記パワーコンディショナに、
第１のＤＣＤＣコンバータと、
第２のＤＣＤＣコンバータと、
ＤＣＡＣインバータと、
電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、を設け、
前記第１のＤＣＤＣコンバータが、前記電池部の電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧し、
前記ＤＣＡＣインバータが、前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力として、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力し、
前記第２のＤＣＤＣコンバータが、前記電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する。The control method of the inverter of the present invention is as follows:
In the inverter,
A first DCDC converter;
A second DCDC converter;
A DCAC inverter;
A high-side capacitor arranged on the positive side of the battery part and a low-side capacitor arranged on the negative side of the battery part are connected in series, and the connection point is directly connected to the N-phase of the single-phase three-wire A DC link shared by the first DCDC converter and the DCAC inverter, and
The first DCDC converter receives the battery voltage of the battery unit as an input and boosts the battery voltage;
The DCAC inverter receives the output voltage of the first DCDC converter, converts the output voltage into a single-phase three-wire AC voltage, and outputs the AC voltage.
The second DCDC converter takes the battery voltage as an input, boosts or steps down the battery voltage, and controls the voltage across the low-side capacitor to a voltage half the voltage across the DC link unit.

本発明によれば、直流リンク部のローサイド側コンデンサの両端電圧を制御する第２のＤＣＤＣコンバータを、低耐圧の部品で構成することができるという効果が得られる。   According to the present invention, it is possible to obtain an effect that the second DCDC converter that controls the voltage across the low-side capacitor of the DC link portion can be configured with low-voltage components.

関連発明１のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the related invention. 関連発明１のパワーコンディショナの出力電圧が正のサイクルである時の負荷への電流経路を示す図である。It is a figure which shows the electric current path | route to load when the output voltage of the power conditioner of related invention 1 is a positive cycle. 関連発明１のパワーコンディショナの出力電圧が負のサイクルである時の負荷への電流経路を示す図である。It is a figure which shows the electric current path | route to load when the output voltage of the power conditioner of related invention 1 is a negative cycle. 関連発明２のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the related invention. 本発明の第１の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power conditioner of the 6th Embodiment of this invention.

以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の構成
図５は、本発明の第１の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。EMBODIMENT OF THE INVENTION Below, the form for implementing this invention is demonstrated with reference to drawings.
(1) First Embodiment (1-1) Configuration of First Embodiment FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of a power conditioner according to the first embodiment of the present invention.

図５を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、図１に示した関連発明１に対して、昇降圧用の単方向のＤＣＤＣコンバータ１３を追加した点が異なる。昇降圧用の単方向のＤＣＤＣコンバータ１３は、コンデンサＣ１と、コイルＬ４と、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０と、コンデンサＣ３とで構成される。   Referring to FIG. 5, the power conditioner of the present embodiment is different from the related invention 1 shown in FIG. 1 in that a unidirectional DCDC converter 13 for step-up / step-down is added. The step-up / step-down unidirectional DCDC converter 13 includes a capacitor C1, a coil L4, transistors Q7, Q8, Q9, Q10, and a capacitor C3.

以下では、ＤＣＤＣコンバータ１１とＤＣＤＣコンバータ１３とを区別するため、ＤＣＤＣコンバータ１１を第１のＤＣＤＣコンバータ１１と称し、ＤＣＤＣコンバータ１３を第２のＤＣＤＣコンバータ１３と称する。   Hereinafter, in order to distinguish between the DCDC converter 11 and the DCDC converter 13, the DCDC converter 11 is referred to as a first DCDC converter 11, and the DCDC converter 13 is referred to as a second DCDC converter 13.

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、入力コンデンサとなるコンデンサＣ１を、第１のＤＣＤＣコンバータ１１と共有する。また、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、出力コンデンサとなるコンデンサＣ３を、第１のＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２と共有している。   The second DCDC converter 13 shares the capacitor C <b> 1 serving as an input capacitor with the first DCDC converter 11. The second DCDC converter 13 shares the capacitor C3 serving as an output capacitor with the first DCDC converter 11 and the DCAC inverter 12.

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、入力端が蓄電池２０の両端に接続され、出力端が直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端に接続されている。   The second DCDC converter 13 has an input end connected to both ends of the storage battery 20 and an output end connected to both ends of the capacitor C3 on the low side of the DC link portion.

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の放電時には、蓄電池２０の電池電圧を入力とし、その電池電圧を昇圧または降圧して、コンデンサＣ３の両端電圧を制御する。   When the storage battery 20 is discharged, the second DCDC converter 13 receives the battery voltage of the storage battery 20 and increases or decreases the battery voltage to control the voltage across the capacitor C3.

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、コイルＬ４およびトランジスタＱ７，Ｑ８で、降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部１３１を構成する。また、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、コイルＬ４およびトランジスタＱ９，Ｑ１０で、昇圧用のＤＣＤＣコンバータである昇圧部１３２を構成する。   The second DCDC converter 13 includes a coil L4 and transistors Q7 and Q8 to form a step-down unit 131 that is a step-down DCDC converter. The second DCDC converter 13 includes the coil L4 and the transistors Q9 and Q10 to form a boosting unit 132 that is a DCDC converter for boosting.

降圧部１３１においては、トランジスタＱ７はスイッチング用として動作し、トランジスタＱ８は還流用として動作する。蓄電池２０のプラス側は、トランジスタＱ７のドレインに接続されている。トランジスタＱ７のソースは、トランジスタＱ８のドレインおよびコイルＬ４に接続されている。トランジスタＱ８のソースは、蓄電池２０のマイナス側に接続されている。   In the step-down unit 131, the transistor Q7 operates for switching, and the transistor Q8 operates for reflux. The positive side of the storage battery 20 is connected to the drain of the transistor Q7. The source of the transistor Q7 is connected to the drain of the transistor Q8 and the coil L4. The source of the transistor Q8 is connected to the negative side of the storage battery 20.

昇圧部１３２においては、トランジスタＱ１０はスイッチング用として動作し、トランジスタＱ９は還流用として動作する。コイルＬ４は、トランジスタＱ１０のドレインおよびトランジスタＱ９のソースに接続されている。トランジスタＱ９のドレインは、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３のプラス側に接続されている。トランジスタＱ１０のソースは、コンデンサＣ３のマイナス側に接続されている。   In the booster 132, the transistor Q10 operates for switching, and the transistor Q9 operates for reflux. Coil L4 is connected to the drain of transistor Q10 and the source of transistor Q9. The drain of the transistor Q9 is connected to the plus side of the capacitor C3 on the low side of the DC link portion. The source of the transistor Q10 is connected to the negative side of the capacitor C3.

このように、図４に示した関連発明２は、追加した降圧部４０１が直流リンク電圧を入力としているのに対し、図５に示す本実施形態は、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３が蓄電池２０の電池電圧を入力としている。   As described above, in the related invention 2 shown in FIG. 4, the added step-down unit 401 receives the DC link voltage as input, whereas in the present embodiment shown in FIG. 5, the added second DCDC converter 13 is the storage battery. 20 battery voltages are input.

（１−２）第１の実施形態の動作
以下に、本実施形態のパワーコンディショナの動作について説明する。(1-2) Operation of the First Embodiment The operation of the power conditioner of the present embodiment will be described below.

畜電池２０の電池電圧は140Ｖ〜210Ｖの範囲で変動するが、直流リンク電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１１によって345Ｖで安定化されている。   The battery voltage of the battery 20 varies in the range of 140V to 210V, but the DC link voltage is stabilized at 345V by the DCDC converter 11.

本実施形態のパワーコンディショナは、自立運転に移行し、畜電池２０が放電状態になると、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が動作を開始する。それ以外の状態のときは、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は動作を停止している。停止時は、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０をオフする。
以降の動作は、畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも高いか否かで異なる。The power conditioner of the present embodiment shifts to a self-sustained operation, and the second DCDC converter 13 starts operating when the battery 20 is in a discharged state. In other states, the second DCDC converter 13 stops operating. When stopped, a low voltage (for example, 0 V) is continuously applied to the gates of the transistors Q7, Q8, Q9, and Q10, and the transistors Q7, Q8, Q9, and Q10 are turned off.
The subsequent operation differs depending on whether or not the battery voltage of the battery 20 is higher than half the DC link voltage.

・畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも高い場合の動作（畜電池２０の電池電圧が172.5Ｖ〜210Ｖの場合）
この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は降圧用として動作する（動作モードが降圧）。昇圧部１３２については、トランジスタＱ９のゲートにハイの電圧（例えば10Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ９をオンし、また、トランジスタＱ１０のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ１０をオフする。これにより、昇圧部１３２の動作を停止させる。降圧部１３１は、トランジスタＱ７，Ｑ８およびコイルＬ４で構成される降圧用のＤＣＤＣコンバータである。この降圧用のＤＣＤＣコンバータの回路構成は一般的に知られている。スイッチング用のトランジスタＱ７がオンのときは、還流用のトランジスタＱ８をオフする。トランジスタＱ７がオフすると、トランジスタＱ８をオンし、トランジスタＱ８は還流用のトランジスタとして動作する。蓄電池２０の電池電圧に応じてトランジスタＱ７のデューティをＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧、つまり、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧（345Ｖ）の半分の電圧（172.5Ｖ）に制御する。ここで、例えば、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されてコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れようとしても、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、コンデンサＣ３の両端電圧は直流リンク電圧の半分の電圧（172.5Ｖ）で強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることはない。従って、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されても、本実施形態のパワーコンディショナは正常動作を継続し、その直流分負荷（半波整流負荷）が破損するという問題も生じない。Operation when the battery voltage of the battery 20 is higher than half of the DC link voltage (when the battery voltage of the battery 20 is 172.5V to 210V)
In this case, the second DCDC converter 13 operates for step-down (the operation mode is step-down). For the booster 132, a high voltage (for example, 10V) is continuously applied to the gate of the transistor Q9, the transistor Q9 is turned on, and a low voltage (for example, 0V) is continuously applied to the gate of the transistor Q10. Transistor Q10 is turned off. As a result, the operation of the booster 132 is stopped. The step-down unit 131 is a step-down DCDC converter including transistors Q7 and Q8 and a coil L4. The circuit configuration of this step-down DCDC converter is generally known. When the switching transistor Q7 is on, the reflux transistor Q8 is turned off. When the transistor Q7 is turned off, the transistor Q8 is turned on, and the transistor Q8 operates as a reflux transistor. The duty of the transistor Q7 is PWM controlled according to the battery voltage of the storage battery 20, and the output voltage of the second DCDC converter 13, that is, the voltage across the capacitor C3 on the low side of the DC link portion is set to the DC link voltage (345V). Control to half voltage (172.5V). Here, for example, even if a DC component load (half-wave rectifying load) is connected to the U phase and the voltage balance between the capacitors C2 and C3 is lost, both ends of the capacitor C3 are added by the added second DCDC converter 13. The voltage is forcibly stabilized at half the DC link voltage (172.5V). Therefore, the balance between the voltages at both ends of the capacitors C2 and C3 will not be lost. Therefore, even if a direct current load (half wave rectification load) is connected to the U phase or the V phase, the power conditioner of the present embodiment continues normal operation, and the direct current load (half wave rectification load) is damaged. There is no problem.

・畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも低い場合の動作（畜電池２０の電池電圧が140Ｖ〜172.5Ｖの場合）
この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は昇圧用として動作する（動作モードが昇圧）。降圧部１３１については、トランジスタＱ７のゲートにハイの電圧（例えば10Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ７をオンし、また、トランジスタＱ８のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ８をオフする。これにより、降圧部１３１の動作を停止させる。昇圧部１３２は、トランジスタＱ９，Ｑ１０およびコイルＬ４で構成される昇圧用のＤＣＤＣコンバータである。この昇圧用のＤＣＤＣコンバータの回路構成は一般的に知られている。スイッチング用のトランジスタＱ１０がオンのときは、還流用のトランジスタＱ９をオフする。トランジスタＱ１０がオフすると、トランジスタＱ９をオンし、トランジスタＱ９は還流用のトランジスタとして動作する。蓄電池２０の電池電圧に応じてトランジスタＱ１０のデューティをＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧、つまり、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧（345Ｖ）の半分の電圧（172.5Ｖ）に制御する。ここで、例えば、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されてコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れようとしても、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、コンデンサＣ３の両端電圧は直流リンク電圧の半分の電圧（172.5Ｖ）に強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることはない。従って、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されても、本実施形態のパワーコンディショナは正常動作を継続し、その直流分負荷（半波整流負荷）が破損するという問題も生じない。Operation when the battery voltage of the battery 20 is lower than half of the DC link voltage (when the battery voltage of the battery 20 is 140V to 172.5V)
In this case, the second DCDC converter 13 operates for boosting (the operation mode is boosting). For the step-down unit 131, a high voltage (for example, 10V) is continuously applied to the gate of the transistor Q7, the transistor Q7 is turned on, and a low voltage (for example, 0V) is continuously applied to the gate of the transistor Q8. Transistor Q8 is turned off. Thereby, the operation of the step-down unit 131 is stopped. The step-up unit 132 is a step-up DCDC converter composed of transistors Q9, Q10 and a coil L4. The circuit configuration of the DC-DC converter for boosting is generally known. When the switching transistor Q10 is on, the reflux transistor Q9 is turned off. When the transistor Q10 is turned off, the transistor Q9 is turned on, and the transistor Q9 operates as a reflux transistor. The duty of the transistor Q10 is PWM-controlled according to the battery voltage of the storage battery 20, and the output voltage of the second DCDC converter 13, that is, the voltage across the capacitor C3 on the low side of the DC link unit is set to the DC link voltage (345V). Control to half voltage (172.5V). Here, for example, even if a DC component load (half-wave rectifying load) is connected to the U phase and the voltage balance between the capacitors C2 and C3 is lost, both ends of the capacitor C3 are added by the added second DCDC converter 13. The voltage is forcibly stabilized to a voltage (172.5 V) that is half of the DC link voltage. Therefore, the balance between the voltages at both ends of the capacitors C2 and C3 will not be lost. Therefore, even if a direct current load (half wave rectification load) is connected to the U phase or the V phase, the power conditioner of the present embodiment continues normal operation, and the direct current load (half wave rectification load) is damaged. There is no problem.

表１に、上記の各動作モードでのトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０の動作を示す。   Table 1 shows the operation of the transistors Q7, Q8, Q9, and Q10 in each of the above operation modes.

Figure 2015141319
Figure 2015141319

（１−３）第１の実施形態の効果
上述したように本実施形態のパワーコンディショナは、第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。これにより、関連発明２と同様に、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できるという効果が得られる。
その他にも、本実施形態のパワーコンディショナは、関連発明２に比べて、以下のような有利な効果が得られる。(1-3) Effects of the First Embodiment As described above, the power conditioner of the present embodiment uses the second DCDC converter 13 to convert the voltage across the capacitor C3 on the low side of the DC link unit to the DC link voltage. Control to half the voltage. Thereby, like the related invention 2, the effect that the balance of the voltage between both ends of the capacitors C2 and C3 can be prevented from being lost is obtained.
In addition, the power conditioner of the present embodiment can provide the following advantageous effects as compared with the related invention 2.

（１−３−１）第２のＤＣＤＣコンバータ１３のスイッチングトランジスタ耐圧
本実施形態は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入力を蓄電池２０の電池電圧からとる。そのため、降圧用のスイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧は電池電圧の最大値になる。一方、関連発明２は、トランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧が直流リンク電圧となる。(1-3-1) Switching Transistor Withstand Voltage of Second DCDC Converter 13 In the present embodiment, the input of the second DCDC converter 13 is taken from the battery voltage of the storage battery 20. Therefore, the maximum applied voltage of the step-down switching transistors Q7 and Q8 is the maximum value of the battery voltage. On the other hand, in the related invention 2, the maximum applied voltage of the transistors Q7 and Q8 is the DC link voltage.

従って、本実施形態は、関連発明２と比べると、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低耐圧な部品を使用できる。つまり、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低価格で、より小型な部品を使用できる。あるいは、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低いオン抵抗の部品を使用できる。   Therefore, in the present embodiment, parts with lower withstand voltage can be used as the transistors Q7 and Q8 as compared with the related invention 2. That is, as the transistors Q7 and Q8, smaller parts can be used at a lower price. Alternatively, lower on-resistance components can be used as the transistors Q7 and Q8.

また、本実施形態は、昇圧用のスイッチングトランジスタＱ９，Ｑ１０についても、最大印加電圧は直流リンク電圧の半分であり、関連発明２のトランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧の半分になる。   In the present embodiment, the maximum applied voltage of the boosting switching transistors Q9 and Q10 is also half of the DC link voltage and half of the maximum applied voltage of the transistors Q7 and Q8 of the related invention 2.

表２に詳細な比較を示す。本実施形態のスイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０に印加される電圧は、関連発明２に比べ低いことがわかる。   Table 2 shows a detailed comparison. It can be seen that the voltages applied to the switching transistors Q7, Q8, Q9, and Q10 of this embodiment are lower than those of the related invention 2.

Figure 2015141319
Figure 2015141319

なお、表２では、蓄電池２０の電池電圧の最大値を210Ｖとしたが、例えば、電池電圧が非常に高い場合（例えば、600Ｖtyp等）、第１のＤＣＤＣコンバータ１１として降圧用のＤＣＤＣコンバータ（例えば600Ｖtypから345Ｖを生成等）を使用することになる。この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が入力する電池電圧は、直流リンク電圧（345Ｖ）よりも高くなるため、関連発明２と比べて、より低耐圧な部品を使用できるという本効果は得られない。そのため、本効果が得られるのは、電池電圧が直流リンク電圧（345Ｖ）よりも低い場合、つまり、第１のＤＣＤＣコンバータ１１として昇圧用のＤＣＤＣコンバータを使用する場合に限られる。   In Table 2, the maximum value of the battery voltage of the storage battery 20 is 210 V. However, for example, when the battery voltage is very high (for example, 600 V typ), the first DCDC converter 11 is a step-down DCDC converter (for example, 345V is generated from 600V typ.). In this case, since the battery voltage input by the second DCDC converter 13 is higher than the DC link voltage (345 V), this effect that a component having a lower withstand voltage can be used as compared with the related invention 2 cannot be obtained. . Therefore, this effect can be obtained only when the battery voltage is lower than the DC link voltage (345 V), that is, when the step-up DCDC converter is used as the first DCDC converter 11.

（１−３−２）第２のＤＣＤＣコンバータ１３のインダクタンス（出力リップル電圧）
本実施形態は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入力を蓄電池２０の電池電圧からとる。そのため、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入出力電圧の差を、関連発明２に比べ小さくできる。従って、第２のＤＣＤＣコンバータ１３のコイルＬ４のインダクタンスが同じ場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力リップル電圧（直流リンク部のコンデンサＣ３の両端のリップル電圧）を、関連発明２に比べ小さくできる。逆に言えば、同じ出力リップル電圧を条件とすれば、本実施形態のコイルＬ４のインダクタンスは、関連発明２に比べ、より小さくできる。そのため、コイルＬ４として、より低価格で、より小型品な部品を使用できる。つまり、コイルＬ４として、より低耐圧な部品を使用できる。(1-3-2) Inductance (output ripple voltage) of the second DCDC converter 13
In the present embodiment, the input of the second DCDC converter 13 is taken from the battery voltage of the storage battery 20. Therefore, the difference between the input and output voltages of the second DCDC converter 13 can be made smaller than in the related invention 2. Therefore, when the inductance of the coil L4 of the second DCDC converter 13 is the same, the output ripple voltage of the second DCDC converter 13 (ripple voltage at both ends of the capacitor C3 in the DC link portion) can be made smaller than in the related invention 2. In other words, if the same output ripple voltage is used, the inductance of the coil L4 of this embodiment can be made smaller than that of the related invention 2. Therefore, as the coil L4, a lower-priced and smaller component can be used. That is, a component having a lower withstand voltage can be used as the coil L4.

表３に詳細な比較を示す。表３は、スイッチング周波数ｆｓを50ｋＨｚ、コイルＬ４のインダクタンスを、関連発明２は１ｍＨ、本実施形態は0.5ｍＨとした場合の出力リップル電圧の計算値を示している。また、本実施形態の計算値は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が降圧用および昇圧用で動作する場合の２通りを示している。本実施形態の出力リップル電圧は、関連発明２の出力リップル以下であり、本発明のコイルＬ４のインダクタンスは、関連発明２のコイルＬ４のインダクタンスの半分にできることがわかる。   Table 3 shows a detailed comparison. Table 3 shows the calculated value of the output ripple voltage when the switching frequency fs is 50 kHz, the inductance of the coil L4 is 1 mH in the related invention 2, and 0.5 mH in the present embodiment. Also, the calculated values of the present embodiment show two ways when the second DCDC converter 13 operates for step-down and step-up. The output ripple voltage of the present embodiment is equal to or less than the output ripple of the related invention 2, and it can be seen that the inductance of the coil L4 of the present invention can be half that of the coil L4 of the related invention 2.

Figure 2015141319
Figure 2015141319

（２）第２の実施形態
図６は、本発明の第２の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。(2) Second Embodiment FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of a power conditioner according to a second embodiment of the present invention.

図６を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧の変動範囲の最低値が、直流リンク電圧の半分の電圧よりも高いことを想定している。   Referring to FIG. 6, the power conditioner of the present embodiment assumes that the minimum value of the battery voltage fluctuation range of the storage battery 20 is higher than half the DC link voltage.

具体的には、第１の実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、140Ｖ〜210Ｖであったのに対し、本実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、第１の実施形態の1.25倍の175Ｖ〜263Ｖを想定している。   Specifically, in the first embodiment, the battery voltage fluctuation range is 140 V to 210 V, whereas in this embodiment, the battery voltage fluctuation range is 1.25 of the first embodiment. Double 175V to 263V is assumed.

そのため、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３において、昇圧動作は不要となる。   Therefore, the boosting operation is not necessary in the added second DCDC converter 13.

従って、図５に示した第１の実施形態と比較すると、トランジスタＱ９，Ｑ１０を未実装にし、かつ、トランジスタＱ９のドレイン・ソース間を線材でショートし、昇圧部１３２を削除している。   Therefore, as compared with the first embodiment shown in FIG. 5, the transistors Q9 and Q10 are not mounted, the drain and source of the transistor Q9 are short-circuited by the wire, and the booster 132 is omitted.

例えば、電池電圧が230Ｖのときは、トランジスタＱ７をデューティ0.75でＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧が172.5Ｖになるよう制御する。   For example, when the battery voltage is 230V, the transistor Q7 is PWM controlled with a duty of 0.75, and the output voltage of the second DCDC converter 13 is controlled to be 172.5V.

（３）第３の実施形態
図７は、本発明の第３の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。(3) Third Embodiment FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a power conditioner according to a third embodiment of the present invention.

図７を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧の変動範囲の最高値が、直流リンク電圧の半分の電圧よりも低いことを想定している。   Referring to FIG. 7, the power conditioner of the present embodiment assumes that the maximum value of the battery voltage fluctuation range of the storage battery 20 is lower than half the DC link voltage.

具体的には、第１の実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、140Ｖ〜210Ｖであったのに対し、本実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、第１の実施形態の0.75倍の105Ｖ〜158Ｖを想定している。   Specifically, in the first embodiment, the variation range of the battery voltage is 140V to 210V, whereas in this embodiment, the variation range of the battery voltage is 0.75 of the first embodiment. Double 105V to 158V is assumed.

そのため、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３において、降圧動作は不要となる。   Therefore, the step-down operation is not necessary in the added second DCDC converter 13.

従って、図５に示した第１の実施形態と比較すると、トランジスタＱ７，Ｑ８を未実装にし、かつ、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間を線材でショートし、降圧部１３１を削除している。   Therefore, as compared with the first embodiment shown in FIG. 5, the transistors Q7 and Q8 are not mounted, the drain and the source of the transistor Q7 are shorted with a wire, and the step-down unit 131 is deleted.

例えば、電池電圧が138Ｖのときは、トランジスタＱ１０をデューティ0.2でＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧が172.5Ｖになるよう制御する。   For example, when the battery voltage is 138V, the transistor Q10 is PWM-controlled with a duty of 0.2, and the output voltage of the second DCDC converter 13 is controlled to be 172.5V.

（４）第４の実施形態
図８は、本発明の第４の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。(4) Fourth Embodiment FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a power conditioner according to a fourth embodiment of the present invention.

図８を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、図５に示した第１の実施形態に対して、電池部を蓄電池２０から太陽電池２１に置き換えた点が異なる。   Referring to FIG. 8, the power conditioner of the present embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 5 in that the battery unit is replaced from the storage battery 20 to the solar battery 21.

第１の実施形態においては、蓄電池２０を用いるため、系統３０から充電することもある。そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１は双方向コンバータ（充放電方向）、ＤＣＡＣインバータ１２は双方向インバータ（充放電方向）とし、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は単方向コンバータ（放電方向のみ）とすることが好適である。   In the first embodiment, since the storage battery 20 is used, the battery 30 may be charged. Therefore, the first DCDC converter 11 is a bidirectional converter (charge / discharge direction), the DCAC inverter 12 is a bidirectional inverter (charge / discharge direction), and the second DCDC converter 13 is a unidirectional converter (discharge direction only). Is preferred.

これに対して本実施形態の場合、太陽電池２１を用いるため、系統３０から充電することはない。そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２は、単方向、つまり系統３０への放電方向への動作のみを行う。従って、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は共に、単方向コンバータ（放電方向のみ）とし、ＤＣＡＣインバータ１２は単方向インバータ（放電方向のみ）とすることが好適である。   On the other hand, in the case of this embodiment, since the solar cell 21 is used, the system 30 is not charged. Therefore, the first DCDC converter 11 and the DCAC inverter 12 perform only an operation in a single direction, that is, a discharge direction to the system 30. Therefore, both the first DCDC converter 11 and the second DCDC converter 13 are preferably unidirectional converters (only in the discharge direction), and the DCAC inverter 12 is preferably unidirectional inverters (only in the discharge direction).

（５）第５の実施形態
図９は、本発明の第５の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。(5) Fifth Embodiment FIG. 9 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power conditioner according to a fifth embodiment of the present invention.

図５に示した第１の実施形態においては、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の電池電圧を直接入力していた。   In the first embodiment shown in FIG. 5, the first DCDC converter 11 and the second DCDC converter 13 directly input the battery voltage of the storage battery 20.

これに対して、図９を参照すると、本実施形態においては、蓄電池２０と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、ブレーカ１４と、ヒューズ１５と、突入電流防止回路１とを配置している。具体的には、蓄電池２０のプラス側と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、ブレーカ１４およびヒューズ１５を配置し、蓄電池２０のマイナス側と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、突入電流防止回路１６を配置している。   On the other hand, referring to FIG. 9, in the present embodiment, a breaker 14, a fuse 15, and an inrush current prevention circuit are provided between the storage battery 20 and the first DCDC converter 11 and the second DCDC converter 13. 1 is arranged. Specifically, a breaker 14 and a fuse 15 are arranged between the plus side of the storage battery 20 and the first DCDC converter 11 and the second DCDC converter 13, and the minus side of the storage battery 20 and the first DCDC converter 11 are arranged. An inrush current prevention circuit 16 is disposed between the second DCDC converter 13 and the second DCDC converter 13.

そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、ブレーカ１４、ヒューズ１５および突入電流防止回路１６を介して、蓄電池２０の電池電圧を入力する。これにより、負荷に事故が発生した場合等に、大きな過電流が流れ込むことを防止できる。   Therefore, the first DCDC converter 11 and the second DCDC converter 13 input the battery voltage of the storage battery 20 via the breaker 14, the fuse 15 and the inrush current prevention circuit 16. Thereby, when an accident occurs in the load, it is possible to prevent a large overcurrent from flowing.

なお、ブレーカ１４、ヒューズ１５および突入電流防止回路１６は、機能・構成は公知であり、任意の公知構成を使用できるため、詳細な説明は省略する。   The function and configuration of the breaker 14, the fuse 15, and the inrush current prevention circuit 16 are known, and any known configuration can be used.

（６）第６の実施形態
図１０は、本発明の第６の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。(6) Sixth Embodiment FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power conditioner according to a sixth embodiment of the present invention.

図１０を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧が、第３の実施形態よりもさらに低いこと（例えば、100Ｖtyp等）を想定している。   Referring to FIG. 10, the power conditioner of the present embodiment assumes that the battery voltage of the storage battery 20 is lower than that of the third embodiment (for example, 100 V typ).

この場合、第１のＤＣＤＣコンバータ１１の１段で、例えば、電池電圧100Ｖを345Ｖに昇圧することは、効率的（損失、熱的）に、第１のＤＣＤＣコンバータ１１に負担がかかる。   In this case, for example, boosting the battery voltage 100 V to 345 V in one stage of the first DC-DC converter 11 efficiently (loss, thermal) places a burden on the first DC-DC converter 11.

そこで、本実施形態においては、第１のＤＣＤＣコンバータ１１の前段に、第３のＤＣＤＣコンバータ１７を設け、ＤＣＤＣコンバータを２段にしている。   Therefore, in the present embodiment, the third DCDC converter 17 is provided in the preceding stage of the first DCDC converter 11, and the DCDC converter has two stages.

この場合、例えば、第３のＤＣＤＣコンバータ１７は、電池電圧100Ｖを200Ｖに昇圧し、第１のＤＣＤＣコンバータ１１は、第３のＤＣＤＣコンバータ１７にて昇圧された電圧200Ｖを345Ｖにさらに昇圧することが考えられる。   In this case, for example, the third DCDC converter 17 boosts the battery voltage 100V to 200V, and the first DCDC converter 11 further boosts the voltage 200V boosted by the third DCDC converter 17 to 345V. Can be considered.

なお、図１０においては、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の電池電圧を直接入力しているが、入力端を第３のＤＣＤＣコンバータ１７の出力端に接続し、第３のＤＣＤＣコンバータ１７を介して電池電圧を入力しても良い。   In FIG. 10, the second DCDC converter 13 directly inputs the battery voltage of the storage battery 20, but the input terminal is connected to the output terminal of the third DCDC converter 17, and the third DCDC converter 17. The battery voltage may be input via

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。   The present invention has been described above with reference to the embodiments, but the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention.

この出願は、２０１４年３月１８日に出願された日本出願特願２０１４−５４５４１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。   This application claims the priority on the basis of Japanese application Japanese Patent Application No. 2014-54541 for which it applied on March 18, 2014, and takes in those the indications of all here.

Claims (9)

電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第１のＤＣＤＣコンバータと、
前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力とし、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力するＤＣＡＣインバータと、
前記電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、
前記電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する第２のＤＣＤＣコンバータと、を有する、パワーコンディショナ。A first DCDC converter that takes the battery voltage of the battery unit as input and boosts the battery voltage;
A DCAC inverter that receives the output voltage of the first DCDC converter, converts the output voltage into a single-phase three-wire AC voltage, and outputs the AC voltage;
A high-side capacitor disposed on the positive side of the battery part and a low-side capacitor disposed on the negative side of the battery part are connected in series, and the connection point is a single-phase three-wire N-phase. A direct link and a direct current link unit shared by the first DCDC converter and the DCAC inverter;
A second DCDC converter that takes the battery voltage as input, boosts or steps down the battery voltage, and controls the voltage across the low-side capacitor to half the voltage across the DC link unit; Inverter. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記第２のＤＣＤＣコンバータは、
前記電池電圧を昇圧する昇圧部と、
前記電池電圧を降圧する降圧部と、を含む、パワーコンディショナ。In the power conditioner of Claim 1,
The second DCDC converter includes:
A booster for boosting the battery voltage;
A power conditioner including a step-down unit for stepping down the battery voltage. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記電池電圧を昇圧する昇圧部を含む、パワーコンディショナ。In the power conditioner of Claim 1,
The second DCDC converter is a power conditioner including a boosting unit that boosts the battery voltage. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記電池電圧を降圧する降圧部を含む、パワーコンディショナ。In the power conditioner of Claim 1,
The second DCDC converter is a power conditioner including a step-down unit that steps down the battery voltage. 請求項１から４のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記電池部は、蓄電池または太陽電池である、パワーコンディショナ。In the power conditioner of any one of Claim 1 to 4,
The battery unit is a power conditioner that is a storage battery or a solar battery. 請求項１から５のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記電池部のプラス側と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置された、ブレーカおよびヒューズと、
前記電池部のマイナス側と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置された、突入電流防止回路と、をさらに有し、
前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記ブレーカ、前記ヒューズ、および前記突入電流防止回路を介して、前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。In the power conditioner of any one of Claim 1 to 5,
A breaker and a fuse disposed between the positive side of the battery unit and the first DCDC converter and the second DCDC converter;
An inrush current prevention circuit disposed between the negative side of the battery unit and the first DCDC converter and the second DCDC converter;
The power conditioner, wherein the first DCDC converter and the second DCDC converter input the battery voltage via the breaker, the fuse, and the inrush current prevention circuit. 請求項１から６のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記電池部と前記第１のＤＣＤＣコンバータとの間に配置され、該電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第３のＤＣＤＣコンバータをさらに有し、
前記第１のＤＣＤＣコンバータは、前記第３のＤＣＤＣコンバータを介して前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。In the power conditioner of any one of Claim 1 to 6,
A third DCDC converter disposed between the battery unit and the first DCDC converter, having the battery voltage of the battery unit as an input and boosting the battery voltage;
The first DCDC converter is a power conditioner that inputs the battery voltage via the third DCDC converter. 請求項７に記載のパワーコンディショナにおいて、
前記第３のＤＣＤＣコンバータは、前記電池部と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置され、
前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記第３のＤＣＤＣコンバータを介して前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。The power conditioner according to claim 7,
The third DCDC converter is disposed between the battery unit and the first DCDC converter and the second DCDC converter,
The second DCDC converter is a power conditioner that inputs the battery voltage via the third DCDC converter. パワーコンディショナの制御方法であって、
前記パワーコンディショナに、
第１のＤＣＤＣコンバータと、
第２のＤＣＤＣコンバータと、
ＤＣＡＣインバータと、
電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、を設け、
前記第１のＤＣＤＣコンバータが、前記電池部の電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧し、
前記ＤＣＡＣインバータが、前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力として、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力し、
前記第２のＤＣＤＣコンバータが、前記電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する、パワーコンディショナの制御方法。A control method for the inverter,
In the inverter,
A first DCDC converter;
A second DCDC converter;
A DCAC inverter;
A high-side capacitor arranged on the positive side of the battery part and a low-side capacitor arranged on the negative side of the battery part are connected in series, and the connection point is directly connected to the N-phase of the single-phase three-wire A DC link shared by the first DCDC converter and the DCAC inverter, and
The first DCDC converter receives the battery voltage of the battery unit as an input and boosts the battery voltage;
The DCAC inverter receives the output voltage of the first DCDC converter, converts the output voltage into a single-phase three-wire AC voltage, and outputs the AC voltage.
The second DCDC converter receives the battery voltage as an input, boosts or steps down the battery voltage, and controls the voltage across the low-side capacitor to half the voltage across the DC link unit. Conditioner control method.
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