JPWO2012176403A1 - Buck / Boost AC / DC Converter - Google Patents

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Abstract

本発明に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うためのスイッチ素子（２０６〜２０９）と、昇圧動作を行うためのスイッチ素子（２１２及び２１３）と、リアクタ（１１）と、スイッチ素子（２０６〜２０９）と、スイッチ素子（２１２及び２１３）との一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧（Ｖｄｃ）を一定に制御する制御部（２００）とを備え、スイッチ素子（２０６〜２０９、２１２及び２１３）は、ＦＥＴ特性、逆ＦＥＴ特性及び逆導通特性を有し、制御部（２００）は、さらに、交流信号の極性に応じて、スイッチ素子（２０６〜２０９）に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、スイッチ素子（２０６〜２０９）に全波整流動作を行わせる。A step-up / step-down AC / DC converter according to the present invention includes a switch element (206 to 209) for performing a full-wave rectification operation for generating a full-wave rectification signal by full-wave rectification of an AC signal, and a step-down operation. Step-down operation and step-up using PWM for one of the switch elements (212 and 213), the reactor (11), the switch elements (206 to 209), and the switch elements (212 and 213) for performing the step-up operation A control unit (200) that controls the DC voltage (Vdc) to be constant by selectively performing one of the operations, and the switch elements (206 to 209, 212, and 213) have FET characteristics and inverse FET characteristics. The control unit (200) further supplies a gate / source voltage supplied to the switch elements (206 to 209) according to the polarity of the AC signal. By replacing it Ri, to perform full-wave rectification operation to the switch elements (206-209).

Description

本発明は、入力交流電圧を整流して所望の直流電圧を出力する高入力力率で高効率の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a high input power factor and high efficiency step-up / step-down AC / DC converter that rectifies an input AC voltage and outputs a desired DC voltage.

図１７は、特許文献１に記載されているＤＣ（直流）ブラシレスモータ駆動装置の回路ブロック図である。このＤＣブラシレスモータ駆動装置は、全波整流ダイオードブリッジ４と、コンバータ５と、制御回路４３に内蔵されているコンバータ制御回路とにより、当該駆動装置の入力信号である商用電源１に対して交流電源の力率改善制御を行う。つまり、当該駆動装置は、商用電源１の交流電流波形が全波整流の入力電圧波形と相似形である高入力力率ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：力率改善）コンバータを有する。   FIG. 17 is a circuit block diagram of a DC (direct current) brushless motor driving device described in Patent Document 1. This DC brushless motor drive device is an AC power supply for a commercial power supply 1 that is an input signal of the drive device by a full-wave rectifier diode bridge 4, a converter 5, and a converter control circuit built in the control circuit 43. Perform power factor improvement control. That is, the drive device has a high input power factor PFC (Power Factor Correction) converter in which the alternating current waveform of the commercial power supply 1 is similar to the input voltage waveform of full-wave rectification.

当該ＤＣブラシレスモータ駆動装置の要点は、上記の高入力力率に加え、コンバータ５が昇降圧コンバータ動作によりインバータの直流電圧Ｖｄｃを、当該駆動装置の入力信号である商用電源１の交流電圧に関わらず、所望の値に設定できることにある。この機能によりＤＣブラシレスモータ３１を駆動するインバータ１８は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動時の変調率が絶えず最大になるように、インバータ１８の直流電圧Ｖｄｃを可能な限り低くした状態でＤＣブラシレスモータ３１を駆動することができる。これにより、当該駆動装置は、インバータのスイッチング損失を小さく抑えることができ、なお且つモータ駆動電流の脈流成分を小さくできる。これらにより、当該駆動装置は、モータの鉄損を減らすことができる。   The main point of the DC brushless motor driving device is that, in addition to the above high input power factor, the converter 5 operates the buck-boost converter to change the DC voltage Vdc of the inverter to the AC voltage of the commercial power source 1 as the input signal of the driving device. First, it can be set to a desired value. The inverter 18 that drives the DC brushless motor 31 by this function allows the DC brushless motor 31 to have the DC voltage Vdc of the inverter 18 as low as possible so that the modulation rate during PWM (Pulse Width Modulation) driving is constantly maximized. 31 can be driven. Thereby, the said drive device can suppress the switching loss of an inverter small, and can make the pulsating flow component of a motor drive current small. Thus, the drive device can reduce the iron loss of the motor.

特開２００３−１４３８９０号公報JP 2003-143890 A

しかしながら、従来の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ（昇降圧型ＰＦＣコンバータ）では、還流電流用にダイオードを用いている。このダイオード内の少数キャリア蓄積効果により、リカバリー電流が発生する。そのために、昇降圧コンバータ動作時において、スイッチ素子をターンオンする時にリアクタに流れる電流だけでなくダイオードのリカバリー電流も駆動しなければならない。   However, a conventional buck-boost AC / DC converter (buck-boost PFC converter) uses a diode for the return current. A recovery current is generated due to the minority carrier accumulation effect in the diode. Therefore, during the buck-boost converter operation, not only the current flowing through the reactor when the switch element is turned on but also the diode recovery current must be driven.

ここで、ダイオードのリカバリー電流は、リアクタに流れる電流に比べて大きな電流である。且つリカバリー電流をスイッチ素子が駆動する時は、スイッチ素子のコレクタ／エミッタ間電圧Ｖｃｅ又はドレイン／ソース間電圧Ｖｄｓが大きい。よって、電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓとこれらのスイッチ素子のコレクタ電流又はドレイン電流との積の時間積分であるスイッチング損失は大きな値である。   Here, the recovery current of the diode is larger than the current flowing through the reactor. When the switch element drives the recovery current, the collector / emitter voltage Vce or the drain / source voltage Vds of the switch element is large. Therefore, the switching loss, which is the time integration of the product of the voltage Vce or the voltage Vds and the collector current or drain current of these switch elements, is a large value.

そこで本発明は、スイッチング損失を低減できる昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a buck-boost AC / DC converter that can reduce switching loss.

上記目的を達成するために、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流信号を直流信号に変換するとともに、前記直流信号の電圧値を一定に制御する昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであって、前記交流信号が入力される第１及び第２入力端子と、前記直流信号を出力するための出力端子と、前記第１及び第２入力端子に接続されており、前記交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うための第１スイッチ素子群と、前記出力端子に接続されており、昇圧動作を行うための第２スイッチ素子群と、前記第１スイッチ素子群と前記第２スイッチ素子群との間に接続されているリアクタと、前記出力端子に接続されている平滑コンデンサと、前記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いた前記降圧動作及び前記昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、前記直流信号の電圧値を一定に制御する制御部とを備え、前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子の各々は、ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子を備え、前記ソース端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧であるゲート／ソース間電圧が閾値電圧より高い場合に、前記ドレイン端子と前記ソース端子との間の電圧差の極性に応じて前記ドレイン端子から前記ソース端子へ又は前記ソース端子から前記ドレイン端子へ電流を流し、前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下の場合に、前記ドレイン端子から前記ソース端子への電流を遮断し、前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ前記ドレイン端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧が前記閾値電圧以上の場合、前記ソース端子から前記ドレイン端子に電流を流し、前記制御部は、さらに、前記交流信号の極性に応じて、前記第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、前記第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。   In order to achieve the above object, a step-up / step-down AC / DC converter according to an aspect of the present invention converts an AC signal into a DC signal and controls the voltage value of the DC signal to be constant. The first and second input terminals to which the AC signal is input, the output terminal for outputting the DC signal, and the first and second input terminals are connected, and the AC signal is A first switch element group for performing a full-wave rectification operation that generates a full-wave rectification signal by full-wave rectification and a step-down operation, and a second switch element that is connected to the output terminal and performs a step-up operation. A switch element group; a reactor connected between the first switch element group and the second switch element group; a smoothing capacitor connected to the output terminal; and the first and second switch element groups On the other hand, a control unit that controls the voltage value of the DC signal constant by selectively performing one of the step-down operation and the step-up operation using PWM (Pulse Width Modulation), Each of the switch elements included in the second switch element group includes a gate terminal, a drain terminal, and a source terminal, and a gate-source voltage that is a voltage of the gate terminal with reference to the voltage of the source terminal is a threshold voltage. If higher, current flows from the drain terminal to the source terminal or from the source terminal to the drain terminal depending on the polarity of the voltage difference between the drain terminal and the source terminal, and the gate-source voltage Is cut off from the drain terminal to the source terminal, and the gate / source When the voltage between the gate terminal with respect to the threshold voltage is equal to or higher than the threshold voltage, a current flows from the source terminal to the drain terminal. Furthermore, the first switch element group is made to perform a full-wave rectification operation by switching the gate-source voltage supplied to the switch elements included in the first switch element group according to the polarity of the AC signal.

この構成によれば、スイッチ素子がダイオードの代わりとして機能するので、ダイオードを用いることなく、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを実現できる。これにより、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、ダイオードのリカバリー電流よるスイッチング損失を低減できる。これにより、当該昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、ＰＷＭスイッチング周波数を上げてリアクタを小型化することができ、且つヒートシンク等の放熱設計部品も小型化できるので、小型化及び高効率を実現できる。   According to this configuration, since the switch element functions as a diode, a step-up / step-down AC / DC converter can be realized without using a diode. Thereby, the step-up / step-down AC / DC converter according to an embodiment of the present invention can reduce switching loss due to the recovery current of the diode. As a result, the step-up / step-down AC / DC converter can increase the PWM switching frequency to reduce the size of the reactor, and can also reduce the heat radiation design components such as the heat sink, thereby realizing downsizing and high efficiency.

また、前記第１スイッチ素子群は、前記第１入力端子にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている第１スイッチ素子と、ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第１入力端子と第２ノードとの間に接続されている第２及び第３スイッチ素子と、前記第２入力端子にドレイン端子が接続され、前記第１ノードにソース端子が接続されている第４スイッチ素子と、ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第２入力端子と前記第２ノードとの間に接続されている第５及び第６スイッチ素子とを含んでもよい。   The first switch element group includes a first switch element having a drain terminal connected to the first input terminal and a source terminal connected to a first node, and source terminals or drain terminals connected in series. And a second and third switch elements connected between the first input terminal and the second node, a drain terminal connected to the second input terminal, and a source terminal connected to the first node. The fourth switch element connected to each other and the source terminals or the drain terminals are connected in series, and the fifth and sixth switch elements are connected between the second input terminal and the second node. And may be included.

また、前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されており、前記第５スイッチ素子と前記第６スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されていてもよい。   The drain terminals of the second switch element and the third switch element are connected to each other, the two drain terminals are shared, and the fifth switch element and the sixth switch element are drains. The terminals may be connected to each other, and the two drain terminals may be shared.

この構成によれば、第２及び第３スイッチ素子と、第５及び第６スイッチ素子とを小型化できる。   According to this configuration, the second and third switch elements and the fifth and sixth switch elements can be reduced in size.

また、前記リアクタは、前記第２ノードと第３ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。   The reactor is connected between the second node and the third node. The second switch element group has a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the third node. The seventh switch element may be connected, and the eighth switch element may have a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the output terminal.

また、前記リアクタは、前記第１ノードと第３ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第２ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。   The reactor is connected between the first node and the third node. In the second switch element group, a source terminal is connected to the third node, and a drain terminal is connected to the second node. A seventh switch element connected to the second node may be included, and an eighth switch element having a source terminal connected to the second node and a drain terminal connected to the output terminal may be included.

また、前記制御部は、前記降圧動作の際、前記第２及び第３スイッチ素子の一方と、前記第５及び第６スイッチ素子の一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記第２及び前記第３スイッチ素子の他方と、前記第５及び第６スイッチ素子の他方と、前記第８スイッチ素子とのゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にしてもよい。   The control unit may include one of the second and third switch elements and one of the fifth and sixth switch elements, and one gate / source of the two switch elements during the step-down operation. Switching control for sequentially switching switch elements that make the voltage between the gates and sources higher than the threshold voltage, the other gate / source voltage is lower than the threshold voltage, and the gate / source voltage is higher than the threshold voltage. And the gate / source voltage of the other of the second and third switch elements, the other of the fifth and sixth switch elements, and the eighth switch element is made higher than the threshold voltage, and the seventh The gate-source voltage of the switch element may be set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage.

また、前記第２スイッチ素子のソース端子は前記第１入力端子に接続されており、前記第３スイッチ素子のソース端子は前記第２ノードに接続されており、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第４及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第３及び第５スイッチ素子に前記スイッチング制御を行い、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第３及び第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第２及び第６スイッチ素子に前記スイッチング制御を行ってもよい。   Further, a source terminal of the second switch element is connected to the first input terminal, a source terminal of the third switch element is connected to the second node, and the control unit includes the first input. When the voltage of the terminal is positive and the voltage of the second input terminal is negative, the gate-source voltage of the first switch element is made lower than the threshold voltage, and the second, fourth, and sixth switch elements And the switching control is performed on the third and fifth switch elements, the voltage at the first input terminal is negative, and the voltage at the second input terminal is positive. The gate / source voltage of the fourth switch element is made lower than the threshold voltage, the gate / source voltages of the first, third and fifth switch elements are made higher than the threshold voltage, and the second And the second It may perform the switching control on the switching element.

また、前記制御部は、前記昇圧動作の際、前記第７及び第８スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にしてもよい。   In addition, during the step-up operation, the control unit causes the seventh and eighth switch elements to have one gate / source voltage of two switch elements higher than the threshold voltage, and the other gate / source. The switching control is performed to sequentially switch the switching elements that make the voltage between the gate voltage and the source voltage higher than the threshold voltage while making the voltage between the threshold voltage and the voltage below the threshold voltage, the voltage of the first input terminal is positive, When the voltage at the second input terminal is negative, the gate / source voltages of the first, fifth, and sixth switch elements are made equal to or lower than the threshold voltage, and the gate / source voltages of the second, third, and fourth switch elements are reduced. When the source voltage is higher than the threshold voltage, the voltage at the first input terminal is negative, and the voltage at the second input terminal is positive, the gates of the second, third, and fourth switch elements Source voltage is below the threshold voltage, the first, the gate / source voltage of the fifth and sixth switch elements may be a higher voltage than the threshold voltage.

また、前記第１スイッチ素子群は、第１ノードにソース端子が接続され、前記第１入力端子にドレイン端子が接続されている第１スイッチ素子と、前記第１入力端子にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている第２スイッチ素子と、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第２入力端子にドレイン端子が接続されている第３スイッチ素子と、前記第２入力端子にソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第４スイッチ素子と、前記第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている第５スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第６スイッチ素子とを含んでもよい。   The first switch element group includes a first switch element having a source terminal connected to a first node, a drain terminal connected to the first input terminal, and a source terminal connected to the first input terminal. A second switch element having a drain terminal connected to the second node; a third switch element having a source terminal connected to the first node; and a drain terminal connected to the second input terminal; A fourth switch element having a source terminal connected to two input terminals, a drain terminal connected to the second node, a source terminal connected to the first node, and a drain terminal connected to the third node; A fifth switch element and a sixth switch element having a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the second node may be included.

また、前記リアクタは、前記第３ノードと第４ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第４ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第４ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。   The reactor is connected between the third node and the fourth node. The second switch element group has a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the fourth node. The seventh switch element may be connected, and the eighth switch element may have a source terminal connected to the fourth node and a drain terminal connected to the output terminal.

また、前記リアクタは、前記第１ノードと第４ノードとの間に接続されており、前記第２スイッチ素子群は、前記第４ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含んでもよい。   The reactor is connected between the first node and the fourth node, and the second switch element group has a source terminal connected to the fourth node and a drain terminal connected to the third node. The seventh switch element may be connected, and the eighth switch element may have a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the output terminal.

また、前記制御部は、前記降圧動作の際、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第８スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第５及び第６スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、前記昇圧動作の際、前記第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７及び第８スイッチ素子に前記スイッチング制御を行ってもよい。   In addition, the control unit, during the step-down operation, the gate-source voltage of the seventh switch element is made lower than the threshold voltage, the gate-source voltage of the eighth switch element is made higher than the threshold voltage, In the fifth and sixth switch elements, one of the two switch elements has a gate / source voltage higher than the threshold voltage, and the other gate / source voltage is set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage. Switching control is performed to sequentially switch switching elements that make the gate / source voltage higher than the threshold voltage. During the step-up operation, the gate / source voltage of the fifth switch element is set to be equal to or lower than the threshold voltage. The gate / source voltage of the 6 switch elements may be higher than the threshold voltage, and the switching control may be performed on the seventh and eighth switch elements. .

また、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くしてもよい。   The control unit may determine the gate-source voltage of the first and fourth switch elements as the threshold voltage when the voltage at the first input terminal is positive and the voltage at the second input terminal is negative. When the gate / source voltage of the second and third switch elements is higher than the threshold voltage, the voltage of the first input terminal is negative, and the voltage of the second input terminal is positive, The gate / source voltage of the second and third switch elements may be less than or equal to the threshold voltage, and the gate / source voltage of the first and fourth switch elements may be higher than the threshold voltage.

また、前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子は、窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタであり、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン電極及びソース電極と、前記ドレイン電極とソース電極との間に形成されたゲート電極とを備えてもよい。   The switch elements included in the first and second switch element groups are heterojunction field effect transistors using a gallium nitride semiconductor, and a semiconductor stacked body formed of a nitride semiconductor formed on a semiconductor substrate. And a drain electrode and a source electrode formed on the semiconductor stacked body at intervals, and a gate electrode formed between the drain electrode and the source electrode.

この構成によれば、スイッチ素子は少数キャリア蓄積効果がほとんどない。これにより、本発明の一形態に係る昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータは、リカバリー電流によるスイッチング損失をより低減できる。   According to this configuration, the switch element has almost no minority carrier accumulation effect. Thereby, the step-up / step-down AC / DC converter according to an aspect of the present invention can further reduce switching loss due to the recovery current.

なお、本発明は、このような昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータとして実現できるだけでなく、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに含まれる特徴的な手段をステップとする昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータの制御方法として実現したり、そのような特徴的なステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したりすることもできる。そして、そのようなプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ等の非一時的なコンピュータ読み取り可能な記録媒体、及びインターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。   The present invention can be realized not only as such a step-up / step-down AC / DC converter, but also as a method for controlling a step-up / step-down AC / DC converter using characteristic means included in the step-up / step-down AC / DC converter as a step. Or, it can be realized as a program for causing a computer to execute such characteristic steps. Needless to say, such a program can be distributed via a non-transitory computer-readable recording medium such as a CD-ROM and a transmission medium such as the Internet.

さらに、本発明は、このような昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータの機能の一部又は全てを実現する半導体集積回路（ＬＳＩ）として実現できる。   Furthermore, the present invention can be realized as a semiconductor integrated circuit (LSI) that realizes part or all of the functions of such a step-up / step-down AC / DC converter.

以上より、本発明は、スイッチング損失を低減できる昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供できる。   As described above, the present invention can provide a buck-boost AC / DC converter that can reduce switching loss.

図１は、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a buck-boost PFC converter according to a comparative example of the present invention. 図２Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 2A is a diagram illustrating a step-down converter operation by a step-up / step-down PFC converter according to a comparative example of the present invention. 図２Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 2B is a diagram illustrating a step-down converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図２Ｃは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 2C is a diagram showing a boost converter operation by the buck-boost PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図２Ｄは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 2D is a diagram illustrating a boost converter operation by the buck-boost PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図３Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を示す図である。FIG. 3A is a diagram showing an operation of the step-up / step-down PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図３Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を示す図である。FIG. 3B is a diagram illustrating an operation of the step-up / step-down PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図４Ａは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。FIG. 4A is a diagram showing switching waveforms of the buck-boost PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図４Ｂは、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。FIG. 4B is a diagram showing switching waveforms of the buck-boost PFC converter according to the comparative example of the present invention. 図５は、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the buck-boost PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図６Ａは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子のＦＥＴ特性を示す図である。FIG. 6A is a diagram showing FET characteristics of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図６Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の逆ＦＥＴ特性を示す図である。FIG. 6B is a diagram showing an inverse FET characteristic of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図６Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の逆導通特性を示す図である。FIG. 6C is a diagram showing a reverse conduction characteristic of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図７Ａは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。FIG. 7A is a diagram showing an operation state and an equivalent circuit of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図７Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。FIG. 7B is a diagram showing an operation state and an equivalent circuit of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図８は、本発明の第１の実施形態に係る２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子の動作状態及び等価回路を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an operation state and an equivalent circuit of the bidirectional switch element having two gate terminals according to the first embodiment of the present invention. 図９Ａは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 9A is a diagram showing a step-down converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図９Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 9B is a diagram showing a step-down converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図９Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 9C is a diagram showing a boost converter operation by the buck-boost PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図９Ｄは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 9D is a diagram showing a boost converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図１０は、本発明の第１の実施形態に係る双方向スイッチ素子の断面図である。FIG. 10 is a cross-sectional view of the bidirectional switch element according to the first embodiment of the present invention. 図１１は、本発明の第１の実施形態に係る２つのゲート端子を持つスイッチ素子の断面図である。FIG. 11 is a cross-sectional view of a switch element having two gate terminals according to the first embodiment of the present invention. 図１２Ａは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。FIG. 12A is a diagram showing switching waveforms of the buck-boost PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図１２Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのスイッチング波形を示す図である。FIG. 12B is a diagram showing switching waveforms of the buck-boost PFC converter according to the first embodiment of the present invention. 図１３は、本発明の第１の実施形態の変形例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a buck-boost PFC converter according to a modification of the first embodiment of the present invention. 図１４は、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a buck-boost PFC converter according to the second embodiment of the present invention. 図１５Ａは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 15A is a diagram illustrating a step-down converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the second embodiment of the present invention. 図１５Ｂは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる降圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 15B is a diagram showing a step-down converter operation by the step-up / step-down PFC converter according to the second embodiment of the present invention. 図１５Ｃは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 15C is a diagram showing a boost converter operation by the buck-boost PFC converter according to the second embodiment of the present invention. 図１５Ｄは、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータによる昇圧コンバータ動作を示す図である。FIG. 15D is a diagram illustrating a boost converter operation by the buck-boost PFC converter according to the second embodiment of the present invention. 図１６は、本発明の第２の実施形態の変形例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of a buck-boost PFC converter according to a modification of the second embodiment of the present invention. 図１７は、従来の昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a conventional buck-boost PFC converter.

以下に、本発明に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて順次、好適な実施形態を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に記載した具体的な構成に限定されるものではなく、実施形態において説明する技術的思想と同様の技術的思想及び当技術分野における技術常識に基づいて構成されるものを含むものである。例えば、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。   Hereinafter, preferred embodiments of a step-up / step-down PFC converter according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited to the specific structure described in the following embodiment, It is comprised based on the technical idea similar to the technical idea demonstrated in embodiment, and the technical common sense in this technical field. Is included. For example, numerical values, shapes, materials, constituent elements, arrangement positions and connection forms of constituent elements, steps, order of steps, and the like shown in the following embodiments are merely examples, and are not intended to limit the present invention. In addition, among the constituent elements in the following embodiments, constituent elements that are not described in the independent claims indicating the highest concept are described as optional constituent elements.

（比較例）
まず、本発明の実施形態を説明する前に、本発明の比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて説明する。(Comparative example)
First, before explaining an embodiment of the present invention, a step-up / step-down PFC converter according to a comparative example of the present invention will be described.

図１は、図１７に示すコンバータ５と、当該コンバータ５の動作を制御する制御部１００との構成を示す図である。以下にＰＦＣ動作と昇降圧コンバータ動作とについて説明する。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration of converter 5 shown in FIG. 17 and control unit 100 that controls the operation of converter 5. Hereinafter, the PFC operation and the buck-boost converter operation will be described.

まず初めに、ＰＦＣ動作について説明する。   First, the PFC operation will be described.

第１エラーアンプ１０１は、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６で検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧Ｖｄｃを定値制御するための設定電圧ＶｄｃＩＮとの差分であるエラー信号ＶＥ１を生成する。   The first error amplifier 101 generates an error signal VE1 that is a difference between the DC voltage Vdc detected by the voltage dividing resistors 15 and 16 for detecting the DC voltage Vdc and the set voltage VdcIN for controlling the DC voltage Vdc to a constant value. To do.

乗算回路１０２は、エラー信号ＶＥ１と、全波整流電圧検出用の分圧抵抗６及び７で生成された全波整流電圧Ｖｒとを乗算することで、電流制御信号ＶＥ２を生成する。ここで全波整流電圧Ｖｒは、商用電源１の交流電圧が、整流ダイオードブリッジ４により全波整流された電圧である。   The multiplier circuit 102 multiplies the error signal VE1 by the full-wave rectified voltage Vr generated by the voltage dividing resistors 6 and 7 for detecting the full-wave rectified voltage, thereby generating a current control signal VE2. Here, the full-wave rectified voltage Vr is a voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage of the commercial power source 1 by the rectifier diode bridge 4.

アンプ１０３は、全波整流電流検出用の抵抗である電流センサ１０により検出された整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒを増幅することで電圧信号ＶＩＲを生成する。   The amplifier 103 generates the voltage signal VIR by amplifying the output current Ir of the rectifier diode bridge 4 detected by the current sensor 10 which is a resistor for detecting a full-wave rectified current.

第２エラーアンプ１０４は、電流制御信号ＶＥ２と、電圧信号ＶＩＲとを比較することで、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３を生成する。   The second error amplifier 104 generates the PFC error signal VE3 by comparing the current control signal VE2 with the voltage signal VIR.

ＰＷＭコンパレータ１０６は、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３と、三角波発生回路１０５で生成された三角波信号Ｖｓａｗとを用いて信号ＰＷＭを生成する。この信号ＰＷＭは、降圧チョッパ用半導体スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２のいずれかをＰＷＭスイッチングさせるための信号である。   The PWM comparator 106 generates the signal PWM using the PFC error signal VE3 and the triangular wave signal Vsaw generated by the triangular wave generation circuit 105. This signal PWM is a signal for PWM switching of either the step-down chopper semiconductor switch element 8 or the step-up chopper semiconductor switch element 12.

降圧チョッパ用半導体スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２によるＰＷＭスイッチングにより、整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒが増幅された電圧信号ＶＩＲと、電流制御信号ＶＥ２とがほぼ等しくなるように調整される。   By PWM switching by the step-down chopper semiconductor switch element 8 or the step-up chopper semiconductor switch element 12, the voltage signal VIR obtained by amplifying the output current Ir of the rectifier diode bridge 4 and the current control signal VE2 are adjusted to be substantially equal. The

また、電流制御信号ＶＥ２は、エラー信号ＶＥ１と全波整流電圧Ｖｒとを乗算した信号である。この電流制御信号ＶＥ２の波形は、全波整流電圧Ｖｒとほぼ相似形の波形である。従って、整流ダイオードブリッジ４の出力電流Ｉｒは、全波整流電圧Ｖｒと相似形である。このことは商用電源１から整流ダイオードブリッジ４を経由してコンバータ５に入力される電流と、商用電源１の交流電圧との位相が同位相であることを意味する。結果として、整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、入力力率がほぼ１である高入力力率のＰＦＣコンバータとなっている。   The current control signal VE2 is a signal obtained by multiplying the error signal VE1 and the full-wave rectified voltage Vr. The waveform of the current control signal VE2 is substantially similar to the full-wave rectified voltage Vr. Therefore, the output current Ir of the rectifier diode bridge 4 is similar to the full-wave rectified voltage Vr. This means that the phase of the current input from the commercial power source 1 to the converter 5 via the rectifier diode bridge 4 and the AC voltage of the commercial power source 1 are in phase. As a result, the rectifier diode bridge 4 and the converter 5 are high input power factor PFC converters with an input power factor of approximately 1.

また、比例積分制御（ＰＩ制御）のように第１エラーアンプ１０１のＤＣゲイン（低域周波数でのゲイン）を十分に大きくしておけば、コンバータ５から出力される直流電圧Ｖｄｃは、設定電圧ＶｄｃＩＮに、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６の分圧比の逆数をかけた値である。従って、設定電圧ＶｄｃＩＮを調整することにより、直流電圧Ｖｄｃを制御することができる。   Further, if the DC gain (gain at a low frequency) of the first error amplifier 101 is sufficiently increased as in proportional integral control (PI control), the DC voltage Vdc output from the converter 5 is set to the set voltage. This is a value obtained by multiplying VdcIN by the reciprocal of the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors 15 and 16 for detecting the DC voltage Vdc. Therefore, the DC voltage Vdc can be controlled by adjusting the set voltage VdcIN.

次に昇降圧コンバータ動作について説明する。   Next, the operation of the buck-boost converter will be described.

降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子であるスイッチ素子８又は昇圧チョッパ用の半導体スイッチ素子であるスイッチ素子１２のいずれか一方のスイッチ素子は、ＰＷＭコンパレータ１０６で生成された信号ＰＷＭにより、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとの関係に応じてＰＷＭスイッチング動作する。   Either one of the switch element 8 which is a semiconductor switch element for the step-down chopper or the switch element 12 which is a semiconductor switch element for the step-up chopper is connected to the full-wave rectified voltage Vr by the signal PWM generated by the PWM comparator 106. PWM switching operation is performed in accordance with the relationship between DC voltage and DC voltage Vdc.

このことにより、全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃよりも高い電圧であろうとも低い電圧であろうとも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮにより定められた電圧に定値制御される。このように、いわゆる昇降圧コンバータ動作が実現できている。そのために、制御部１００に含まれる第１コンパレータ１０７は、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとを比較することで方向信号ＤＲを生成する。ドライブロジック回路１０８は、方向信号ＤＲの論理値（Ｈｉｇｈ又はＬｏｗレベル）に基づき、信号ＰＷＭを用いて降圧チョッパ用スイッチ素子８又は昇圧チョッパ用半導体スイッチ素子１２のいずれか一方をＰＷＭスイッチング動作させることで、上記の昇降圧コンバータ動作を実現させている。   As a result, whether the full-wave rectified voltage Vr is higher or lower than the DC voltage Vdc, the DC voltage Vdc is controlled at a constant value to a voltage determined by the set voltage VdcIN. Thus, a so-called step-up / down converter operation can be realized. For this purpose, the first comparator 107 included in the control unit 100 generates the direction signal DR by comparing the full-wave rectified voltage Vr and the DC voltage Vdc. The drive logic circuit 108 performs PWM switching operation of either the step-down chopper switch element 8 or the step-up chopper semiconductor switch element 12 using the signal PWM based on the logical value (High or Low level) of the direction signal DR. Thus, the above-described buck-boost converter operation is realized.

次に、図２Ａ〜図２Ｄを用いて、整流ダイオードブリッジ４とコンバータ５の各パワー素子とがどのような働きをして、降圧コンバータ動作（降圧動作とも呼ぶ）及び昇圧コンバータ動作（昇圧動作とも呼ぶ）が行われるかを説明する。   Next, referring to FIGS. 2A to 2D, the rectifier diode bridge 4 and each power element of the converter 5 function to perform a step-down converter operation (also referred to as a step-down operation) and a boost converter operation (both the step-up operation). Will be explained.

図２Ａ〜図２Ｄには、単相交流電源の商用電源１と、整流ダイオードブリッジ４に含まれるダイオードＤ１〜Ｄ４と、コンバータ５の主回路を構成するパワー素子であるスイッチ素子８及び１２と、還流電流用のダイオード９及び１３と、リアクタ１１と、平滑コンデンサ１４とが図示されている。   2A to 2D, a commercial power source 1 of a single-phase AC power source, diodes D1 to D4 included in the rectifier diode bridge 4, switch elements 8 and 12 that are power elements constituting the main circuit of the converter 5, The diodes 9 and 13 for the return current, the reactor 11 and the smoothing capacitor 14 are shown.

図２Ａは、商用電源１の極性（交流電源極性とも呼ぶ）が正であり、且つ降圧コンバータ動作時の、ＰＷＭスイッチング動作による電流の流れを２つの破線Ａ及びＢで示している。破線Ａはスイッチ素子８がオン時のリアクタ１１に流れる電流を示す。破線Ｂはスイッチ素子８がオフ時のリアクタ１１に流れる電流を示す。   FIG. 2A shows the current flow by the PWM switching operation with two broken lines A and B when the commercial power supply 1 has a positive polarity (also referred to as an AC power supply polarity) and the step-down converter operates. A broken line A indicates a current flowing through the reactor 11 when the switch element 8 is on. A broken line B indicates a current flowing through the reactor 11 when the switch element 8 is off.

同様に図２Ｂは、商用電源１の極性が負であり、且つ降圧コンバータ動作時の、リアクタ１１の電流の流れを示している。破線Ａ及びＢの意味は図２Ａと同じである。   Similarly, FIG. 2B shows the current flow of the reactor 11 when the polarity of the commercial power source 1 is negative and the step-down converter is operating. The meanings of the broken lines A and B are the same as in FIG. 2A.

同様に図２Ｃは、商用電源１の極性が正であり、且つ昇圧コンバータ動作時に、スイッチ素子１２がＰＷＭスイッチング動作による電流の流れを２つの破線Ａ及びＢで示している。このとき、リアクタ１１に蓄えられたエネルギーにより、破線Ａ及びＢに示す電流が流れる。破線Ａはスイッチ素子１２がオン時のリアクタ１１に流れる電流を示す。破線Ｂはスイッチ素子１２がオフ時のリアクタ１１に流れる電流を示す。   Similarly, in FIG. 2C, the polarity of the commercial power source 1 is positive, and the current flow caused by the PWM switching operation of the switch element 12 is indicated by two broken lines A and B during the boost converter operation. At this time, currents indicated by broken lines A and B flow due to the energy stored in the reactor 11. A broken line A indicates a current flowing through the reactor 11 when the switch element 12 is on. A broken line B indicates a current flowing through the reactor 11 when the switch element 12 is off.

同様に図２Ｄは、商用電源１の極性が負であり、且つ昇圧コンバータ動作時の、リアクタ１１にながれる電流を示している。破線Ａ及びＢの意味は図２Ｃと同じである。   Similarly, FIG. 2D shows a current that flows to the reactor 11 when the commercial power source 1 has a negative polarity and the boost converter operates. The meanings of the broken lines A and B are the same as in FIG. 2C.

コンバータ５が降圧コンバータ動作するか昇圧コンバータ動作をするかは、全波整流電圧Ｖｒと直流電圧Ｖｄｃとの大小関係で決まる。   Whether the converter 5 performs a step-down converter operation or a step-up converter operation is determined by the magnitude relationship between the full-wave rectified voltage Vr and the DC voltage Vdc.

この点について図３Ａ及び図３Ｂを用いて説明する。図３Ａ及び図３Ｂに示すように、全波整流電圧Ｖｒは、商用電源１の交流電圧を全波整流した電圧であり、一定の電圧値とはならない。また、直流電圧Ｖｄｃは設定電圧ＶｄｃＩＮで定められた一定電圧値である。   This point will be described with reference to FIGS. 3A and 3B. As shown in FIGS. 3A and 3B, the full-wave rectified voltage Vr is a voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage of the commercial power supply 1, and does not have a constant voltage value. The DC voltage Vdc is a constant voltage value determined by the set voltage VdcIN.

図３Ａに示すように、全波整流電圧Ｖｒのピーク電圧値が直流電圧Ｖｄｃより小さい場合は、コンバータ５は昇圧動作する。一方、図３Ｂに示すように、全波整流電圧Ｖｒのピーク電圧値が直流電圧Ｖｄｃより大きい場合は、コンバータ５は基本的には降圧コンバータ動作を行う。しかし全波整流電圧Ｖｒは全波整流された電圧波形のために、交流の電気角度（図３Ａ及び図３Ｂでは「交流角」と定義している。）の全角度において、全波整流電圧Ｖｒの電圧値が固定電圧値である直流電圧Ｖｄｃに対して大きいわけではない。そのために図３Ｂに示すように、コンバータ動作として２つの方法が考えられる。どちらの方法をとってもよいが以下の点の留意が必要である。   As shown in FIG. 3A, when the peak voltage value of full-wave rectified voltage Vr is smaller than DC voltage Vdc, converter 5 performs a boosting operation. On the other hand, as shown in FIG. 3B, when the peak voltage value of full-wave rectified voltage Vr is larger than DC voltage Vdc, converter 5 basically performs a step-down converter operation. However, because the full-wave rectified voltage Vr is a full-wave rectified voltage waveform, the full-wave rectified voltage Vr at all angles of the AC electrical angle (defined as “AC angle” in FIGS. 3A and 3B). Is not larger than the DC voltage Vdc, which is a fixed voltage value. Therefore, as shown in FIG. 3B, two methods are conceivable as converter operations. Either method can be used, but the following points should be noted.

第１の方法は、図３Ｂにおいてコンバータ動作Ａとして示している。このコンバータ動作Ａでは、コンバータ５は、Ｖｒ＞Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲のみにおいて降圧動作をし、それ以外のＶｒ＜Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲ではコンバータ動作をしない。   The first method is shown as converter operation A in FIG. 3B. In this converter operation A, the converter 5 performs the step-down operation only in the range of the AC angle where Vr> Vdc is satisfied, and does not perform the converter operation in the other range of AC angles where Vr <Vdc is satisfied.

第２の方法は、図３Ｂにおいてコンバータ動作Ｂとして示している。このコンバータ動作Ｂでは、コンバータ５は、Ｖｒ＞Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲では降圧動作をし、それ以外のＶｒ＜Ｖｄｃが成り立つ交流角の範囲では昇圧動作をする。   The second method is shown as converter operation B in FIG. In this converter operation B, the converter 5 performs a step-down operation in an AC angle range where Vr> Vdc is satisfied, and performs a boost operation in other AC angle ranges where Vr <Vdc is satisfied.

第１の方法は制御が簡単であるが、Ｖｒ＜Ｖｄｃの範囲ではコンバータ動作を停止するために、商用電源１から入力される電流の交流角の範囲が狭くなる。その結果、コンバータ５の入力力率が小さくなる欠点がある。   The first method is easy to control, but the converter operation is stopped in the range of Vr <Vdc, so the range of the AC angle of the current input from the commercial power supply 1 is narrowed. As a result, there is a drawback that the input power factor of the converter 5 is reduced.

第２の方法は制御が複雑になるが、Ｖｒ＜Ｖｄｃの範囲でも商用電源１から電流が入力されるので、コンバータ５の入力力率は小さくならない。   Although control is complicated in the second method, since current is input from the commercial power supply 1 even in the range of Vr <Vdc, the input power factor of the converter 5 does not decrease.

ちなみに図１は第２の方法を想定した回路ブロック図である。   Incidentally, FIG. 1 is a circuit block diagram assuming the second method.

再度、図２Ａ〜図２Ｄを参照して、コンバータ５の昇降圧動作の説明をする。   With reference to FIGS. 2A to 2D again, the step-up / step-down operation of the converter 5 will be described.

まず全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃに対して、Ｖｒ＞Ｖｄｃの場合に行われる降圧動作について説明する。商用電源１の極性が正の場合の降圧動作は図２Ａに示され、商用電源１の極性が負の場合の降圧動作は図２Ｂに示されている。図２Ａ及び図２Ｂに示す破線Ａ及びＢの電流の流れからわかるように、極性が正か負の違いは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４で構成される整流ダイオードブリッジ４で吸収される。よって、整流ダイオードブリッジ４の後段のコンバータ５の動作は交流信号の極性が正であるか負であるかに依存しない。従って、降圧コンバータ動作の説明として、図２Ａの説明だけを行う。   First, a step-down operation performed when the full-wave rectified voltage Vr is Vr> Vdc with respect to the DC voltage Vdc will be described. The step-down operation when the polarity of the commercial power source 1 is positive is shown in FIG. 2A, and the step-down operation when the polarity of the commercial power source 1 is negative is shown in FIG. 2B. As can be seen from the current flows of the broken lines A and B shown in FIGS. 2A and 2B, the difference between the positive and negative polarities is absorbed by the rectifier diode bridge 4 composed of the four diodes D1 to D4. Therefore, the operation of the converter 5 subsequent to the rectifier diode bridge 4 does not depend on whether the polarity of the AC signal is positive or negative. Therefore, only the description of FIG. 2A will be given as an explanation of the step-down converter operation.

降圧コンバータ動作時には、スイッチ素子８はＰＷＭスイッチング動作をし、スイッチ素子１２は常にオフ状態である。スイッチ素子８がオン時には、破線Ａで示される電流の流れのように、商用電源１の正の端子からから整流ダイオードブリッジ４、スイッチ素子８、リアクタ１１、ダイオード１３、該平滑コンデンサ１４及び整流ダイオードブリッジ４を、この順で経由して、商用電源１の負の端子へ電流が流れる。   During the step-down converter operation, the switch element 8 performs a PWM switching operation, and the switch element 12 is always in an off state. When the switch element 8 is on, the rectifier diode bridge 4, the switch element 8, the reactor 11, the diode 13, the smoothing capacitor 14, and the rectifier diode from the positive terminal of the commercial power supply 1 as in the current flow indicated by the broken line A A current flows to the negative terminal of the commercial power source 1 via the bridge 4 in this order.

スイッチ素子８がオフ時には、スイッチ素子８がオン時の破線Ａで示された電流によってリアクタ１１に貯えられたエネルギーにより、破線Ｂで示されるように電流が流れる。つまり、ダイオード９、リアクタ１１、ダイオード１３、及び平滑コンデンサ１４を、この順で経由して、再びダイオード９へと還流電流が流れる。   When the switch element 8 is off, a current flows as shown by the broken line B by the energy stored in the reactor 11 by the current shown by the broken line A when the switch element 8 is on. That is, the reflux current flows again to the diode 9 through the diode 9, the reactor 11, the diode 13, and the smoothing capacitor 14 in this order.

ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチ素子８とリアクタ１１との間のノードの電圧ＶＡのスイッチング波形を図４Ａに示す。   FIG. 4A shows a switching waveform of the voltage VA at the node between the switch element 8 and the reactor 11 during the PWM switching operation.

スイッチ素子８がオン時の電圧ＶＡのＨｉｇｈレベルの電圧値はＶｒである。また、スイッチ素子８がオフ時の電圧ＶＡのＬｏｗレベルの電圧値はダイオード９の順方向電圧ＶＦで決まり、ほぼ−０．７Ｖである。降圧動作時の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子８がオン時に破線Ａで示す電流によりリアクタ１１に貯えられるエネルギーと、スイッチ素子８がオフ時にダイオード９を経由する破線Ｂで示す循環電流によりリアクタ１１から放出されるエネルギーとが等しくなることで決まる。結果として、直流電圧Ｖｄｃは、電圧ＶＡのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの平均値である。   The voltage value of the high level of the voltage VA when the switch element 8 is on is Vr. The voltage value of the low level of the voltage VA when the switch element 8 is OFF is determined by the forward voltage VF of the diode 9 and is approximately −0.7V. The DC voltage Vdc during the step-down operation is generated from the reactor 11 by the energy stored in the reactor 11 by the current indicated by the broken line A when the switch element 8 is turned on and by the circulating current indicated by the broken line B passing through the diode 9 when the switch element 8 is turned off. It is determined by the energy released being equal. As a result, the DC voltage Vdc is an average value of the high level and the low level of the voltage VA.

次に、全波整流電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｄｃに対して、Ｖｒ＜Ｖｄｃの場合に行われる昇圧動作について説明する。   Next, a boosting operation performed when the full-wave rectified voltage Vr is Vr <Vdc with respect to the DC voltage Vdc will be described.

商用電源１の極性が正の場合の昇圧動作は図２Ｃに示され、商用電源１の極性が負の場合の昇圧動作は図２Ｄに示されている。また、降圧動作時と同様に、コンバータ５の動作は極性が正であるか負であるかに依存しない。従って、昇圧コンバータ動作の説明として、図２Ｃの説明だけを行なう。   The boosting operation when the polarity of the commercial power supply 1 is positive is shown in FIG. 2C, and the boosting operation when the polarity of the commercial power supply 1 is negative is shown in FIG. 2D. Similarly to the step-down operation, the operation of converter 5 does not depend on whether the polarity is positive or negative. Therefore, only the description of FIG. 2C will be given as an explanation of the boost converter operation.

昇圧コンバータ動作時には、スイッチ素子１２はＰＷＭスイッチング動作をし、スイッチ素子８は整流ダイオードブリッジ４とリアクタ１１とをつなぐために常にオン状態である。スイッチ素子１２がオン時には、破線Ａで示される電流の流れのように、商用電源１から、整流ダイオードブリッジ４、スイッチ素子８、リアクタ１１、スイッチ素子１２及び整流ダイオードブリッジ４を、この順で経由して商用電源１へ電流が流れる。   During the step-up converter operation, the switch element 12 performs a PWM switching operation, and the switch element 8 is always in an ON state in order to connect the rectifier diode bridge 4 and the reactor 11. When the switch element 12 is on, the commercial power source 1 passes through the rectifier diode bridge 4, the switch element 8, the reactor 11, the switch element 12, and the rectifier diode bridge 4 in this order as in the current flow indicated by the broken line A. As a result, a current flows to the commercial power source 1.

スイッチ素子１２がオフ時には、スイッチ素子１２がオン時の破線Ａで示された電流によってリアクタ１１に貯えられたエネルギーにより、破線Ｂで示されるように電流が流れる。つまり、整流ダイオードブリッジ４から、スイッチ素子８、リアクタ１１、ダイオード１３及び平滑コンデンサ１４をこの順で経由し、再び整流ダイオードブリッジ４へと還流電流が流れる。   When the switch element 12 is off, a current flows as shown by a broken line B due to the energy stored in the reactor 11 by the current shown by the broken line A when the switch element 12 is on. That is, the return current flows from the rectifier diode bridge 4 to the rectifier diode bridge 4 again through the switch element 8, the reactor 11, the diode 13, and the smoothing capacitor 14 in this order.

ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチ素子１２とリアクタ１１との間のノードの電圧ＶＢのスイッチング波形を図４Ｂに示す。   FIG. 4B shows a switching waveform of the node voltage VB between the switch element 12 and the reactor 11 during the PWM switching operation.

スイッチ素子１２がオン時の電圧ＶＢのＨｉｇｈレベルの電圧値はほぼＶｄｃ＋０．７Ｖである。この０．７Ｖはダイオード１３の順方向電圧ＶＦ近似の値である。また、スイッチ素子１２のオフ時の電圧ＶＢのＬｏｗレベルの電圧値はほぼ０Ｖである。昇圧動作時の直流電圧Ｖｄｃは、スイッチ素子１２がオン時に破線Ａで示す電流によってリアクタ１１に貯えられるエネルギーと、スイッチ素子１２がオフ時にダイオード１３を経由する破線Ｂで示す循環電流によりリアクタ１１から放出されるエネルギーとが等しくなることで決まる。その結果、直流電圧Ｖｄｃの電圧値は、スイッチ素子１２がＰＷＭスイッチング動作の１周期の中でオン状態の期間、つまりオンデューティに依存して決まる。   The high-level voltage value of the voltage VB when the switch element 12 is on is approximately Vdc + 0.7V. This 0.7V is an approximate value of the forward voltage VF of the diode 13. In addition, the low level voltage value of the voltage VB when the switch element 12 is OFF is approximately 0V. The DC voltage Vdc during the boost operation is generated from the reactor 11 by the energy stored in the reactor 11 by the current indicated by the broken line A when the switch element 12 is turned on and the circulating current indicated by the broken line B that passes through the diode 13 when the switch element 12 is turned off. It is determined by the energy released being equal. As a result, the voltage value of the DC voltage Vdc is determined depending on a period during which the switch element 12 is in an on state, that is, an on duty in one cycle of the PWM switching operation.

以上のことから、図１に図示す整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、制御部１００によるスイッチ素子８及び１２のＰＷＭスイッチング動作の制御により、商用電源１の全波整流電圧Ｖｒと、直流電圧Ｖｄｃとの大小関係によって降圧コンバータ又は昇圧コンバータ動作を行う。さらに、整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５は、高入力力率のＰＦＣコンバータとしても機能し、１つのリアクタ１１と１つの平滑コンデンサ１４で動作する昇降圧型ＰＦＣコンバータである。また、この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、昇圧コンバータと降圧コンバータとを併用しているので、昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列接続したコンバータに比べて効率がよい。   From the above, the rectifier diode bridge 4 and the converter 5 shown in FIG. 1 are controlled by the control unit 100 in the PWM switching operation of the switch elements 8 and 12, and the full-wave rectified voltage Vr of the commercial power supply 1 and the DC voltage Vdc. The step-down converter or step-up converter is operated depending on the magnitude relationship between Further, the rectifier diode bridge 4 and the converter 5 are step-up / step-down PFC converters that function as a PFC converter with a high input power factor and operate with one reactor 11 and one smoothing capacitor 14. Further, since this step-up / step-down PFC converter uses a step-up converter and a step-down converter together, it is more efficient than a converter in which the step-up converter and the step-down converter are connected in series.

しかしながら、図１に図示された昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、以下の課題がある。   However, the buck-boost PFC converter illustrated in FIG. 1 has the following problems.

コンバータ５の還流電流用のダイオード９及び１３にはダイオード内の少数キャリア蓄積効果によるリカバリー電流が発生する。   A recovery current due to the minority carrier accumulation effect in the diode is generated in the diodes 9 and 13 for the return current of the converter 5.

そのために図４Ａに示すように降圧コンバータ動作時には、スイッチ素子８はターンオンする時にリアクタ１１に流れる電流だけでなくダイオード９のリカバリー電流も駆動しなければならない。   Therefore, as shown in FIG. 4A, during the step-down converter operation, the switch element 8 must drive not only the current flowing through the reactor 11 but also the recovery current of the diode 9 when turning on.

また、図４Ｂに示す昇圧コンバータ動作時では、スイッチ素子１２は、ターンオン時にリアクタ１１に流れる電流だけでなくダイオード１３のリカバリー電流も引き込む。   In the step-up converter operation shown in FIG. 4B, the switch element 12 draws not only the current flowing through the reactor 11 but also the recovery current of the diode 13 when turned on.

ここで、ダイオード９及び１３のリカバリー電流はリアクタ１１に流れる電流に比べて大きな電流である。且つリカバリー電流をこれらのスイッチ素子が駆動する時は、スイッチ素子のコレクタ／エミッタ間電圧Ｖｃｅ又はドレイン／ソース間電圧Ｖｄｓが大きい。よって、電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓとこれらのスイッチ素子のコレクタ電流又はドレイン電流との積の時間積分であるスイッチング損失は大きい。   Here, the recovery current of the diodes 9 and 13 is larger than the current flowing through the reactor 11. In addition, when these switch elements drive the recovery current, the collector / emitter voltage Vce or the drain / source voltage Vds of the switch element is large. Therefore, the switching loss, which is the time integration of the product of the voltage Vce or the voltage Vds and the collector current or drain current of these switch elements, is large.

また、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子８の電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓは図４Ａに示す電圧ＶＡの波形を上下逆転した波形である。この波形とスイッチ素子８のコレクタ電流又はドレイン電流であるＩｃｅ（８）とを乗算した値を図４Ａに示すターンオン期間において積分した値がターンオン時のスイッチ素子８のスイッチング損失である。図４Ａからわかるようにダイオード９のリカバリー電流をスイッチ素子８が駆動する必要があるために、ターンオン期間のスイッチング損失は大きい。   Further, the voltage Vce or the voltage Vds of the switch element 8 during the operation of the step-down converter is a waveform obtained by vertically inverting the waveform of the voltage VA shown in FIG. 4A. A value obtained by multiplying the waveform multiplied by the collector current or drain current Ice (8) of the switch element 8 during the turn-on period shown in FIG. 4A is the switching loss of the switch element 8 at the time of turn-on. As can be seen from FIG. 4A, since the switching element 8 needs to drive the recovery current of the diode 9, the switching loss during the turn-on period is large.

また、昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子１２の電圧Ｖｃｅ又は電圧Ｖｄｓは図４Ｂに示す電圧ＶＢの波形と同じである。この波形とスイッチ素子１２のコレクタ電流又はドレイン電流であるＩｃｅ（１２）とを乗算した値を図４Ｂに示されたターンオン期間において積分した値がターンオン時のスイッチ素子１２のスイッチング損失である。図４Ｂからわかるようにダイオード１３のリカバリー電流をスイッチ素子１２が駆動する必要があるために、ターンオン期間のスイッチング損失は大きくなっている。   Further, the voltage Vce or the voltage Vds of the switch element 12 during the boost converter operation is the same as the waveform of the voltage VB shown in FIG. 4B. A value obtained by multiplying the waveform multiplied by Ice (12), which is the collector current or drain current of the switch element 12, during the turn-on period shown in FIG. 4B is the switching loss of the switch element 12 at the time of turn-on. As can be seen from FIG. 4B, the switching element 12 needs to drive the recovery current of the diode 13, so that the switching loss during the turn-on period is large.

これらのスイッチング損失の大部分は、降圧コンバータ動作又は昇圧コンバータ動作には不必要なダイオードのリカバリー電流で発生している。よって、このリカバリー電流の損失をなくさないとコンバータ５の効率に大きな影響がでる。コンバータ５のスイッチング動作による消費電力は、上記のスイッチング損失とコンバータ５のＰＷＭスイッチング周波数との積である。コンバータ５のリアクタ１１の値を小さくするためにはＰＷＭスイッチング周波数を上げる必要がある。しかし、ＰＷＭスイッチング周波数を上げることはスイッチ素子８及び１２による上記のスイッチング損失によってコンバータ５のスイッチング動作による消費電力の増大をまねく。結果としてコンバータ５の効率が劣化し、リアクタ１１を小型化することでコンバータ５を小型化することができなくなる。従って、この比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータはコンバータ５の効率の観点と小型化の観点とにおいて実用的でない。   Most of these switching losses are caused by a diode recovery current that is unnecessary for the step-down converter operation or the step-up converter operation. Therefore, if the loss of the recovery current is not lost, the efficiency of the converter 5 is greatly affected. The power consumed by the switching operation of the converter 5 is the product of the above switching loss and the PWM switching frequency of the converter 5. In order to reduce the value of the reactor 11 of the converter 5, it is necessary to increase the PWM switching frequency. However, increasing the PWM switching frequency leads to an increase in power consumption due to the switching operation of the converter 5 due to the switching loss caused by the switch elements 8 and 12. As a result, the efficiency of the converter 5 is deteriorated, and the converter 5 cannot be downsized by downsizing the reactor 11. Therefore, the step-up / step-down PFC converter according to this comparative example is not practical from the viewpoint of efficiency and downsizing of the converter 5.

そこで本発明は、高入力力率を維持しながら高効率の昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現する。その実現のために本発明では還流電流用ダイオードを用いない昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現する。また現在、開発が進められている窒化物半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタ等の新たなパワースイッチ素子が有する特長を利用することで、本発明は、還流ダイオードを用いないだけでなく、高入力力率で、より高効率で、より小型化できる昇降圧型ＰＦＣコンバータを提供する。   Therefore, the present invention realizes a highly efficient buck-boost PFC converter while maintaining a high input power factor. For this purpose, the present invention realizes a step-up / step-down PFC converter that does not use a diode for return current. Further, by utilizing the features of a new power switch element such as a heterojunction field effect transistor using a nitride semiconductor that is currently being developed, the present invention not only does not use a freewheeling diode, but also Provided is a buck-boost PFC converter that can be made more efficient and more compact with an input power factor.

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について説明する。(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described.

図５は、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。以下にこの図５を用いて、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの説明をする。   FIG. 5 is a circuit block diagram showing the configuration of the buck-boost PFC converter according to the first embodiment of the present invention. Hereinafter, the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

図５に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに相当し、交流信号を直流信号（直流電圧Ｖｄｃ）に変換するとともに、直流信号の電圧値を一定に制御する。この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、制御部２００とを備える。また、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、交流信号が入力される第１入力端子Ｔ１及びＴ２と、直流電圧Ｖｄｃを出力するための出力端子Ｔ３とを備える。   The step-up / step-down PFC converter shown in FIG. 5 corresponds to the step-up / step-down AC / DC converter of the present invention, converts an AC signal into a DC signal (DC voltage Vdc), and controls the voltage value of the DC signal to be constant. This step-up / step-down PFC converter includes an AC / DC converter unit 245 and a control unit 200. The step-up / step-down PFC converter includes first input terminals T1 and T2 to which an AC signal is input, and an output terminal T3 for outputting a DC voltage Vdc.

制御部２００は、図１に示す比較例に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの制御部１００とほぼ同じ構成であるが、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の構成に合わせて、一部が変更されている。   The control unit 200 has substantially the same configuration as the control unit 100 of the step-up / step-down PFC converter according to the comparative example shown in FIG. 1, but a part thereof is changed in accordance with the configuration of the AC / DC converter unit 245.

制御部２００は、制御部１００の構成に加え、さらに、差動アンプ１１６と、絶対値回路１１７と、第２コンパレータ１１８とを備える。   In addition to the configuration of the control unit 100, the control unit 200 further includes a differential amplifier 116, an absolute value circuit 117, and a second comparator 118.

差動アンプ１１６は、商用電源１の交流信号を検出することで交流電圧信号Ｖ０を生成する。絶対値回路１１７は、差動アンプ１１６から出力される正負の交流電圧信号Ｖ０を、全波整流された正電圧のみの全波整流信号Ｖ１に変換する。第２コンパレータ１１８は、差動アンプ１１６から出力される正負の交流電圧信号Ｖ０から商用電源１の交流信号の極性を検出する。   The differential amplifier 116 generates an AC voltage signal V0 by detecting an AC signal from the commercial power source 1. The absolute value circuit 117 converts the positive / negative AC voltage signal V0 output from the differential amplifier 116 into a full-wave rectified signal V1 having only a positive voltage subjected to full-wave rectification. The second comparator 118 detects the polarity of the AC signal of the commercial power supply 1 from the positive / negative AC voltage signal V0 output from the differential amplifier 116.

また、制御部２００に含まれるドライブロジック回路１０８ａの機能が、比較例に係るドライブロジック回路１０８と異なる。この機能変更は、比較例に係る昇降圧ＰＦＣコンバータから整流ダイオードブリッジ４を無くし、また還流電流用ダイオードであるダイオード９及び１３を無くしたためである。   The function of the drive logic circuit 108a included in the control unit 200 is different from that of the drive logic circuit 108 according to the comparative example. This functional change is because the rectifier diode bridge 4 is eliminated from the step-up / step-down PFC converter according to the comparative example, and the diodes 9 and 13 which are the diodes for the return current are eliminated.

以下にその差異の説明を付け加え、比較例に係る制御部１００の説明と重複する部分も含めて、制御部２００のＰＦＣコンバータ制御について説明をする。その後で、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５について説明をする。   The description of the difference is added below, and PFC converter control of the control part 200 is also demonstrated including the part which overlaps with description of the control part 100 which concerns on a comparative example. Thereafter, the AC / DC converter unit 245 will be described.

第１エラーアンプ１０１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５により出力される直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧Ｖｄｃを定値制御するための設定電圧ＶｄｃＩＮとの差分であるエラー信号ＶＥ１を生成する。   The first error amplifier 101 generates an error signal VE1 that is a difference between the DC voltage Vdc output from the AC / DC converter unit 245 and the set voltage VdcIN for controlling the DC voltage Vdc at a constant value.

乗算回路１０２は、エラー信号ＶＥ１と、絶対値回路１１７により出力された全波整流信号Ｖ１とを乗算することで電流制御信号ＶＥ２を生成する。   The multiplier circuit 102 multiplies the error signal VE1 and the full-wave rectified signal V1 output from the absolute value circuit 117 to generate a current control signal VE2.

アンプ１０３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５に含まれる電流センサ１０により検出された商用電源１の出力電流Ｉｒを増幅することで電圧信号ＶＩＲを生成する。   The amplifier 103 generates the voltage signal VIR by amplifying the output current Ir of the commercial power source 1 detected by the current sensor 10 included in the AC / DC converter unit 245.

第２エラーアンプ１０４は、電流制御信号ＶＥ２と電圧信号ＶＩＲとを比較することでＰＦＣエラー信号ＶＥ３を生成する。   The second error amplifier 104 generates the PFC error signal VE3 by comparing the current control signal VE2 and the voltage signal VIR.

三角波発生回路１０５は、三角波信号Ｖｓａｗを生成する。   The triangular wave generation circuit 105 generates a triangular wave signal Vsaw.

ＰＷＭコンパレータ１０６は、ＰＦＣエラー信号ＶＥ３と三角波信号Ｖｓａｗとを用いて信号ＰＷＭを生成する。この信号ＰＷＭは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９の組と、双方向スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアをＰＷＭスイッチングさせるための信号である。この信号ＰＷＭはドライブロジック回路１０８ａに入力される。   The PWM comparator 106 generates a signal PWM using the PFC error signal VE3 and the triangular wave signal Vsaw. This signal PWM PWMs one switch element pair of the bidirectional switch elements 208 and 209 having the two gate terminals of the AC / DC converter unit 245 and the bidirectional switch elements 212 and 213. This is a signal for switching. This signal PWM is input to the drive logic circuit 108a.

第２コンパレータ１１８は、交流電圧信号Ｖ０の正負の極性を判別し、判別結果を示す極性信号ＰＮを生成し、生成した極性信号ＰＮをドライブロジック回路１０８ａへ出力する。   The second comparator 118 determines the polarity of the AC voltage signal V0, generates a polarity signal PN indicating the determination result, and outputs the generated polarity signal PN to the drive logic circuit 108a.

第１コンパレータ１０７は、全波整流信号Ｖ１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５から出力される直流電圧Ｖｄｃとを比較し、その大小の判別結果を示す方向信号ＤＲを生成し、生成した方向信号ＤＲをドライブロジック回路１０８ａへ出力する。   The first comparator 107 compares the full-wave rectified signal V1 with the DC voltage Vdc output from the AC / DC converter unit 245, generates a direction signal DR indicating the magnitude determination result, and generates the generated direction signal DR. Is output to the drive logic circuit 108a.

ドライブロジック回路１０８ａは、この極性信号ＰＮ及び方向信号ＤＲに応じて、ＰＷＭスイッチング信号ＰＷＭと、信号ＰＷＭの信号極性を反転させ且つ信号ＰＷＭとＨｉｇｈレベルの期間が重ならない同期整流用の補完信号ＰＷＭＸとを、スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアへ出力する。別途これらの信号の流れについては後ほど説明する。   In response to the polarity signal PN and the direction signal DR, the drive logic circuit 108a inverts the PWM switching signal PWM and the complementary signal PWMX for synchronous rectification that inverts the signal polarity of the signal PWM and does not overlap the period of the signal PWM and the high level. Are output to any one of the switch element pairs of the switch elements 208 and 209 and the switch elements 212 and 213. Separately, the flow of these signals will be described later.

また、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルにする。このことについても後ほど説明する。   The drive logic circuit 108a sets the signal PWMX to the low level when the voltage signal VIR is substantially zero. This will be explained later.

スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組の双方向スイッチ素子のＰＷＭスイッチングにより、電圧信号ＶＩＲと電流制御信号ＶＥ２とがほぼ等しくなるように調整される。また、電流制御信号ＶＥ２は、エラー信号ＶＥ１と全波整流信号Ｖ１とを乗算した信号である。この電流制御信号ＶＥ２の波形は全波整流信号Ｖ１とほぼ相似形の波形である。従って、出力電流Ｉｒは全波整流信号Ｖ１と相似形である。   The voltage signal VIR and the current control signal VE2 are adjusted to be substantially equal to each other by PWM switching of one of the switch elements 208 and 209 and the switch elements 212 and 213. . The current control signal VE2 is a signal obtained by multiplying the error signal VE1 and the full-wave rectified signal V1. The waveform of the current control signal VE2 is substantially similar to that of the full-wave rectified signal V1. Therefore, the output current Ir is similar to the full-wave rectified signal V1.

このことは双方向スイッチ素子２０８又は２０９を経由した出力電流Ｉｒと、商用電源１の交流電圧との位相が同位相であることを意味する。結果として、制御部２００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を上記の説明のように制御することで、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を、入力力率がほぼ１である高入力力率のＰＦＣコンバータとして働かせる。   This means that the phase of the output current Ir that has passed through the bidirectional switch element 208 or 209 and the AC voltage of the commercial power supply 1 are in phase. As a result, the control unit 200 controls the AC / DC converter unit 245 as described above, so that the AC / DC converter unit 245 is a PFC converter having a high input power factor with an input power factor of approximately 1. Work.

また、比例積分制御（ＰＩ制御）のように第１エラーアンプ１０１のＤＣゲイン（低域周波数でのゲイン）を十分に大きくしておけば、直流電圧Ｖｄｃは、設定電圧ＶｄｃＩＮに、直流電圧Ｖｄｃ検出用の分圧抵抗１５及び１６の分圧比の逆数をかけた値である。従って、設定電圧ＶｄｃＩＮを調整することにより直流電圧Ｖｄｃを制御できる。   Further, if the DC gain (gain at a low frequency) of the first error amplifier 101 is sufficiently increased as in proportional integral control (PI control), the DC voltage Vdc becomes equal to the set voltage VdcIN and the DC voltage Vdc. This is a value obtained by multiplying the reciprocal of the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors 15 and 16 for detection. Therefore, the DC voltage Vdc can be controlled by adjusting the set voltage VdcIN.

次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の昇降圧コンバータ動作について説明する。   Next, the step-up / step-down converter operation of the AC / DC converter unit 245 will be described.

ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、比較例のＳｉ系半導体のスイッチ素子８及び１２とダイオード９及び１３とに代わり、下記で説明する特性を持つ４個の双方向スイッチ素子２０６、２０７、２１２及び２１３と、双方向スイッチ素子２つを互いに逆向きに直列接続した、２つのゲート端子を持つ２個の双方向スイッチ素子２０８及び２０９と、これらの双方向スイッチ素子のゲート端子を駆動するための８個のプリドライブ回路４１と、プリドライブ回路４１のための５個の電源４２と、１つのリアクタ１１と、１つの平滑コンデンサ１４とを備える。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５には電流センサ１０も図示されているが、これは制御部２００がＰＷＭスイッチング動作制御するために用いられる。   The AC / DC converter unit 245 has four bidirectional switch elements 206, 207, 212, and 213 having the characteristics described below, instead of the Si-based semiconductor switch elements 8 and 12 and the diodes 9 and 13 of the comparative example. Two bidirectional switch elements 208 and 209 having two gate terminals in which two bidirectional switch elements are connected in series in opposite directions, and 8 for driving the gate terminals of these bidirectional switch elements. Each pre-drive circuit 41, five power sources 42 for the pre-drive circuit 41, one reactor 11, and one smoothing capacitor 14 are provided. In addition, the AC / DC converter unit 245 also shows the current sensor 10, which is used by the control unit 200 to control the PWM switching operation.

具体的には、スイッチ素子２０６（第１スイッチ素子）は、第１入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続され、第１ノード（ＧＮＤ）にソース端子が接続されている。   Specifically, the switch element 206 (first switch element) has a drain terminal connected to the first input terminal T1 and a source terminal connected to the first node (GND).

スイッチ素子２０８は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第１入力端子Ｔ１と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂ（第２及び第３スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０８ａのソース端子は第１入力端子Ｔ１に接続されている。スイッチ素子２０８ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。   The switch element 208 includes switch elements 208a and 208b (second and third switch elements) connected in series between drain terminals and connected between the first input terminal T1 and the second node. That is, the source terminal of the switch element 208a is connected to the first input terminal T1. The source terminal of the switch element 208b is connected to the second node. Note that the switch elements 208a and 208b may have source terminals connected in series.

スイッチ素子２０７（第４スイッチ素子）は、第２入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている。   The switch element 207 (fourth switch element) has a drain terminal connected to the second input terminal T1, and a source terminal connected to the first node.

スイッチ素子２０９は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第２入力端子Ｔ１と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂ（第５及び第６スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０９ａのソース端子は第２入力端子Ｔ１に接続されている。スイッチ素子２０９ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。   The switch element 209 includes switch elements 209a and 209b (fifth and sixth switch elements) connected in series between the drain terminals and between the second input terminal T1 and the second node. That is, the source terminal of the switch element 209a is connected to the second input terminal T1. The source terminal of the switch element 209b is connected to the second node. The switch elements 209a and 209b may have source terminals connected in series.

これらのスイッチ素子２０６〜２０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に接続されており、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。   These switch elements 206 to 209 correspond to the first switch element group of the present invention. The first switch element group is connected to the first input terminals T1 and T2, and is a full wave that generates a full wave rectified signal by full wave rectifying the AC signal input to the first input terminals T1 and T2. It is used to perform rectification operation and step-down operation.

スイッチ素子２１２（第７スイッチ素子）は、第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている。スイッチ素子２１３（第８スイッチ素子）は、第３ノードにソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。   The switch element 212 (seventh switch element) has a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the third node. The switch element 213 (eighth switch element) has a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the output terminal T3.

これらのスイッチ素子２１２及び２１３は、本発明の第２スイッチ素子群に相当する。この第２スイッチ素子群は、出力端子Ｔ３に接続されており、昇圧動作を行うために用いられる。   These switch elements 212 and 213 correspond to the second switch element group of the present invention. This second switch element group is connected to the output terminal T3 and is used for performing a boosting operation.

リアクタ１１は、上記第１スイッチ素子群と第２スイッチ素子群との間に接続されている。具体的には、リアクタ１１は、第２ノードと第３ノードとの間に接続されている。   The reactor 11 is connected between the first switch element group and the second switch element group. Specifically, the reactor 11 is connected between the second node and the third node.

平滑コンデンサ１４は、出力端子Ｔ３に接続されている。   The smoothing capacitor 14 is connected to the output terminal T3.

制御部２００は、上記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御部１００は、交流信号の極性に応じて、第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。   The control unit 200 controls the DC voltage Vdc to be constant by selectively causing one of the first and second switch element groups to perform either a step-down operation using PWM or a step-up operation. Further, the control unit 100 performs a full-wave rectification operation on the first switch element group by switching the gate-source voltage supplied to the switch elements included in the first switch element group according to the polarity of the AC signal. Make it.

以下、双方向スイッチ素子について説明する。   Hereinafter, the bidirectional switch element will be described.

双方向スイッチ素子２０６、２０７、２０８ａ、２０８ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、２１２及び２１３は、図６Ａ、図６Ｂ及び図６Ｃに示すＩ−Ｖ特性を有する。以下にこの特性について説明する。   The bidirectional switch elements 206, 207, 208a, 208b, 209a, 209b, 212 and 213 have the IV characteristics shown in FIGS. 6A, 6B and 6C. This characteristic will be described below.

この双方向スイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを有する。なお、ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子の電圧を、それぞれゲート電圧、ドレイン電圧及びソース電圧と呼ぶ。また、双方向スイッチ素子は、ＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有する。このＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性とは、ゲート／ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い場合に、電圧ＶＤＳの極性に応じてドレイン端子からソース端子へ又はソース端子からドレイン端子へ電流ＩＤＳを流すことができる特性である。ここで、電圧Ｖｇｓとは、ソース電圧を基準とした、ソース電圧とゲート電圧との電圧差である。電圧ＶＤＳは、ソース電圧を基準とした、ソース電圧とドレイン電圧との電圧差である。   This bidirectional switch element has a gate terminal for current control, and a drain terminal and a source terminal for flowing in and out of this current. Note that voltages at the gate terminal, the drain terminal, and the source terminal are referred to as a gate voltage, a drain voltage, and a source voltage, respectively. The bidirectional switch element has FET characteristics and reverse FET characteristics. The FET characteristics and the reverse FET characteristics are such that when the gate-source voltage Vgs is higher than the threshold voltage Vth, the current IDS flows from the drain terminal to the source terminal or from the source terminal to the drain terminal depending on the polarity of the voltage VDS. It is a characteristic that can be Here, the voltage Vgs is a voltage difference between the source voltage and the gate voltage with reference to the source voltage. The voltage VDS is a voltage difference between the source voltage and the drain voltage with reference to the source voltage.

図６Ａ及び図６Ｂは、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い場合、つまり、双方向スイッチ素子が、ドレイン端子とソース端子との間に電流を流すオン状態における、電流ＩＤＳと電圧ＶＤＳとの特性を示す図である。また、この図をＩ−Ｖ特性図と呼ぶ。電流ＩＤＳはドレイン端子からソース端子へ流れる場合を正の値とする。   6A and 6B show the characteristics of the current IDS and the voltage VDS when the voltage Vgs is higher than the threshold voltage Vth, that is, when the bidirectional switch element is in an on state in which current flows between the drain terminal and the source terminal. FIG. This figure is called an IV characteristic diagram. The current IDS is a positive value when flowing from the drain terminal to the source terminal.

このＩ−Ｖ特性は、ＭＯＳＦＥＴのＩ−Ｖ特性のように３極管領域と飽和領域とを有する。３極管領域とは電圧ＶＤＳがゼロ電圧からある電圧値に達するまでのゼロ電圧近傍の領域である。飽和領域とは電圧ＶＤＳが変化しても電流ＩＤＳはあまり変化しない定電流特性に類似した特性を示す領域である。３極管領域では、Ｉ−Ｖ特性に直線性があり、電流ＩＤＳに対する電圧ＶＤＳの傾きを双方向スイッチ素子のオン抵抗Ｒｏｎとして定義できる。双方向スイッチ素子では、この３極管領域の特性がスイッチング特性として重要なため、以下の説明では３極管領域の特性について説明する。   This IV characteristic has a triode region and a saturation region like the MOSFET's IV characteristic. The triode region is a region near the zero voltage until the voltage VDS reaches a certain voltage value from the zero voltage. The saturation region is a region that exhibits characteristics similar to the constant current characteristic in which the current IDS does not change much even when the voltage VDS changes. In the triode region, the IV characteristic has linearity, and the slope of the voltage VDS with respect to the current IDS can be defined as the on-resistance Ron of the bidirectional switch element. In the bidirectional switch element, since the characteristics of the triode region are important as switching characteristics, the following description will explain the characteristics of the triode region.

図６Ａは、電圧ＶＤＳが正の場合、つまりドレイン電圧がソース電圧より高い場合のＩ−Ｖ特性図である。このＩ−Ｖ特性図からわかるように電流ＩＤＳは正の値である。つまり、電流はドレイン端子からソース端子へ流れる。また、この図６Ａに示すＩ−Ｖ特性をＦＥＴ特性と呼ぶ。   FIG. 6A is an IV characteristic diagram when the voltage VDS is positive, that is, when the drain voltage is higher than the source voltage. As can be seen from the IV characteristic diagram, the current IDS is a positive value. That is, current flows from the drain terminal to the source terminal. Further, the IV characteristics shown in FIG. 6A are called FET characteristics.

図６Ｂは、電圧ＶＤＳが負の場合、つまりドレイン電圧がソース電圧より低い場合のＩ−Ｖ特性図である。このＩ−Ｖ特性図からわかるように電流ＩＤＳは負の値である。つまり、電流はソース端子からドレイン端子へ流れる。この図６Ｂに示すＩ−Ｖ特性を逆ＦＥＴ特性と呼ぶ。   FIG. 6B is an IV characteristic diagram when the voltage VDS is negative, that is, when the drain voltage is lower than the source voltage. As can be seen from the IV characteristic diagram, the current IDS is a negative value. That is, current flows from the source terminal to the drain terminal. The IV characteristics shown in FIG. 6B are called reverse FET characteristics.

双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより低い場合、ドレイン端子からソース端子へは電流ＩＤＳを流せない。但し、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより低い場合でも、ゲート電圧よりドレイン電圧が低く、且つこの電圧差（Ｖｇｓ−ＶＤＳ）が閾値電圧Ｖｔｈより高い場合にはソース端子からドレイン端子に電流ＩＤＳを流すことができる。この特性を逆導通特性と呼ぶ。   When the voltage Vgs is lower than the threshold voltage Vth, the bidirectional switch element cannot flow the current IDS from the drain terminal to the source terminal. However, in the bidirectional switch element, even when the voltage Vgs is lower than the threshold voltage Vth, when the drain voltage is lower than the gate voltage and the voltage difference (Vgs−VDS) is higher than the threshold voltage Vth, the source terminal is connected to the drain terminal. The current IDS can be supplied to the current. This characteristic is called a reverse conduction characteristic.

図６Ｃは、この逆導通特性を示すＩ−Ｖ特性図である。この図からわかるように、逆導通特性は、Ｖｇｓ＝０Ｖの状態すなわちゲート端子とソース端子とがショートした状態では、ダイオードのＩ−Ｖ特性と同じである。この場合、ソース端子はアノードに、ドレイン端子はカソードに、閾値電圧Ｖｔｈが順方向電圧ＶＦに対応する。   FIG. 6C is an IV characteristic diagram showing the reverse conduction characteristic. As can be seen from this figure, the reverse conduction characteristic is the same as the IV characteristic of the diode when Vgs = 0 V, that is, when the gate terminal and the source terminal are short-circuited. In this case, the source terminal corresponds to the anode, the drain terminal corresponds to the cathode, and the threshold voltage Vth corresponds to the forward voltage VF.

以上のように、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈ以上であれば、図６Ａに示すＦＥＴ動作と、図６Ｂに示す逆ＦＥＴ動作とからわかるようにあるオン抵抗値Ｒｏｎを持つ抵抗と見なすことができる。また、双方向スイッチ素子は、電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈ以下であれば図６Ｃに示す逆導通特性からわかるようにソース端子をアノードとしドレイン端子をカソードとするダイオードと見なせる。このダイオードの順方向電圧は（Ｖｔｈ−Ｖｇｓ）である。   As described above, when the voltage Vgs is equal to or higher than the threshold voltage Vth, the bidirectional switch element has a resistance having an on-resistance value Ron as can be understood from the FET operation shown in FIG. 6A and the reverse FET operation shown in FIG. 6B. Can be considered. Further, when the voltage Vgs is equal to or lower than the threshold voltage Vth, the bidirectional switch element can be regarded as a diode having a source terminal as an anode and a drain terminal as a cathode, as can be seen from the reverse conduction characteristics shown in FIG. 6C. The forward voltage of this diode is (Vth−Vgs).

今後、本実施形態においては、双方向スイッチ素子を以下のように等価変換して、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作を考える。   In the future, in this embodiment, the bidirectional switch element is equivalently converted as follows, and the operation of the AC / DC converter is considered.

（１）電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈより高い状態、つまり双方向スイッチ素子がオン状態の場合、当該双方向スイッチ素子をオン抵抗値Ｒｏｎの抵抗と見なす。   (1) When the voltage Vgs is higher than the threshold voltage Vth, that is, when the bidirectional switch element is on, the bidirectional switch element is regarded as a resistance having an on-resistance value Ron.

（２）ゲート端子とソース端子とが短絡された双方向スイッチ素子のオフ状態では、当該双方向スイッチ素子を、ソース端子をアノードとし、ドレイン端子をカソードとするダイオードと見なす。   (2) In the OFF state of the bidirectional switch element in which the gate terminal and the source terminal are short-circuited, the bidirectional switch element is regarded as a diode having the source terminal as an anode and the drain terminal as a cathode.

図７Ａは、上記の等価変換規則の（１）を示す図である。図７Ｂは、上記の等価変換規則の（２）を示す図である。図７Ａは、双方向スイッチ素子が通電モードを示す図であり、電流は図面上の上から下へ、又は下から上の双方向に流れる。図７Ｂは逆導通モードを示す図であり、電流は図面上の上から下へは流れないが、下から上には流れる。   FIG. 7A is a diagram showing (1) of the above equivalent conversion rule. FIG. 7B is a diagram showing (2) of the above equivalent conversion rule. FIG. 7A is a diagram showing the energization mode of the bidirectional switch element, and current flows in the bidirectional direction from the top to the bottom or from the bottom to the top in the drawing. FIG. 7B is a diagram showing a reverse conduction mode, in which current does not flow from top to bottom on the drawing, but flows from bottom to top.

また、上記の等価変換規則は２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９についても適用される。２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子の場合、ゲート端子が２つあるので、図８に示す４つの状態が存在する。   The above equivalent conversion rule is also applied to the bidirectional switch elements 208 and 209 having two gate terminals. In the case of a bidirectional switch element having two gate terminals, since there are two gate terminals, there are four states shown in FIG.

図８（ａ）は、導通モードにおける、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下、及び下から上の双方向に流れる。   FIG. 8A is a diagram showing a bidirectional switch element having two gate terminals in the conduction mode. Current flows in both directions from top to bottom and from bottom to top on the drawing.

図８（ｂ）は、逆導通モード１における、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下へは流れないが、下から上には流れる。   FIG. 8B is a diagram illustrating a bidirectional switch element having two gate terminals in the reverse conduction mode 1. Current does not flow from top to bottom on the drawing, but flows from bottom to top.

図８（ｃ）は、逆導通モード２における、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下へは流れるが、下から上には流れない。   FIG. 8C is a diagram showing a bidirectional switch element having two gate terminals in the reverse conduction mode 2. The current flows from top to bottom on the drawing but does not flow from bottom to top.

図８（ｄ）は、遮断モードにおける、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を示す図である。電流は図面上の上から下及び下から上の両方向で流れない。   FIG. 8D shows a bidirectional switch element having two gate terminals in the cutoff mode. Current does not flow in both directions from top to bottom and from bottom to top on the drawing.

また、８個のプリドライブ回路４１は、８個のスイッチ素子２０６、２０７、２０８ａ、２０８ｂ、２０９ａ、２０９ｂ、２１２及び２１３の各々に対応して設けられている。各プリドライブ回路４１は、制御部２００の制御に従い、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを制御する。具体的には、各プリドライブ回路４１は、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧より高い電圧、又は、閾値電圧以下の電圧にする。また、プリドライブ回路４１は、例えば、制御部２００からの信号をレベルシフトし、レベルシフトした信号を、対応するスイッチ素子のゲート／ソース間に供給する。   The eight pre-drive circuits 41 are provided corresponding to each of the eight switch elements 206, 207, 208a, 208b, 209a, 209b, 212, and 213. Each pre-drive circuit 41 controls the gate / source voltage Vgs of the corresponding switch element according to the control of the control unit 200. Specifically, each pre-drive circuit 41 sets the gate / source voltage Vgs of the corresponding switch element to a voltage higher than the threshold voltage or a voltage lower than the threshold voltage. For example, the pre-drive circuit 41 level-shifts the signal from the control unit 200 and supplies the level-shifted signal between the gate / source of the corresponding switch element.

なお、以下では、スイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧より高い電圧にすることを、スイッチ素子にＨｉｇｈレベルの電圧を供給する、又は、スイッチ素子をオンするとも記す。また、スイッチ素子のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを閾値電圧以下にすることを、スイッチ素子にＬｏｗレベルの電圧を供給するとも記す。また、スイッチ素子にＨｉｇｈレベルの電圧が供給されている状態（上記導通モードの状態）をスイッチ素子がオンしているとも記す。また、スイッチ素子にＬｏｗレベルの電圧が供給されている状態（上記逆導通モードの状態）をスイッチ素子がオフしているとも記す。   Hereinafter, setting the gate / source voltage Vgs of the switch element to a voltage higher than the threshold voltage is also referred to as supplying a high level voltage to the switch element or turning on the switch element. Further, setting the gate-source voltage Vgs of the switch element to be equal to or lower than the threshold voltage is also referred to as supplying a low level voltage to the switch element. In addition, a state in which a high level voltage is supplied to the switch element (the state of the conduction mode) is also referred to as a switch element being on. In addition, a state in which a low level voltage is supplied to the switch element (the state of the reverse conduction mode) is also referred to as the switch element being turned off.

以下、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を説明する。   Hereinafter, the operation of the buck-boost PFC converter according to the present embodiment will be described.

降圧動作の際、制御部２００は、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂの一方と、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂの一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方をオンし、他方をオフするとともに、オンするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行う。また、制御部２００は、スイッチ素子２０８ａ及び２０８ｂの他方と、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂの他方と、スイッチ素子２１３とをオンし、スイッチ素子２１２をオフする。   During the step-down operation, the control unit 200 switches one of the two switch elements to one of the switch elements 208a and 208b and one of the switch elements 209a and 209b, turns off the other, and turns on the switch. Switching control for sequentially switching elements is performed. In addition, the control unit 200 turns on the other of the switch elements 208a and 208b, the other of the switch elements 209a and 209b, and the switch element 213, and turns off the switch element 212.

また、第１入力端子Ｔ１の電圧が正であり、第２入力端子Ｔ１の電圧が負（以下、「商用電源１の極性が正」と記す）である場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６をオフし、スイッチ素子２０８ａ、２０７及び２０９ｂをオンし、スイッチ素子２０８ｂ及び２０９ａに上記スイッチング制御を行う。   Further, when the voltage of the first input terminal T1 is positive and the voltage of the second input terminal T1 is negative (hereinafter referred to as “the polarity of the commercial power supply 1 is positive”), the control unit 200 includes the switch element 206. Is turned off, the switch elements 208a, 207 and 209b are turned on, and the switching control is performed on the switch elements 208b and 209a.

一方、第１入力端子Ｔ１の電圧が負であり、第２入力端子Ｔ１の電圧が正（以下、「商用電源１の極性が負」と記す）である場合、つまり、場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７をオフし、スイッチ素子２０６、２０８ｂ及び２０９ａをオンし、スイッチ素子２０８ａ及び２０９ｂに上記スイッチング制御を行う。   On the other hand, when the voltage of the first input terminal T1 is negative and the voltage of the second input terminal T1 is positive (hereinafter referred to as “the polarity of the commercial power supply 1 is negative”), that is, in this case, the control unit 200 The switch element 207 is turned off, the switch elements 206, 208b and 209a are turned on, and the switching control is performed on the switch elements 208a and 209b.

また、昇圧動作の際、制御部２００は、スイッチ素子２１２及び２１３に、上記スイッチング制御を行う。   Further, during the boosting operation, the control unit 200 performs the switching control on the switch elements 212 and 213.

さらに、商用電源１の極性が正の場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６、２０９ａ及び２０９ｂをオフし、スイッチ素子２０７、２０８ａ及び２０８ｂをオンする。   Further, when the polarity of the commercial power source 1 is positive, the control unit 200 turns off the switch elements 206, 209a, and 209b and turns on the switch elements 207, 208a, and 208b.

一方、商用電源１の極性が負の場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７、２０８ａ及び２０８ｂをオフし、スイッチ素子２０６、２０９ａ及び２０９ｂをオンする。   On the other hand, when the polarity of the commercial power source 1 is negative, the control unit 200 turns off the switch elements 207, 208a, and 208b and turns on the switch elements 206, 209a, and 209b.

図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃ及び図９Ｄは、交流信号の極性が正又は負の場合の降圧コンバータ動作時と昇圧コンバータ動作時との昇降圧型ＰＦＣコンバータの動作を説明するための図である。   9A, 9B, 9C, and 9D are diagrams for explaining the operation of the step-up / step-down PFC converter during the step-down converter operation when the polarity of the AC signal is positive or negative and during the step-up converter operation.

図５に示す制御部２００のドライブロジック回路１０８ａは、第２コンパレータ１１８からの極性信号ＰＮと第１コンパレータ１０７からの方向信号ＤＲとにより、商用電源１の交流電圧信号Ｖ０の極性と、全波整流信号Ｖ１と直流電圧Ｖｄｃとの大小関係とを判断する。その状況に応じてドライブロジック回路１０８ａは、ＰＷＭコンパレータ１０６から出力される信号ＰＷＭとそれの補完信号である同期整流信号ＰＷＭＸとを、スイッチ素子２０８及び２０９の組と、スイッチ素子２１２及び２１３の組とのいずれか１組のスイッチ素子ペアの各ゲートに供給する。   The drive logic circuit 108a of the control unit 200 shown in FIG. 5 uses the polarity signal PN from the second comparator 118 and the direction signal DR from the first comparator 107 to determine the polarity of the AC voltage signal V0 of the commercial power supply 1 and the full wave. The magnitude relationship between the rectified signal V1 and the DC voltage Vdc is determined. Depending on the situation, the drive logic circuit 108a converts the signal PWM output from the PWM comparator 106 and the synchronous rectification signal PWMX, which is a complementary signal thereof, into a set of switch elements 208 and 209 and a set of switch elements 212 and 213. Are supplied to each gate of one pair of switch elements.

図９Ａは、商用電源１の極性が正の場合、かつ降圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２０８ｂのゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２０９ａのゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２１３のゲート端子及びスイッチ素子２０８及び２０９の他方のゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給し、スイッチ素子２０６及び２１２のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。   FIG. 9A is an explanatory diagram when the polarity of the commercial power supply 1 is positive and when the step-down converter is operating. As shown, the drive logic circuit 108a supplies a signal PWM to the gate terminal of the switch element 208b and a signal PWMX to the gate terminal of the switch element 209a. The drive logic circuit 108 a supplies a high level signal to the gate terminals of the switch elements 207 and 213 and the other gate terminal of the switch elements 208 and 209, and outputs a low level signal to the gate terminals of the switch elements 206 and 212. Supply.

信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子２０８が通電モードであり、スイッチ素子２０９が逆導通モード１である。よって、図９Ａに示す破線Ａのように、商用電源１の極性が正の端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。この状態は、商用電源１からリアクタ１１に電流が流れることで、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。   When the signal PWM is at the high level and the signal PWMX is at the low level, the switch element 208 is in the energization mode and the switch element 209 is in the reverse conduction mode 1. Therefore, as indicated by a broken line A shown in FIG. 9A, the commercial power supply 1 has a positive polarity, and passes through the switch element 208, the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14, and the switch element 207 in this order, A current flows to the negative output terminal of the commercial power source 1. This state is a state in which magnetic energy is stored in the reactor 11 due to a current flowing from the commercial power source 1 to the reactor 11.

一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が遮断モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、スイッチ素子２０８が逆導通モード２であるために商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。つまり、電流は、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０７、及びスイッチ素子２０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。   On the other hand, when the signal PWM is at the low level and the signal PWMX is at the high level, the switch element 209 is in the energization mode and the switch element 208 is in the cutoff mode. A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, since the switch element 208 is in the reverse conduction mode 2, no magnetic energy is stored in the reactor 11 from the commercial power source 1. On the contrary, the magnetic energy is released in the reactor 11 and a current flows through a path indicated by a broken line B. That is, the current returns to the reactor 11 through the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14, the switch element 207, and the switch element 209 in this order. The magnetic energy is released from the reactor 11 by this current.

制御部２００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御される。結果として商用電源１の電圧がＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５の直流電圧Ｖｄｃより高い場合でも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より低い電圧に定値制御される降圧コンバータ制御が実現される。   In a general control state by the control unit 200, the magnetic energy stored in the reactor 11 is controlled to be equal to the released magnetic energy. As a result, even when the voltage of the commercial power source 1 is higher than the DC voltage Vdc of the AC / DC converter unit 245, the DC voltage Vdc is controlled at a constant value to a voltage lower than the AC amplitude voltage value of the commercial power source 1 determined by the set voltage VdcIN. Step-down converter control is realized.

但し、例えば制御部２００の制御応答性の遅れ等の現象で、破線Ｂに示す電流の流れにより、リアクタ１１に蓄えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａに示す電流の流れにより、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂに示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図９Ａにおいて信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子２０９は図８（ｂ）に示す逆導通モード１である。これにより、図９Ａに示す破線Ｂの流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。   However, even if the release of the magnetic energy stored in the reactor 11 has been completed due to the current flow shown by the broken line B due to a phenomenon such as a delay in control response of the control unit 200, the broken line A is shown immediately. There is a possibility that magnetic energy may not be stored in the reactor 11 due to the current flow. In this case, the current flowing through the reactor 11 flows in the opposite direction to the current flow indicated by the broken line B. As a result, the smoothing capacitor 14 starts to change from charge charge to charge discharge. In order to prevent this phenomenon, when the voltage signal VIR is almost zero, the drive logic circuit 108a changes the signal PWMX to a Low level signal and outputs it. This means that the signal PWMX is changed from the High level to the Low level when the current of the reactor 11 becomes almost zero. In FIG. 9A, when the signal PWMX is at a low level, the switch element 209 is in the reverse conduction mode 1 shown in FIG. Thereby, the charge discharge phenomenon of the smoothing capacitor 14 due to the current flowing in the direction opposite to the flow of the broken line B shown in FIG. 9A can be prevented.

以上の説明のようにドライブロジック回路１０８ａは、極性信号ＰＮと方向信号ＤＲと電圧信号ＶＩＲとを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を降圧コンバータとして安定に動作させることができる。   As described above, the drive logic circuit 108a can stably operate the AC / DC converter unit 245 as a step-down converter using the polarity signal PN, the direction signal DR, and the voltage signal VIR.

図９Ｂは、商用電源１の極性が負の場合の降圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２０９ｂのゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２０８ａのゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２１３のゲート端子と、スイッチ素子２０８及び２０９の他方のゲート端子とにＨｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２１２のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。   FIG. 9B is an explanatory diagram when the step-down converter operates when the polarity of the commercial power source 1 is negative. As shown, the drive logic circuit 108a supplies a signal PWM to the gate terminal of the switch element 209b and a signal PWMX to the gate terminal of the switch element 208a. The drive logic circuit 108a supplies a high level signal to the gate terminals of the switch elements 206 and 213 and the other gate terminal of the switch elements 208 and 209. The drive logic circuit 108 a supplies a low level signal to the gate terminals of the switch elements 207 and 212.

信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が逆導通モード１である。よって、図９Ｂに示す破線Ａのように、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０９、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子２０６をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。この破線Ａで示す電流の流れの場合は、上記の説明と同じくリアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。   When the signal PWM is at the high level and the signal PWMX is at the low level, the switch element 209 is in the energization mode and the switch element 208 is in the reverse conduction mode 1. Therefore, as indicated by the broken line A shown in FIG. 9B, the commercial power supply 1 has a positive polarity, and passes through the switch element 209, the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14, and the switch element 206 in this order. A current flows to the negative output terminal of the commercial power source 1. In the case of the current flow indicated by the broken line A, the magnetic energy is stored in the reactor 11 as described above.

一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０８が通電モードであり、スイッチ素子２０９が逆導通モード２である。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、上記の説明と同じく、破線Ｂに示すように、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０６、及びスイッチ素子２０８をこの順で経由してリアクタ１１に循環電流が流れる。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。   On the other hand, when the signal PWM is at the low level and the signal PWMX is at the high level, the switch element 208 is in the energization mode and the switch element 209 is in the reverse conduction mode 2. A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, similarly to the above description, as indicated by the broken line B, a circulating current flows through the reactor 11 through the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14, the switch element 206, and the switch element 208 in this order. The magnetic energy is released from the reactor 11 by this current.

制御部２００による降圧コンバータ制御についての説明と、破線Ｂに示す電流の流れと逆になるのを防止するための保護の方法についての説明は上記の説明と同じなので省略する。   The description of the step-down converter control by the control unit 200 and the description of the protection method for preventing the reverse of the current flow shown by the broken line B are the same as the above description, and will be omitted.

以上の説明のように本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、ドライブロジック回路１０８ａの制御によって、商用電源１の極性が正であろうと負であろうと、降圧コンバータとして動作できる。   As described above, the AC / DC converter unit 245 according to the present embodiment can operate as a step-down converter regardless of whether the polarity of the commercial power supply 1 is positive or negative by the control of the drive logic circuit 108a.

ここで、降圧コンバータの動作の本質は、交流電源である商用電源１の正電圧を出力している端子からリアクタ１１へ供給している電流を遮断することにある。そのために図８（ｃ）に示す、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子による逆導通モード２によって、商用電源１の正の交流出力端子からリアクタ１１への電流を遮断することが必要である。   Here, the essence of the operation of the step-down converter is to cut off the current supplied to the reactor 11 from the terminal outputting the positive voltage of the commercial power source 1 which is an AC power source. Therefore, it is necessary to cut off the current from the positive AC output terminal of the commercial power supply 1 to the reactor 11 by the reverse conduction mode 2 by the bidirectional switch element having two gate terminals as shown in FIG. .

図５に示すように、商用電源１に対して、２つの双方向スイッチ素子２０８及び２０９を配置することが、その目的を達成するために必要である。   As shown in FIG. 5, it is necessary to arrange two bidirectional switch elements 208 and 209 for the commercial power source 1 in order to achieve the object.

なお、上記の理由により、双方向スイッチ素子２０６及び２０７は、１つのゲート端子のみを有する双方向スイッチ素子で十分に目的の機能をはたすが、当該双方向スイッチ素子２０６及び２０７に、スイッチ素子２０８又は２０９のように２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子を用いてもよい。   For the above-described reasons, the bidirectional switch elements 206 and 207 have a target function sufficiently with the bidirectional switch element having only one gate terminal. However, the bidirectional switch elements 206 and 207 include the switch element 208. Alternatively, a bidirectional switch element having two gate terminals such as 209 may be used.

図９Ｃは、商用電源１の極性が正であり、かつ昇圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２１２のゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２１３のゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２０８のゲート端子に、Ｈｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２０９のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。   FIG. 9C is an explanatory diagram when the polarity of the commercial power source 1 is positive and the boost converter operates. As shown, the drive logic circuit 108 a supplies a signal PWM to the gate terminal of the switch element 212 and a signal PWMX to the gate terminal of the switch element 213. The drive logic circuit 108 a supplies a high level signal to the gate terminals of the switch elements 207 and 208. The drive logic circuit 108 a supplies a low level signal to the gate terminals of the switch elements 206 and 209.

図９Ｃにおいて破線Ａは、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示している。この場合、スイッチ素子２１２が通電モードであり、スイッチ素子２１３が逆導通モードである。よって、破線Ａで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１２、及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。この破線Ａに示す電流の流れによって、リアクタ１１には磁気的エネルギーが貯えられる。   In FIG. 9C, a broken line A indicates a current flow when the signal PWM is at a high level and the signal PWMX is at a low level. In this case, the switch element 212 is in the energization mode, and the switch element 213 is in the reverse conduction mode. Therefore, the current indicated by the broken line A is the negative polarity of the commercial power supply 1 through the switch element 208, the reactor 11, the switch element 212, and the switch element 207 in this order from the output terminal with the positive polarity of the commercial power supply 1. Flows to the output terminal. Magnetic energy is stored in the reactor 11 by the flow of current shown by the broken line A.

一方、信号ＰＷＭがＬｏｗであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子２１３は通電モードであり、スイッチ素子２１２は逆導通モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、破線Ｂで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子２０８、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子２０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。この破線Ｂで示す電流の流れによって、リアクタ１１から磁気的エネルギーが放出され、平滑コンデンサ１４に電荷が充電される。これにより、直流電圧Ｖｄｃを商用電源１の交流振幅電圧より高い電圧に昇圧することが可能である。   On the other hand, when the signal PWM is low and the signal PWMX is at the high level, the switch element 213 is in the energization mode and the switch element 212 is in the reverse conduction mode. A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, the current indicated by the broken line B is transmitted from the output terminal having the positive polarity of the commercial power source 1 through the switch element 208, the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14 and the switch element 207 in this order. 1 to the negative output terminal. Due to the current flow indicated by the broken line B, magnetic energy is released from the reactor 11 and the smoothing capacitor 14 is charged. As a result, the DC voltage Vdc can be boosted to a voltage higher than the AC amplitude voltage of the commercial power source 1.

制御部２００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御される。これにより、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より高い電圧に定値制御される昇圧コンバータ制御が実現される。   In a general control state by the control unit 200, the magnetic energy stored in the reactor 11 is controlled to be equal to the released magnetic energy. Thus, boost converter control is realized in which DC voltage Vdc is constant-value controlled to a voltage higher than the AC amplitude voltage value of commercial power supply 1 determined by setting voltage VdcIN.

但し、例えば直流電圧Ｖｄｃの負荷が軽い場合等で、破線Ｂで示す電流の流れで、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れにより、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合ではリアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、ドライブロジック回路１０８ａは、電圧信号ＶＩＲがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図９Ｃで信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子２１３は図７Ｂに示す逆導通モードである。これにより、図９Ｃの破線Ｂで示す流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。   However, for example, when the load of the DC voltage Vdc is light, the current flow indicated by the broken line A immediately after the completion of the release of the magnetic energy stored in the reactor 11 by the current flow indicated by the broken line B. Therefore, there is a possibility that the magnetic energy cannot be stored in the reactor 11. In this case, the current flowing through the reactor 11 flows in the opposite direction to the current flow indicated by the broken line B. As a result, the smoothing capacitor 14 starts to change from charge charge to charge discharge. In order to prevent this phenomenon, when the voltage signal VIR is almost zero, the drive logic circuit 108a changes the signal PWMX to a Low level signal and outputs it. This means that the signal PWMX is changed from the High level to the Low level when the current of the reactor 11 becomes almost zero. If the signal PWMX is at a low level in FIG. 9C, the switch element 213 is in the reverse conduction mode shown in FIG. 7B. Thereby, the charge discharge phenomenon of the smoothing capacitor 14 due to the current flowing in the direction opposite to the flow indicated by the broken line B in FIG. 9C can be prevented.

以上の説明のようにドライブロジック回路１０８ａは、極性信号ＰＮと方向信号ＤＲと電圧信号ＶＩＲとを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を昇圧コンバータとして安定に動作させることができる。   As described above, the drive logic circuit 108a can stably operate the AC / DC converter unit 245 as a boost converter using the polarity signal PN, the direction signal DR, and the voltage signal VIR.

図９Ｄは、商用電源１の極性が負の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。ドライブロジック回路１０８ａは、図示されているように、スイッチ素子２１２のゲート端子に信号ＰＷＭを、スイッチ素子２１３のゲート端子に信号ＰＷＭＸを供給する。また、ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０６及び２０９のゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給する。ドライブロジック回路１０８ａは、スイッチ素子２０７及び２０８のゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。   FIG. 9D is an explanatory diagram when the boost converter operates when the polarity of the commercial power source 1 is negative. As shown, the drive logic circuit 108 a supplies a signal PWM to the gate terminal of the switch element 212 and a signal PWMX to the gate terminal of the switch element 213. The drive logic circuit 108 a supplies a high level signal to the gate terminals of the switch elements 206 and 209. The drive logic circuit 108 a supplies a low level signal to the gate terminals of the switch elements 207 and 208.

図９Ｄにおいて、破線Ａは信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示している。破線Ｂは信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合の電流の流れを示している。このとき、スイッチ素子２１３は通電モードであり、スイッチ素子２１２は逆導通モードである。   In FIG. 9D, a broken line A indicates a current flow when the signal PWM is at a high level and the signal PWMX is at a low level. A broken line B indicates a current flow when the signal PWM is at a low level and the signal PWMX is at a high level. At this time, the switch element 213 is in the energization mode, and the switch element 212 is in the reverse conduction mode.

図９Ｄの商用電源１の極性が負の場合において、スイッチ素子２０６、２０７、２０８及び２０９の各ゲート電圧の設定が異なること以外は、昇圧コンバータの動作の説明は、上記図９Ｃに示す商用電源１の極性が正の場合と同じである。従って、ドライブロジック回路１０８ａにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は商用電源１の極性が負の場合でも昇圧コンバータとして安定に動作する。   In the case where the polarity of the commercial power source 1 in FIG. 9D is negative, the description of the operation of the boost converter is the same as the commercial power source shown in FIG. 9C except that the setting of the gate voltages of the switch elements 206, 207, 208 and 209 is different. This is the same as when the polarity of 1 is positive. Therefore, the drive logic circuit 108a allows the AC / DC converter unit 245 to stably operate as a boost converter even when the polarity of the commercial power supply 1 is negative.

以上のように図５及び図９Ａ〜図９Ｄからわかるように、本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５は、リアクタ１１の磁気的エネルギー放出時の還流電流を流すためのダイオードを有さない。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を構成する双方向スイッチ素子には、少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びスイッチ素子がターンオフする時のテール電流がほとんど無いことを前提としている。   As can be seen from FIGS. 5 and 9A to 9D as described above, the AC / DC converter unit 245 according to the present embodiment does not have a diode for flowing the reflux current when the magnetic energy is discharged from the reactor 11. . Further, it is assumed that the bidirectional switch element constituting the AC / DC converter unit 245 has no minority carrier accumulation effect, and hardly has a recovery current and a tail current when the switch element is turned off.

このことは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時に、Ｓｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無いことを意味している。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、スイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。よって、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げることで昇圧用コイルのインダクタを小さくすることが可能である。   This means that the buck-boost PFC converter according to the present embodiment having the AC / DC converter unit 245 has almost no switching loss component due to the recovery current due to the diode of the Si-based semiconductor element during the PWM switching operation. . Therefore, in the buck-boost PFC converter, even if the switching frequency is increased, there is no significant increase in power consumption due to switching loss. Therefore, the step-up / step-down PFC converter can reduce the inductor of the boosting coil by increasing the switching frequency.

なお、少数キャリア効果がない双方向スイッチ素子としては、以下に説明するＧａＮトランジスタがある。この双方向スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、前記ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備えることを特徴とする。この双方向スイッチ素子について図１０を用いて説明する。   As a bidirectional switch element having no minority carrier effect, there is a GaN transistor described below. The bidirectional switch element includes a semiconductor stacked body formed of a nitride semiconductor formed on a semiconductor substrate, a drain terminal and a source terminal formed on the semiconductor stacked body at a distance from each other, And a gate terminal formed between the drain terminal and the source terminal. This bidirectional switch element will be described with reference to FIG.

図１０は、双方向スイッチ素子の断面図である。この双方スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された、窒化物半導体で構成されるノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴである。この双方向スイッチ素子は、半導体積層体４０３の上に形成される。半導体積層体４０３は、シリコン基板４０１の上にバッファ層４０２を介在させて形成される。   FIG. 10 is a cross-sectional view of the bidirectional switch element. This two-way switch element is a normally-off type heterojunction FET formed on a semiconductor substrate and made of a nitride semiconductor. This bidirectional switch element is formed on the semiconductor stacked body 403. The semiconductor stacked body 403 is formed on the silicon substrate 401 with the buffer layer 402 interposed.

バッファ層４０２は、交互に積層された窒化アルミニウムと窒化ガリウムとを含む。   The buffer layer 402 includes aluminum nitride and gallium nitride that are alternately stacked.

半導体積層体４０３は、アンドープの窒化ガリウム層４０４と、当該アンドープの窒化ガリウム層４０４の上に形成されたｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５とを含む。このアンドープの窒化ガリウム層４０４とｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５との間のヘテロ界面近傍には２次元電子ガスと呼ばれるキャリア濃度の高いＦＥＴのチャンネル領域が生成される。   The semiconductor stacked body 403 includes an undoped gallium nitride layer 404 and an n-type aluminum gallium nitride layer 405 formed on the undoped gallium nitride layer 404. In the vicinity of the heterointerface between the undoped gallium nitride layer 404 and the n-type aluminum gallium nitride layer 405, a channel region of the FET having a high carrier concentration called a two-dimensional electron gas is generated.

半導体積層体４０３の上に、チャンネル領域とオーミック接合する、ソース端子及びドレイン端子を形成するためのソース端子用オーミック電極４０６ａ及びドレイン端子用オーミック電極４０６ｂと、配線４１０とが図１０に示すように配置される。   A source terminal ohmic electrode 406a and a drain terminal ohmic electrode 406b for forming a source terminal and a drain terminal, which are in ohmic contact with the channel region, and a wiring 410 are formed on the semiconductor stacked body 403 as shown in FIG. Be placed.

コントロール層４０９は、ソース端子用オーミック電極４０６ａとドレイン端子用オーミック電極４０６ｂとの間の領域、かつ、ｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４０５の上に形成される。このコントロール層４０９は、ＦＥＴ特性を制御するためのｐ型半導体層である。   The control layer 409 is formed on a region between the source terminal ohmic electrode 406 a and the drain terminal ohmic electrode 406 b and on the n-type aluminum gallium nitride layer 405. The control layer 409 is a p-type semiconductor layer for controlling FET characteristics.

ゲート電極４０８は、コントロール層４０９の上に形成され、コントロール層４０９とオーミック接触している。このゲート電極４０８に与えられる電気信号により、ノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴすなわち双方向スイッチ素子のドレイン端子とソース端子との間に流れる電流が制御される。   The gate electrode 408 is formed on the control layer 409 and is in ohmic contact with the control layer 409. The electric signal applied to the gate electrode 408 controls the current flowing between the drain terminal and the source terminal of the normally-off type heterojunction FET, that is, the bidirectional switch element.

保護膜４０７は、上記の構成を覆うように形成されている。   The protective film 407 is formed so as to cover the above configuration.

なお、図１０において、ドレイン端子用オーミック電極４０６ｂからゲート電極４０８までの距離が、ソース端子用オーミック電極４０６ａからゲート電極４０８までの距離より長い。これは、ドレイン端子とゲート端子との間の耐圧のほうがソース端子とゲート端子との間の耐圧より大きいことが要求されるためである。   In FIG. 10, the distance from the drain terminal ohmic electrode 406 b to the gate electrode 408 is longer than the distance from the source terminal ohmic electrode 406 a to the gate electrode 408. This is because the breakdown voltage between the drain terminal and the gate terminal is required to be larger than the breakdown voltage between the source terminal and the gate terminal.

図１０のように形成された双方向スイッチ素子はＧａＮトランジスタと呼ばれ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のように高耐圧で大電流駆動することができるデバイスである。さらに、ＧａＮトランジスタは、ＩＧＢＴの電流電圧特性におけるＰＮ接合によるオフセット電圧を持たずに、図６Ａ及び図６Ｂに示すような双方向に電流を流すＦＥＴ特性と逆ＦＥＴ特性とを有する。さらに、ＧａＮトランジスタは、そのデバイスのチップ面積に対してそのオン抵抗成分Ｒｏｎの非常に小さなスイッチ素子である。さらに、ＧａＮトランジスタは図６Ｃに示す逆導通特性をも有する。   The bidirectional switch element formed as shown in FIG. 10 is called a GaN transistor, and is a device that can be driven with a high current with a high breakdown voltage, such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT). Furthermore, the GaN transistor does not have an offset voltage due to the PN junction in the current-voltage characteristics of the IGBT, and has FET characteristics and reverse FET characteristics that allow current to flow in both directions as shown in FIGS. 6A and 6B. Further, the GaN transistor is a switching element having a very small on-resistance component Ron with respect to the chip area of the device. Furthermore, the GaN transistor also has reverse conduction characteristics shown in FIG. 6C.

図５などに示す２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９は、２個のＧａＮトランジスタを互いに逆向きに直列接続した双方向スイッチ素子である。この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子について図１１を用いて説明する。   Bidirectional switch elements 208 and 209 having two gate terminals shown in FIG. 5 and the like are bidirectional switch elements in which two GaN transistors are connected in series in opposite directions. The bidirectional switch element having the two gate terminals will be described with reference to FIG.

図１１は、この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子の断面図である。この２つのゲート端子を有する双方向スイッチ素子は、ドレイン端子同士が接続されている２つの双方向スイッチ素子と等価であり、当該２つのドレイン端子は共通化されている。具体的には、２つのゲート端子を有するスイッチ素子は、図１０に示す半導体基板の上に形成された窒化物半導体からなるノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴを、そのＦＥＴのドレイン端子部分のチャンネル領域を共通にして、２個直列に並べた構成をしている。この２つのゲート端子を有するスイッチ素子は半導体積層体４１３の上に形成される。半導体積層体４１３は、シリコン基板４１１の上にバッファ層４１２を介在させて形成されている。   FIG. 11 is a cross-sectional view of the bidirectional switch element having the two gate terminals. The bidirectional switch element having two gate terminals is equivalent to two bidirectional switch elements in which the drain terminals are connected to each other, and the two drain terminals are shared. Specifically, the switch element having two gate terminals includes a normally-off type heterojunction FET made of a nitride semiconductor formed on the semiconductor substrate shown in FIG. 10 and a channel region in the drain terminal portion of the FET. In common, two are arranged in series. The switch element having the two gate terminals is formed on the semiconductor stacked body 413. The semiconductor stacked body 413 is formed on a silicon substrate 411 with a buffer layer 412 interposed therebetween.

バッファ層４１２及び半導体積層体４１３は、図１０に示すバッファ層４０２及び半導体積層体４０３と同じ構成である。半導体積層体４１３は、アンドープの窒化ガリウム層４１４と、当該アンドープの窒化ガリウム層４１４の上に形成されたｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５とを含む。このアンドープの窒化ガリウム層４１４とｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５との間のヘテロ界面近傍には２次元電子ガスと呼ばれるキャリア濃度の高いＦＥＴのチャンネル領域が生成される。   The buffer layer 412 and the semiconductor stacked body 413 have the same configuration as the buffer layer 402 and the semiconductor stacked body 403 illustrated in FIG. The semiconductor stacked body 413 includes an undoped gallium nitride layer 414 and an n-type aluminum gallium nitride layer 415 formed on the undoped gallium nitride layer 414. In the vicinity of the heterointerface between the undoped gallium nitride layer 414 and the n-type aluminum gallium nitride layer 415, a channel region of the FET having a high carrier concentration called a two-dimensional electron gas is generated.

半導体積層体４１３の上に、第１出力端子である第１ソース端子と第２出力端子である第２ソース端子とを形成するために、チャンネル領域とオーミック接合するする第１ソース端子用オーミック電極４１６ａと第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂと、当該第１ソース端子用オーミック電極４１６ａ及び第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂの各々に接続される配線４２０とが図１１のように配置される。   An ohmic electrode for a first source terminal that is in ohmic contact with the channel region to form a first source terminal that is a first output terminal and a second source terminal that is a second output terminal on the semiconductor stacked body 413. 416a, the second source terminal ohmic electrode 416b, and the wiring 420 connected to each of the first source terminal ohmic electrode 416a and the second source terminal ohmic electrode 416b are arranged as shown in FIG.

第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂは、第１ソース端子用オーミック電極４１６ａと第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂとの間の領域、かつｎ型の窒化アルミニウムガリウム層４１５の上に形成される。この第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂは、ＦＥＴ特性を制御するためのｐ型半導体層である。   The first control layer 419a and the second control layer 419b are formed on a region between the first source terminal ohmic electrode 416a and the second source terminal ohmic electrode 416b and on the n-type aluminum gallium nitride layer 415. The The first control layer 419a and the second control layer 419b are p-type semiconductor layers for controlling FET characteristics.

第１ゲート電極４１８ａ及び第２ゲート電極は、第１コントロール層４１９ａ及び第２コントロール層４１９ｂの上には各々形成されている。第１コントロール層４１９ａと第１ゲート電極４１８ａとはオーミック接触をしている。第２コントロール層４１９ｂと第２ゲート電極４１８ｂとはオーミック接触をしている。   The first gate electrode 418a and the second gate electrode are respectively formed on the first control layer 419a and the second control layer 419b. The first control layer 419a and the first gate electrode 418a are in ohmic contact. The second control layer 419b and the second gate electrode 418b are in ohmic contact.

保護膜４１７は、上記の構成を覆うように形成されている。   The protective film 417 is formed so as to cover the above configuration.

前述したように、２つのこのゲート端子を有する双方向スイッチ素子は、１つのゲート端子を有するノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴを、そのＦＥＴのドレイン端子部分のチャンネル領域を共通にして、２個直列に並べた構成と同じである。第１ゲート電極４１８ａに与えられる電気信号に応じて、第１ゲート電極と第１ソース端子とを持つノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴは、もう一つの第２ヘテロ接合ＦＥＴと共有しているドレイン領域からソース端子へ流れる電流を制御する。同様に、第２ゲート電極４１８ｂに与えられる電気信号に応じて、第２ゲート電極と第２ソース端子を持つもう一つのノーマリオフ型のヘテロ接合ＦＥＴは、もう一つの第１ヘテロ接合ＦＥＴと共有しているドレイン領域からソース端子へ流れる電流を制御する。   As described above, in the bidirectional switch element having two gate terminals, two normally-off type heterojunction FETs having one gate terminal are connected in series with the channel region of the drain terminal portion of the FET being common. The arrangement is the same. In response to an electrical signal applied to the first gate electrode 418a, the normally-off type heterojunction FET having the first gate electrode and the first source terminal has a drain region shared with the other second heterojunction FET. Controls the current flowing to the source terminal. Similarly, another normally-off type heterojunction FET having the second gate electrode and the second source terminal is shared with the other first heterojunction FET in response to an electric signal applied to the second gate electrode 418b. The current flowing from the drain region to the source terminal is controlled.

なお、図１１において、第１ゲート電極４１８ａと第２ゲート電極４１８ｂとの間の距離が、第１ゲート電極４１８ａから第１ソース端子用オーミック電極４１６ａまでの距離及び第２ゲート電極４１８ｂから第２ソース端子用オーミック電極４１６ｂまでの距離より長い。これは、第１ゲート電極４１８ａから第２ゲート電極４１８ｂまでの領域は、先ほど説明したように、２つのヘテロ接合ＦＥＴを直列に接続したときの共有のドレイン領域となっているためである。耐圧の関係でこのような配置を用いる。   In FIG. 11, the distance between the first gate electrode 418a and the second gate electrode 418b is the distance from the first gate electrode 418a to the first source terminal ohmic electrode 416a and the second gate electrode 418b to the second gate electrode 418b. It is longer than the distance to the source terminal ohmic electrode 416b. This is because the region from the first gate electrode 418a to the second gate electrode 418b is a common drain region when two heterojunction FETs are connected in series as described above. Such an arrangement is used because of the breakdown voltage.

図１１からわかるように２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子は、耐圧が要求されるドレイン領域を、２つの直列接続したヘテロ接合ＦＥＴで共有した構成である。これにより、図１１に示す構成は、独立した１つのゲート端子を有するスイッチ素子を２個直列に接続した場合に比べサイズを小さくできる。また、この双方向スイッチ素子は、図８で説明した４つ導通通常をもつ双方向スイッチ素子である。つまり、図８（ｄ）に示すように、双方向スイッチ素子の両端端子の電圧及び電流を遮断することが可能である。   As can be seen from FIG. 11, the bidirectional switch element having two gate terminals has a configuration in which a drain region requiring a breakdown voltage is shared by two heterojunction FETs connected in series. As a result, the configuration shown in FIG. 11 can be reduced in size compared to the case where two switch elements each having one independent gate terminal are connected in series. Further, this bidirectional switch element is the bidirectional switch element having the four conduction normals described with reference to FIG. That is, as shown in FIG. 8D, the voltage and current at both terminals of the bidirectional switch element can be cut off.

この２個のＧａＮトランジスタで構成された２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子は、ＧａＮトランジスタと同じく高耐圧で大電流が流せ、且つオン抵抗成分が小さいスイッチ素子である。   The bi-directional switch element having two gate terminals composed of the two GaN transistors is a switch element having a high withstand voltage, a large current, and a small on-resistance component, like the GaN transistor.

それに加え、上記の２個のＧａＮトランジスタを用いた双方向スイッチ素子は、少数キャリアによる蓄積効果がほとんどなく、ＩＧＢＴ及び他のシリコン系半導体素子のようなターンオフ時のテール電流効果もほとんどない。このことについて図１２Ａ及び図１２Ｂと図４Ａ及び図４Ｂとを比較して説明する。   In addition, the bidirectional switch element using the two GaN transistors described above has almost no accumulation effect due to minority carriers, and almost no tail current effect during turn-off as in IGBTs and other silicon-based semiconductor elements. This will be described by comparing FIGS. 12A and 12B with FIGS. 4A and 4B.

図１２Ａ及び図１２Ｂは、本実施形態に係る昇降圧ＰＦＣコンバータで、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８と双方向スイッチ素子２１２とがスイッチング動作する時の駆動電流波形を示す図である。   12A and 12B are diagrams showing drive current waveforms when the bidirectional switch element 208 having two gate terminals and the bidirectional switch element 212 are switched in the step-up / step-down PFC converter according to the present embodiment. .

図１２Ａは、図９Ａで説明した、商用電源１の極性が正の場合の降圧コンバータ動作時におけるスイッチ素子２０８のスイッチング動作による電流波形を示す図である。   FIG. 12A is a diagram illustrating a current waveform due to the switching operation of the switch element 208 during the step-down converter operation when the polarity of the commercial power source 1 described in FIG. 9A is positive.

降圧コンバータ動作ではスイッチ素子２０８及び２０９が同期整流した形でＰＷＭスイッチング動作をする。図９Ａにおいてスイッチ素子２０９がオンした状態であり、破線Ｂで示す電流が流れている状態から、スイッチ素子２０９がオフした後にスイッチ素子２０８がターンオンした時に、もしスイッチ素子２０９に少数キャリア蓄積効果があれば、スイッチ素子２０９のリカバリー電流をスイッチ素子２０８が駆動することになる。しかし、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無い。これにより、図１２Ａに示すようにスイッチ素子２０８の電流Ｉｄｓ（２０８）の波形におけるターンオン時の電流ピーク値は、図４Ａに示すスイッチ素子８におけるターンオン時のコレクタ電流Ｉｃｅ（８）の電流ピーク値と比べると、非常に小さくなる。   In the step-down converter operation, the switching elements 208 and 209 perform PWM switching operation in the form of synchronous rectification. In the state where the switch element 209 is turned on in FIG. 9A and the current shown by the broken line B flows, if the switch element 208 is turned on after the switch element 209 is turned off, the switch element 209 has a minority carrier accumulation effect. If there is, the switch element 208 drives the recovery current of the switch element 209. However, the bidirectional switch element having two gate terminals has no minority carrier accumulation effect. Thereby, as shown in FIG. 12A, the current peak value at the turn-on time in the waveform of the current Ids (208) of the switch element 208 is the current peak value of the collector current Ice (8) at the turn-on time in the switch element 8 shown in FIG. Compared to, it becomes very small.

また、図１２Ａに示すように、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いのでスイッチ素子２０８がターンオフする時のテール電流も少ない。この点についても図４Ａと比較すると明確である。   Further, as shown in FIG. 12A, since the bidirectional switch element having two gate terminals has no minority carrier accumulation effect, the tail current when the switch element 208 is turned off is small. This point is also clear when compared with FIG. 4A.

降圧コンバータ動作時のスイッチ素子２０８の両端子間の電圧Ｖｄｓは、図１２Ａの波形ＶＡを上下逆転した波形となり、この波形とスイッチ素子２０８の電流Ｉｄｓ（２０８）を乗算した値を、図１２Ａに示すターンオン期間で積分した値が、ターンオン時のスイッチ素子２０８のスイッチング損失である。図１２Ａからわかるようにスイッチ素子２０８のターンオン時のスイッチング損失は、図４Ａに示すリカバリー電流の影響がないので、小さい値である。同様にスイッチ素子２０８のターンオフ時のスイッチング損失も、スイッチ素子２０８のターンオフ時のテール電流が無いため、小さい値である。   The voltage Vds between both terminals of the switch element 208 during the step-down converter operation is a waveform obtained by vertically inverting the waveform VA of FIG. 12A. A value obtained by multiplying this waveform by the current Ids (208) of the switch element 208 is shown in FIG. The value integrated in the turn-on period shown is the switching loss of the switch element 208 at the time of turn-on. As can be seen from FIG. 12A, the switching loss when the switch element 208 is turned on has a small value because there is no influence of the recovery current shown in FIG. 4A. Similarly, the switching loss when the switch element 208 is turned off is also small because there is no tail current when the switch element 208 is turned off.

図１２Ｂは、図９Ｃで説明した、商用電源１の極性が正の場合の昇圧コンバータ動作時におけるスイッチ素子２１２のスイッチング動作による電流波形を示す図である。   FIG. 12B is a diagram illustrating a current waveform due to the switching operation of the switch element 212 during the boost converter operation when the polarity of the commercial power source 1 described in FIG. 9C is positive.

昇圧コンバータ動作ではスイッチ素子２１２及び２１３が同期整流した形でＰＷＭスイッチング動作をする。図９Ｃにおいてスイッチ素子２１３がオンした状態であり、破線Ｂで示す電流が流れている状態から、スイッチ素子２１３がオフした後にスイッチ素子２１２がターンオンした時に、もしスイッチ素子２１３に少数キャリア蓄積効果があれば、スイッチ素子２１３のリカバリー電流をスイッチ素子２１２が駆動することになる。しかし、双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いために、図１２Ｂに示すようにスイッチ素子２１２の電流Ｉｄｓ（２１２）の波形のターンオン時の電流ピーク値は、図４Ｂでのスイッチ素子１２のターンオン時のコレクタ電流Ｉｃｅ（１２）の電流ピーク値と比べると、非常に小さい。   In the step-up converter operation, the switching elements 212 and 213 perform PWM switching operation in the form of synchronous rectification. In the state where the switch element 213 is turned on in FIG. 9C and the current shown by the broken line B flows, if the switch element 212 is turned on after the switch element 213 is turned off, the switch element 213 has a minority carrier accumulation effect. If there is, the switch element 212 drives the recovery current of the switch element 213. However, since the bidirectional switch element has no minority carrier accumulation effect, as shown in FIG. 12B, the current peak value when the waveform of the current Ids (212) of the switch element 212 is turned on is the switch element 12 in FIG. 4B. Compared with the current peak value of the collector current Ice (12) at the time of turn-on, the current is very small.

また、図１２Ｂに示すように、双方向スイッチ素子には少数キャリア蓄積効果が無いのでスイッチ素子２１２がターンオフ時のテール電流も少ない。この点についても図４Ｂと比較すると明確である。   Further, as shown in FIG. 12B, since the bidirectional switch element has no minority carrier accumulation effect, the tail current when the switch element 212 is turned off is small. This point is also clear when compared with FIG. 4B.

昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子２１２の両端子間の電圧Ｖｄｓは、図１２Ｂに示す波形ＶＢと同じ波形である。この波形とスイッチ素子２１２の電流Ｉｄｓ（２１２）とを乗算した値を図１２Ｂに示すターンオン期間で積分した値がターンオン時のスイッチ素子２１２のスイッチング損失である。図１２Ｂからわかるようにスイッチ素子２１２のターンオン時のスイッチング損失は、図４Ｂに示すリカバリー電流の影響がないので、小さい値である。同様にスイッチ素子２１２のターンオフ時のスイッチング損失も、スイッチ素子２１２のターンオフ時テール電流が無いため、小さい値である。   The voltage Vds between both terminals of the switch element 212 during the boost converter operation is the same waveform as the waveform VB shown in FIG. 12B. A value obtained by multiplying the waveform multiplied by the current Ids (212) of the switch element 212 in the turn-on period shown in FIG. 12B is the switching loss of the switch element 212 at the time of turn-on. As can be seen from FIG. 12B, the switching loss when the switch element 212 is turned on has a small value because there is no influence of the recovery current shown in FIG. 4B. Similarly, the switching loss when the switch element 212 is turned off is also small because there is no tail current when the switch element 212 is turned off.

また、商用電源１の極性が負の場合には、降圧コンバータ動作ではスイッチ素子２０８を、スイッチ素子２０９に置き換え、昇圧コンバータ動作時は同じスイッチ素子２１２のままで、上記説明の繰り返しである。従って、この場合のスイッチ素子に対するスイッチング損失削減の効果の説明については省略する。   When the polarity of the commercial power source 1 is negative, the switch element 208 is replaced with the switch element 209 in the step-down converter operation, and the same switch element 212 is maintained during the step-up converter operation, and the above description is repeated. Therefore, the description of the effect of reducing the switching loss for the switch element in this case is omitted.

以上の説明のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時にＳｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無い。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータではスイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。よって当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げて昇圧用コイルのインダクタを小さくすることでリアクタを小型化できる。   As described above, in the step-up / step-down PFC converter according to this embodiment having the AC / DC converter unit 245, there is almost no switching loss component due to the recovery current due to the diode of the Si-based semiconductor element during the PWM switching operation. Therefore, in the buck-boost PFC converter, even if the switching frequency is increased, there is no significant increase in power consumption due to switching loss. Therefore, the step-up / step-down PFC converter can downsize the reactor by increasing the switching frequency and reducing the inductor of the boosting coil.

また、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ダイオードが存在しない構成であり、整流ダイオードブリッジ及び還流電流用ダイオードでのダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。   Further, the buck-boost PFC converter according to the present embodiment has a configuration in which no diode is present, and power consumption due to a voltage drop of the diode forward voltage VF at the rectifier diode bridge and the return current diode can be eliminated.

このように、本実施形態は、スイッチング損失削減による消費電力削減効果と、このダイオードの順方向電圧ＶＦでの消費電力の削減と、ＧａＮトランジスタのオン抵抗が小さいことによる導通損失削減効果との３つの効果により、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   As described above, this embodiment has the following three effects: the power consumption reduction effect by reducing the switching loss, the power consumption reduction at the forward voltage VF of the diode, and the conduction loss reduction effect due to the small on-resistance of the GaN transistor. Due to these effects, an efficient buck-boost PFC converter can be realized.

その上、図５に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、比較例に係る図１に示す整流ダイオードブリッジ４及びコンバータ５との比較からわかるように、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータのほうが、比較例の降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子８と降圧動作還流用のダイオード９との員数分だけ、パワー半導体素子の数が少ない。   In addition, as can be seen from a comparison between the AC / DC converter unit 245 shown in FIG. 5 and the rectifier diode bridge 4 and the converter 5 shown in FIG. 1 according to the comparative example, the buck-boost PFC converter according to the present embodiment is The number of power semiconductor elements is as small as the number of semiconductor switching elements 8 for the step-down chopper and diode 9 for the step-down operation return in the comparative example.

また、上記の効率の向上とパワー半導体素子の削減とにより、ヒートシンク等の放熱設計部品を小さくできる。これにより、前述のリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   Moreover, the heat radiation design components such as the heat sink can be reduced by the improvement of the efficiency and the reduction of the power semiconductor elements. As a result, it is possible to realize a step-down / step-up PFC converter that is further downsized, including the downsizing of the reactor described above.

なお、本発明の第１の実施形態の変形として、図１３に示すように、リアクタ１１の配置を変えた構成が考えられる。図１３に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４６では、リアクタ１１及びＰＦＣ制御に用いる電流センサ１０は、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９の接続点と、双方向スイッチ素子２１２及び２１３の接続点との間に配置されるのでなく、双方向スイッチ素子２０７のソース端子と双方向スイッチ素子２１２のソース端子との間に配置される。   As a modification of the first embodiment of the present invention, a configuration in which the arrangement of the reactor 11 is changed as shown in FIG. 13 can be considered. In the AC / DC converter unit 246 shown in FIG. 13, the current sensor 10 used for the reactor 11 and PFC control includes a connection point between the bidirectional switch elements 208 and 209 having two gate terminals, and the bidirectional switch elements 212 and 213. Rather than being arranged between the connection points, it is arranged between the source terminal of the bidirectional switch element 207 and the source terminal of the bidirectional switch element 212.

つまり、リアクタ１１は、第１ノードと第３ノード（ＧＮＤ）との間に接続されている。   That is, the reactor 11 is connected between the first node and the third node (GND).

スイッチ素子２１２（第７スイッチ素子）は、第３ノードにソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている。スイッチ素子２１３（第８スイッチ素子）は、第２ノードにソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。   The switch element 212 (seventh switch element) has a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the second node. The switch element 213 (eighth switch element) has a source terminal connected to the second node and a drain terminal connected to the output terminal T3.

このような配置においても、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子２０８及び２０９のリアクタ１１に対する電流遮断機能と、昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子２１２のリアクタ１１に対する電流遮断機能とは、図５に示すリアクタ１１の配置の場合と変わらない。結果として、いくつかの回路接点でのスイッチング電圧波形は異なるが、商用電源１の交流電源から直流電圧Ｖｄｃを生成するＡＣ／ＤＣコンバータ動作は同じになる。   Even in such an arrangement, the current cut-off function for the reactor 11 of the switch elements 208 and 209 during the operation of the step-down converter and the current cut-off function for the reactor 11 of the switch element 212 during the operation of the step-up converter are the reactor 11 shown in FIG. It is not different from the case of the arrangement. As a result, although the switching voltage waveforms at some circuit contacts are different, the AC / DC converter operation for generating the DC voltage Vdc from the AC power supply of the commercial power supply 1 is the same.

（第２の実施形態）
図１４は、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータの具体的な構成を示すブロック図である。以下にこの図１４を用いて、本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータを説明する。(Second Embodiment)
FIG. 14 is a block diagram showing a specific configuration of the buck-boost PFC converter according to the second embodiment of the present invention. Hereinafter, the step-up / step-down PFC converter according to the present embodiment will be described with reference to FIG.

図１４に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５と、制御部３００とを備える。   The step-up / step-down PFC converter shown in FIG. 14 includes an AC / DC converter unit 345 and a control unit 300.

ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５は、スイッチ素子３０４〜３０９、３１２及び３１３を備える。   The AC / DC converter unit 345 includes switch elements 304 to 309, 312, and 313.

スイッチ素子３０６（第１スイッチ素子）は、第１ノードＮ１（ＧＮＤ）にソース端子が接続され、第１入力端子Ｔ１にドレイン端子が接続されている。   The switch element 306 (first switch element) has a source terminal connected to the first node N1 (GND) and a drain terminal connected to the first input terminal T1.

スイッチ素子３０４（第２スイッチ素子）は、第１入力端子Ｔ１にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている。   The switch element 304 (second switch element) has a source terminal connected to the first input terminal T1 and a drain terminal connected to the second node.

スイッチ素子３０７（第３スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第２入力端子Ｔ２にドレイン端子が接続されている。   The switch element 307 (third switch element) has a source terminal connected to the first node N1, and a drain terminal connected to the second input terminal T2.

スイッチ素子３０５（第４スイッチ素子）は、第２入力端子Ｔ２にソース端子が接続され、第２ノードＮ２にドレイン端子が接続されている。   The switch element 305 (fourth switch element) has a source terminal connected to the second input terminal T2 and a drain terminal connected to the second node N2.

スイッチ素子３０９（第５スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第３ノードＮ３にドレイン端子が接続されている。   The switch element 309 (fifth switch element) has a source terminal connected to the first node N1 and a drain terminal connected to the third node N3.

スイッチ素子３０８は、第３ノードＮ３にソース端子が接続され、第２ノードＮ２にドレイン端子が接続されている。   The switch element 308 has a source terminal connected to the third node N3 and a drain terminal connected to the second node N2.

これらのスイッチ素子３０４〜３０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及びＴ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。   These switch elements 304 to 309 correspond to the first switch element group of the present invention. The first switch element group is used to perform a full-wave rectification operation for generating a full-wave rectified signal by full-wave rectifying the AC signal input to the first input terminals T1 and T2, and a step-down operation. .

リアクタ１１は、第３ノードＮ３と第４ノードＮ４との間に接続されている。   The reactor 11 is connected between the third node N3 and the fourth node N4.

スイッチ素子３１２（第７スイッチ素子）は、第１ノードＮ１にソース端子が接続され、第４ノードＮ４にドレイン端子が接続されている。   The switch element 312 (seventh switch element) has a source terminal connected to the first node N1 and a drain terminal connected to the fourth node N4.

スイッチ素子３１３（第８スイッチ素子）は、第４ノードＮ４にソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。   The switch element 313 (eighth switch element) has a source terminal connected to the fourth node N4 and a drain terminal connected to the output terminal T3.

これらのスイッチ素子３１２及び３１３は、本発明の第２スイッチ素子群に相当する。この第２スイッチ素子群は、出力端子Ｔ３に接続されており、昇圧動作を行うために用いられる。   These switch elements 312 and 313 correspond to the second switch element group of the present invention. This second switch element group is connected to the output terminal T3 and is used for performing a boosting operation.

制御部３００は、図５に示す制御部２００とほぼ同じ機能を有する。図１４では図示されていないが制御部３００が備えるドライブロジック回路から８個の双方向スイッチ素子のゲート端子に供給される８本の出力信号の一部分が、図５に示すドライブロジック回路１０８ａの対応する８本の出力信号と異なるだけである。この違いは、図１５Ａ〜図１５Ｄと前述の第１の実施形態における昇降圧ＰＦＣコンバータの動作説明図である図９Ａ〜図９Ｄとを比較することで容易にわかる。よって文中での説明は省略する。またＰＦＣ制御の説明についての制御部３００の動作説明は第１の実施形態で説明したものと同じであり、この点についても詳しい説明は省略する。   The control unit 300 has substantially the same function as the control unit 200 shown in FIG. Although not shown in FIG. 14, a part of the eight output signals supplied to the gate terminals of the eight bidirectional switch elements from the drive logic circuit included in the control unit 300 corresponds to the drive logic circuit 108a shown in FIG. The only difference is the eight output signals. This difference can be easily understood by comparing FIG. 15A to FIG. 15D with FIG. 9A to FIG. 9D, which are operation explanatory diagrams of the step-up / step-down PFC converter in the first embodiment. Therefore, explanation in the text is omitted. Further, the description of the operation of the control unit 300 regarding the description of the PFC control is the same as that described in the first embodiment, and detailed description of this point is also omitted.

具体的には、降圧動作の際、制御部３００は、スイッチ素子３１２をオフし、スイッチ素子３１３をオンする。また、制御部３００は、スイッチ素子３０８及び３０９に、上記スイッチング制御を行う。   Specifically, during the step-down operation, the control unit 300 turns off the switch element 312 and turns on the switch element 313. In addition, the control unit 300 performs the switching control on the switch elements 308 and 309.

昇圧動作の際、制御部３００は、スイッチ素子３０９をオフし、スイッチ素子３０８をオンする。また、制御部３００は、スイッチ素子３１２及び３１３にスイッチング制御を行う。   During the boosting operation, the control unit 300 turns off the switch element 309 and turns on the switch element 308. In addition, the control unit 300 performs switching control on the switch elements 312 and 313.

また、制御部３００は、商用電源１の極性が正の場合、スイッチ素子３０５及び３０６をオフし、スイッチ素子３０４及び３０７をオンする。一方、商用電源１の極性が負の場合、スイッチ素子３０４及び３０７をオフし、スイッチ素子３０５及び３０６をオンする。   In addition, when the polarity of the commercial power source 1 is positive, the control unit 300 turns off the switch elements 305 and 306 and turns on the switch elements 304 and 307. On the other hand, when the polarity of the commercial power source 1 is negative, the switch elements 304 and 307 are turned off and the switch elements 305 and 306 are turned on.

図１５Ａ〜図１５Ｄの４つの図は、商用電源１の極性が正又は負の場合の降圧コンバータ動作及び昇圧コンバータ動作時のＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５の動作を説明するための図である。   15A to 15D are diagrams for explaining the operation of the AC / DC converter unit 345 during the step-down converter operation when the polarity of the commercial power source 1 is positive or negative and the step-up converter operation.

図１５Ａは、商用電源１の極性が正の場合の降圧コンバータ動作時の説明図である。   FIG. 15A is an explanatory diagram during operation of the step-down converter when the polarity of the commercial power source 1 is positive.

制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３０８に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３０９に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０７及び３１３の各ゲート端子にＨｉｇｈレベルの信号を供給する。制御部３００は、スイッチ素子３０５、３０６及び３１２の各ゲート端子にＬｏｗレベルの信号を供給する。   The controller 300 supplies a signal PWM to the switch element 308 and a signal PWMX to the switch element 309 as shown in the figure. The control unit 300 supplies a high level signal to each gate terminal of the switch elements 304, 307, and 313. The control unit 300 supplies a low level signal to each gate terminal of the switch elements 305, 306, and 312.

図１５Ａにおいて、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである場合、スイッチ素子３０８が図７Ａに示す通電モードであり、スイッチ素子３０９が図７Ｂに示す逆導通モードである。この場合、破線Ａに示すように、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ電流が流れる。破線Ａに示す電流の流れの場合、商用電源１からリアクタ１１に電流が流れることで、リアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられている状態である。   In FIG. 15A, when the signal PWM is at a high level and the signal PWMX is at a low level, the switch element 308 is in the energization mode shown in FIG. 7A and the switch element 309 is in the reverse conduction mode shown in FIG. 7B. In this case, as indicated by a broken line A, the commercial power supply 1 is passed through the switch element 304, the switch element 308, the reactor 11, the switch element 313, the smoothing capacitor 14 and the switch element 307 in this order from the positive output terminal. Thus, a current flows to the negative output terminal of the commercial power source 1. In the case of the current flow indicated by the broken line A, the magnetic energy is stored in the reactor 11 by the current flowing from the commercial power source 1 to the reactor 11.

一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子３０９が通電モードであり、スイッチ素子３０８が逆導通モードである。この場合、商用電源１からリアクタ１１への電流は遮断される。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。電流は、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４、及びスイッチ素子３０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。   On the other hand, when the signal PWM is at the low level and the signal PWMX is at the high level, the switch element 309 is in the energization mode and the switch element 308 is in the reverse conduction mode. In this case, the current from the commercial power source 1 to the reactor 11 is interrupted. A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, no magnetic energy is stored in the reactor 11 from the commercial power source 1. On the contrary, the magnetic energy is released in the reactor 11 and a current flows through a path indicated by a broken line B. The current returns to the reactor 11 via the reactor 11, the switch element 313, the smoothing capacitor 14, and the switch element 309 in this order. The magnetic energy is released from the reactor 11 by this current.

制御部３００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御が行われる。結果として商用電源１の電圧が直流電圧Ｖｄｃより高い場合でも、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より低い電圧に定値制御される降圧コンバータ制御が実現される。   In a general control state by the control unit 300, control is performed so that the magnetic energy stored in the reactor 11 is equal to the released magnetic energy. As a result, even when the voltage of the commercial power supply 1 is higher than the DC voltage Vdc, step-down converter control is realized in which the DC voltage Vdc is controlled at a constant value to a voltage lower than the AC amplitude voltage value of the commercial power supply 1 determined by the set voltage VdcIN. .

但し、例えば制御部３００の制御応答性の遅れ等の現象で、破線Ｂで示す電流の流れでリアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れでリアクタ１１に磁気的エネルギーが貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、制御部３００は、電流センサ１０で検知された商用電源１からの出力電流Ｉｒがほぼゼロである場合に上記の同期整流信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことはリアクタ１１の電流がほぼゼロであれば同期整流信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルにすることを意味する。図１５Ａにおいて信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子３０９は図７Ｂに示す逆導通モードである。これにより、図１５Ａに示す破線Ｂの流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。   However, even if the release of the magnetic energy stored in the reactor 11 by the current flow indicated by the broken line B is completed due to a phenomenon such as a delay in control response of the control unit 300, for example, the current indicated by the broken line A immediately The magnetic energy may not be stored in the reactor 11 due to the flow of In this case, the current flowing through the reactor 11 flows in the opposite direction to the current flow indicated by the broken line B. As a result, the smoothing capacitor 14 starts to change from charge charge to charge discharge. In order to prevent this phenomenon, when the output current Ir from the commercial power source 1 detected by the current sensor 10 is substantially zero, the control unit 300 changes the synchronous rectification signal PWMX to a low level signal and outputs it. To do. This means that the synchronous rectification signal PWMX is set to a low level if the current of the reactor 11 is substantially zero. In FIG. 15A, if the signal PWMX is at a low level, the switch element 309 is in the reverse conduction mode shown in FIG. 7B. Thereby, the charge discharge phenomenon of the smoothing capacitor 14 due to the current flowing in the direction opposite to the flow of the broken line B shown in FIG. 15A can be prevented.

以上の説明のように制御部３００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を降圧コンバータとして安定に動作させることができる。   As described above, the control unit 300 can stably operate the AC / DC converter unit 345 as a step-down converter.

図１５Ｂは、商用電源１の極性が負で降圧コンバータ動作時の説明図である。   FIG. 15B is an explanatory diagram when the commercial power supply 1 has a negative polarity and the step-down converter operates.

制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３０８に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３０９に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４と３０５と３０６と３０７と３１２と３１３の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。   The controller 300 supplies a signal PWM to the switch element 308 and a signal PWMX to the switch element 309 as shown in the figure. In addition, the control unit 300 supplies a high or low level signal to the gate terminals of the switch elements 304, 305, 306, 307, 312 and 313 as shown in the figure.

図１５Ｂに示す破線Ａは、図１５Ａに示す破線Ａに対して、スイッチ素子３０４、３０５、３０６及び３０７の電流の流れが、交流電源である商用電源１の極性の正負の違いを吸収するために変更されている点だけが異なる。故に、この降圧コンバータ動作の説明は省略する。   The broken line A shown in FIG. 15B is different from the broken line A shown in FIG. 15A in that the current flow of the switch elements 304, 305, 306, and 307 absorbs the positive / negative difference in the polarity of the commercial power supply 1 that is an AC power supply. The only difference is that it has been changed to. Therefore, description of this step-down converter operation is omitted.

図１５Ｃは、商用電源１の極性が正の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３１２に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３１３に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０５、３０６、３０７、３０８及び３０９の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。   FIG. 15C is an explanatory diagram during operation of the boost converter when the polarity of the commercial power source 1 is positive. The controller 300 supplies a signal PWM to the switch element 312 and a signal PWMX to the switch element 313 as shown in the figure. In addition, the control unit 300 supplies a high or low level signal to each gate terminal of the switch elements 304, 305, 306, 307, 308, and 309 as illustrated.

図１５Ｃに示す破線Ａは、信号ＰＷＭがＨｉｇｈレベルであり、信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルである時の電流の流れを示す。この場合、図７Ａ及び図７Ｂで説明したように、スイッチ素子３１２が通電モードであり、スイッチ素子３１３が逆導通モードである。よって、破線Ａで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子からスイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１２及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。破線Ａで示す電流の流れによって、リアクタ１１には磁気的エネルギーが貯えられる。   A broken line A shown in FIG. 15C indicates a current flow when the signal PWM is at a high level and the signal PWMX is at a low level. In this case, as described in FIGS. 7A and 7B, the switch element 312 is in the energization mode and the switch element 313 is in the reverse conduction mode. Therefore, the current indicated by the broken line A is connected to the commercial power supply 1 through the switch element 304, the switch element 308, the reactor 11, the switch element 312 and the switch element 307 in this order from the output terminal where the polarity of the commercial power supply 1 is positive. Flows to the negative output terminal. Magnetic energy is stored in the reactor 11 by the flow of current indicated by the broken line A.

信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ素子３１３が通電モードであり、スイッチ素子３１２が逆導通モードである。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、破線Ｂで示す電流は、商用電源１の極性が正の出力端子から、スイッチ素子３０４、スイッチ素子３０８、リアクタ１１、スイッチ素子３１３、平滑コンデンサ１４及びスイッチ素子３０７をこの順で経由して、商用電源１の負の出力端子へ流れる。破線Ｂで示す電流の流れによって、リアクタ１１の磁気的エネルギーが放出されることで、平滑コンデンサ１４に電荷が充電される。これにより、直流電圧Ｖｄｃを商用電源１の交流振幅電圧より高い電圧に昇圧することが可能である。   When the signal PWM is at the low level and the signal PWMX is at the high level, the switch element 313 is in the energization mode and the switch element 312 is in the reverse conduction mode. A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, the current indicated by the broken line B passes through the switch element 304, the switch element 308, the reactor 11, the switch element 313, the smoothing capacitor 14, and the switch element 307 in this order from the output terminal where the polarity of the commercial power source 1 is positive. And flows to the negative output terminal of the commercial power source 1. The smoothing capacitor 14 is charged by releasing the magnetic energy of the reactor 11 by the current flow indicated by the broken line B. As a result, the DC voltage Vdc can be boosted to a voltage higher than the AC amplitude voltage of the commercial power source 1.

制御部３００による一般的な制御状態では、リアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーと放出される磁気的エネルギーとが等しくなるように制御が行われる。よって、直流電圧Ｖｄｃが設定電圧ＶｄｃＩＮで決められた商用電源１の交流振幅電圧値より高い電圧に定値制御される昇圧コンバータ制御が実現される。   In a general control state by the control unit 300, control is performed so that the magnetic energy stored in the reactor 11 is equal to the released magnetic energy. Therefore, step-up converter control is realized in which DC voltage Vdc is constant-value controlled to a voltage higher than the AC amplitude voltage value of commercial power supply 1 determined by setting voltage VdcIN.

但し、例えば直流電圧Ｖｄｃの負荷が軽い場合等で、破線Ｂで示す電流の流れによりリアクタ１１に貯えられた磁気的エネルギーの放出が完了し終えても、すぐに破線Ａで示す電流の流れによりリアクタ１１に磁気的エネルギーを貯えられない場合が発生する可能性がある。この場合、リアクタ１１に流れる電流は、破線Ｂで示す電流の流れとは逆に流れる。これにより、平滑コンデンサ１４は電荷充電から電荷放電の状態に変化し始める。この現象を防止するために、制御部３００は、電流センサ１０で検知された商用電源１からの出力電流Ｉｒがほぼゼロである場合に信号ＰＷＭＸをＬｏｗレベルの信号に変えて出力する。このことは、リアクタ１１の電流がほぼゼロになった時点で、信号ＰＷＭＸをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変えることを意味する。図１５Ｃで信号ＰＷＭＸがＬｏｗレベルであれば、スイッチ素子３１３は図７Ｂの逆導通モードである。よって、図１５Ｃの破線Ｂで示す流れと逆方向に電流が流れることによる平滑コンデンサ１４の電荷放電現象を防ぐことができる。   However, for example, when the load of the DC voltage Vdc is light, even if the release of the magnetic energy stored in the reactor 11 is completed by the flow of current indicated by the broken line B, the current flow indicated by the broken line A immediately There is a possibility that the magnetic energy cannot be stored in the reactor 11. In this case, the current flowing through the reactor 11 flows in the opposite direction to the current flow indicated by the broken line B. As a result, the smoothing capacitor 14 starts to change from charge charge to charge discharge. In order to prevent this phenomenon, when the output current Ir from the commercial power source 1 detected by the current sensor 10 is substantially zero, the control unit 300 changes the signal PWMX to a low level signal and outputs it. This means that the signal PWMX is changed from the High level to the Low level when the current of the reactor 11 becomes almost zero. If the signal PWMX is at a low level in FIG. 15C, the switch element 313 is in the reverse conduction mode of FIG. 7B. Therefore, the charge discharge phenomenon of the smoothing capacitor 14 due to the current flowing in the direction opposite to the flow indicated by the broken line B in FIG. 15C can be prevented.

以上の説明のように制御部３００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を昇圧コンバータとして安定に動作させることができる。   As described above, the control unit 300 can stably operate the AC / DC converter unit 345 as a boost converter.

図１５Ｄは、商用電源１の極性が負の場合の昇圧コンバータ動作時の説明図である。   FIG. 15D is an explanatory diagram during operation of the boost converter when the polarity of the commercial power source 1 is negative.

制御部３００は、図示されているように、スイッチ素子３１２に信号ＰＷＭを、スイッチ素子３１３に信号ＰＷＭＸを供給する。また、制御部３００は、スイッチ素子３０４、３０５、３０６、３０７、３０８及び３０９の各ゲート端子に、図示されているようにＨｉｇｈ又はＬｏｗレベルの信号を供給する。   The controller 300 supplies a signal PWM to the switch element 312 and a signal PWMX to the switch element 313 as shown in the figure. In addition, the control unit 300 supplies a high or low level signal to each gate terminal of the switch elements 304, 305, 306, 307, 308, and 309 as illustrated.

図１５Ｄに示す破線Ａは、図１５Ｃに示す破線Ａに対して、スイッチ素子３０４、３０５、３０６及び３０７の電流の流れが、交流電源である商用電源１の極性の正負の違いを吸収するために変更されている点だけが異なる。故に、この場合の昇圧コンバータ動作の説明は省略する。   The broken line A shown in FIG. 15D is different from the broken line A shown in FIG. 15C in that the current flow of the switch elements 304, 305, 306, and 307 absorbs the positive / negative difference in the polarity of the commercial power supply 1 that is an AC power supply. The only difference is that it has been changed to. Therefore, the description of the boost converter operation in this case is omitted.

図１４に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータと同様に、リアクタ１１の磁気的エネルギー放出時の還流電流を流すためのダイオードを備えないとともに、整流ダイオードブリッジを備えない。   The buck-boost PFC converter shown in FIG. 14 does not include a diode for flowing a return current when the magnetic energy is released from the reactor 11 and has a rectifier diode bridge, as in the buck-boost PFC converter according to the first embodiment. I do not prepare.

また、本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を構成する双方向スイッチ素子は、第１の実施形態と同じく、少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びスイッチ素子がターンオフする時のテール電流がほとんど無いことを前提としている。またそのような双方向スイッチ素子として第１の実施形態で説明したＧａＮトランジスタを想定している。従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時のスイッチング損失が非常に小さくなる。また、双方向スイッチ素子のオン抵抗成分も小さいので、導通損失も小さくなる。   Further, the bidirectional switch element constituting the AC / DC converter unit 345 according to the present embodiment has no minority carrier accumulation effect as in the first embodiment, and the recovery current and the tail current when the switch element is turned off are It is assumed that there is almost no. Further, the GaN transistor described in the first embodiment is assumed as such a bidirectional switch element. Therefore, in the step-up / step-down PFC converter according to this embodiment having the AC / DC converter unit 345, the switching loss during the PWM switching operation is very small. Further, since the on-resistance component of the bidirectional switch element is small, the conduction loss is also small.

以上の説明のように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５を有する本実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータでは、ＰＷＭスイッチング動作時にＳｉ系半導体素子のダイオードによるリカバリー電流によるスイッチング損失成分がほとんど無い。従って、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータではスイッチング周波数を上げてもスイッチング損失による大幅な消費電力の増加はない。これにより、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、スイッチング周波数を上げて昇圧用コイルのインダクタを小さくすることでリアクタを小型化できる。   As described above, the buck-boost PFC converter according to the present embodiment having the AC / DC converter unit 345 has almost no switching loss component due to the recovery current due to the diode of the Si-based semiconductor element during the PWM switching operation. Therefore, in the buck-boost PFC converter, even if the switching frequency is increased, there is no significant increase in power consumption due to switching loss. As a result, the step-up / step-down PFC converter can downsize the reactor by increasing the switching frequency and reducing the inductor of the boosting coil.

また、本発明の昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ダイオードを備えない構成である。これにより、整流ダイオードブリッジと還流ダイオードとでのダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。また、スイッチング損失削減による消費電力削減効果と、このダイオードの順方向電圧ＶＦでの消費電力の削減と、ＧａＮトランジスタのオン抵抗が小さいことによる導通損失削減効果との３つの効果により、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現できる。   In addition, the step-up / step-down PFC converter of the present invention is configured not to include a diode. As a result, it is possible to eliminate power consumption due to a voltage drop of the diode forward voltage VF between the rectifier diode bridge and the return diode. In addition, the power consumption is reduced by switching loss reduction, the power consumption is reduced at the forward voltage VF of the diode, and the conduction loss reduction effect due to the small on-resistance of the GaN transistor is effective. A buck-boost PFC converter can be realized.

そして上記の効率の向上により、ヒートシンク等の放熱設計部品が小さくできる。これにより、前述のリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータを実現できる。   And the improvement of said efficiency can make small heat radiation design parts, such as a heat sink. As a result, a step-down / step-up PFC converter that is further downsized, including the above-described downsizing of the reactor, can be realized.

なお、本発明の第２の実施形態の変形として、図１６に示すように、リアクタ１１の配置を変えた構成が考えられる。図１６に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部３４６では、リアクタ１１とＰＦＣ制御に用いる電流センサ１０は、双方向スイッチ素子３０８と３０９との接続点と、双方向スイッチ素子３１２と３１３との接続点との間に配置されるのでなく、双方向スイッチ素子３０９のソース端子と３１２のソース端子との間に配置される。   As a modification of the second embodiment of the present invention, a configuration in which the arrangement of the reactor 11 is changed as shown in FIG. 16 can be considered. In the AC / DC converter unit 346 shown in FIG. 16, the current sensor 10 used for the reactor 11 and PFC control includes a connection point between the bidirectional switch elements 308 and 309 and a connection point between the bidirectional switch elements 312 and 313. Rather than being arranged between, the source terminal of the bidirectional switch element 309 and the source terminal of the 312 are arranged.

具体的には、リアクタ１１は、第１ノードＮ１と第４ノードＮ４（ＧＮＤ）との間に接続されている。スイッチ素子３１２（第７スイッチ素子）は、第４ノードＮ４にソース端子が接続され、第３ノードＮ３にドレイン端子が接続されている。スイッチ素子３１３（第８スイッチ素子）は、第３ノードＮ３にソース端子が接続され、出力端子Ｔ３にドレイン端子が接続されている。   Specifically, the reactor 11 is connected between the first node N1 and the fourth node N4 (GND). The switch element 312 (seventh switch element) has a source terminal connected to the fourth node N4 and a drain terminal connected to the third node N3. The switch element 313 (eighth switch element) has a source terminal connected to the third node N3 and a drain terminal connected to the output terminal T3.

このような配置においても、降圧コンバータ動作時のスイッチ素子３０８のリアクタ１１に対する電流遮断機能及び昇圧コンバータ動作時のスイッチ素子３１２のリアクタ１１に対する電流遮断機能は図１４でのリアクタ１１の配置の場合と変わらない。結果として、いくつかの回路接点でのスイッチング電圧波形は異なるが、商用電源１の交流電源から直流電圧Ｖｄｃに対するＡＣ／ＤＣコンバータ動作は同じになる。   Even in such an arrangement, the current interruption function for the reactor 11 of the switch element 308 during the operation of the step-down converter and the current interruption function for the reactor 11 of the switch element 312 during the operation of the step-up converter are the same as the case of the arrangement of the reactor 11 in FIG. does not change. As a result, although the switching voltage waveforms at some circuit contacts are different, the AC / DC converter operation from the AC power supply of the commercial power supply 1 to the DC voltage Vdc is the same.

（まとめ）
以上、図面を用いて説明したように、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータで用いられるスイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを持ち、ソース端子電圧を基準としたゲート端子電圧の電圧であるゲート／ソース間電圧が、ある閾値電圧より高い場合に、ドレイン端子とソース端子間の電圧差の極性に応じてドレイン端子からソース端子へ又はソース端子からドレイン端子へ電流を流すことができるＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有し、且つゲート／ソース間電圧が閾値電圧以下の場合にはドレインからソースへの電流は遮断するが、ドレイン端子電圧を基準にしたゲート端子電圧が閾値電圧以上になるとソース端子からドレイン端子に電流を流すことができる逆導通特性を有する。(Summary)
As described above with reference to the drawings, the switching element used in the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention includes a gate terminal for current control and a drain terminal for flowing this current in and out. When the gate / source voltage, which is the voltage of the gate terminal voltage with reference to the source terminal voltage, is higher than a certain threshold voltage, depending on the polarity of the voltage difference between the drain terminal and the source terminal FET characteristics and reverse FET characteristics that allow current to flow from the drain terminal to the source terminal or from the source terminal to the drain terminal, and when the gate-source voltage is below the threshold voltage, the current from the drain to the source is Shuts down, but when the gate terminal voltage with respect to the drain terminal voltage becomes equal to or higher than the threshold voltage, current flows from the source terminal to the drain terminal. Having reverse conducting properties as possible.

また、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータは、このスイッチ素子で構成される、整流用ブリッジを兼用する図５或いは図１３に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５或いは２４６、又は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５或いは２４６と同じようにリアクタ１１の電流制御をする類似形のＡＣ／ＤＣコンバータ部を有する。   In addition, the step-up / step-down PFC converter according to the first embodiment of the present invention includes the AC / DC converter unit 245 or 246 shown in FIG. 5 or FIG. Similar to the AC / DC converter unit 245 or 246, it has a similar AC / DC converter unit that controls the current of the reactor 11.

また、上記スイッチ素子は少数キャリア蓄積効果がなく、リカバリー電流及びターンオフ時のテール電流がほとんどないものとする。   The switch element has no minority carrier accumulation effect and has almost no recovery current and no tail current at turn-off.

また、双方向スイッチ素子は、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、当該半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備えることを特徴としたものであっても良い。双方向スイッチ素子は、一般的に窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタとして知られていて、ＧａＮトランジスタと呼ばれている。   Further, the bidirectional switch element includes a semiconductor stacked body formed of a nitride semiconductor formed on a semiconductor substrate, and a drain terminal and a source terminal formed on the semiconductor stacked body at intervals from each other, A gate terminal formed between the drain terminal and the source terminal may be provided. The bidirectional switch element is generally known as a heterojunction field effect transistor using a gallium nitride semiconductor, and is called a GaN transistor.

ＧａＮトランジスタは、上記のゲート／ソース間電圧がある閾値電圧より高い場合のＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性を有し、且つゲート／ソース間電圧が閾値電圧以下の場合の逆導通特性を有する、前述で説明した双方向スイッチ素子であり、且つ高耐圧特性を有する双方向スイッチ素子であり、且つＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性において非常に低いオン抵抗値を有するＦＥＴトランジスタでもある。また、ＧａＮトランジスタは、シリコン系半導体素子のような少数キャリア蓄積効果がなくリカバリー電流によるスイッチング損失増大の影響もほとんど無い。   The GaN transistor has FET characteristics and reverse FET characteristics when the gate-source voltage is higher than a threshold voltage, and has reverse conduction characteristics when the gate-source voltage is lower than the threshold voltage. It is the bidirectional switch element described, is a bidirectional switch element having a high withstand voltage characteristic, and is also an FET transistor having a very low on-resistance value in FET characteristics and reverse FET characteristics. In addition, the GaN transistor does not have a minority carrier accumulation effect unlike a silicon-based semiconductor element, and has almost no influence of an increase in switching loss due to a recovery current.

従って、上述したＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５及び２４６では、上述の課題であるダイオードが無く、ダイオードの代わりを双方向スイッチ素子が担うため、スイッチ素子がダイオードのリカバリー電流を駆動することによるスイッチ素子のスイッチング損失分がなくなる。その結果、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング周波数を上げた場合でも、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング動作による消費電力を小さくできる。   Accordingly, in the above-described AC / DC converter units 245 and 246, since the diode which is the above-described problem does not exist, and the bidirectional switch element takes the place of the diode, the switching element is driven by driving the recovery current of the diode. There is no switching loss. As a result, even when the PWM switching frequency of the step-up / step-down PFC converter is increased, the power consumption by the PWM switching operation of the step-up / step-down PFC converter can be reduced.

また、ダイオードが無いので、整流ダイオードブリッジ及び還流電流用ダイオードにおける、ダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。この２つの消費電力の削減効果で、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   Further, since there is no diode, power consumption due to a voltage drop of the diode forward voltage VF in the rectifier diode bridge and the freewheeling diode can be eliminated. Due to the two power consumption reduction effects, an efficient buck-boost PFC converter can be realized.

その上、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５及び２４６において、２個の双方向スイッチ素子２０６と２個の２つゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８及び２０９とで構成された第１スイッチ素子群が、比較例の降圧チョッパ用の半導体スイッチ素子８と還流電流用のダイオード９の代わりも担う。そのために、パワー半導体素子である半導体スイッチ素子８及びダイオード９を削減させた分だけヒートシンク等の放熱設計部品が小さくできる。これにより、前述のＰＷＭスイッチング周波数を上げることによるリアクタのインダクタを小さくすることによるリアクタの小型化も含めて、より小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   In addition, in the AC / DC converter units 245 and 246, a first switch element group composed of two bidirectional switch elements 206 and two bidirectional switch elements 208 and 209 having two gate terminals, It also serves as a substitute for the semiconductor switch element 8 for the step-down chopper and the diode 9 for the return current of the comparative example. Therefore, heat radiation design components such as a heat sink can be reduced by the amount of reduction of the semiconductor switch element 8 and the diode 9 which are power semiconductor elements. As a result, it is possible to realize a further downsized step-up / down type PFC converter, including downsizing of the reactor by reducing the inductor of the reactor by increasing the PWM switching frequency.

また、前述の目的を達成するための本発明に係る第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータで用いられる双方向スイッチ素子は、電流制御をするゲート端子と、この電流を流出入するためのドレイン端子及びソース端子とを持ち、上記ＦＥＴ特性及び逆ＦＥＴ特性と、上記逆導通特性とを有する。   In addition, a bidirectional switch element used in the step-up / step-down PFC converter according to the second embodiment of the present invention for achieving the above-described object includes a gate terminal for current control and a current terminal for flowing in and out of the current. It has a drain terminal and a source terminal, and has the FET characteristics and reverse FET characteristics, and the reverse conduction characteristics.

また、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータは、このスイッチ素子で構成される、整流用ブリッジを兼用する図１４或いは図１６に示すＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５或いは３４６、又は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５或いは３４６と同じ電流制御をする類似形のＡＣ／ＤＣコンバータ部を有する。   In addition, the step-up / step-down PFC converter according to the second embodiment of the present invention includes an AC / DC converter unit 345 or 346 shown in FIG. 14 or FIG. The AC / DC converter unit 345 or 346 has a similar AC / DC converter unit that performs the same current control.

また、上記スイッチ素子は少数キャリア効果がなく、リカバリー電流及びターンオフ時のテール電流もほとんどないものとする。   Further, the switching element has no minority carrier effect, and has almost no recovery current and no tail current at turn-off.

また、双方向スイッチ素子は、前記で説明した、半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン端子及びソース端子と、前記ドレイン端子とソース端子との間に形成されたゲート端子とを備える、窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタとして知られているＧａＮトランジスタであっても良い。   In addition, the bidirectional switch element includes the semiconductor stacked body formed of the nitride semiconductor formed on the semiconductor substrate and the drain terminals formed on the semiconductor stacked body at intervals from each other as described above. And a GaN transistor known as a heterojunction field effect transistor using a gallium nitride semiconductor, which includes a source terminal and a gate terminal formed between the drain terminal and the source terminal.

このＧａＮトランジスタは、上記説明の双方向スイッチ素子であり、また、シリコン系半導体素子のような少数キャリア蓄積効果がなくリカバリー電流によるスイッチング損失増大の影響もほとんど無いものである。   This GaN transistor is the bidirectional switch element described above, and has no minority carrier accumulation effect unlike the silicon-based semiconductor element and is hardly affected by an increase in switching loss due to a recovery current.

従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ部３４５及び３４６では、上述の課題であるダイオードは無く、ダイオードの代わりを双方向スイッチ素子が担うため、スイッチ素子がダイオードのリカバリー電流を駆動することによるスイッチ素子のスイッチング損失分がなくなる。その結果、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング周波数を上げた場合でも、昇降圧型ＰＦＣコンバータのＰＷＭスイッチング動作による消費電力は小さくできる。   Therefore, in the AC / DC converter units 345 and 346, there is no diode, which is the above-mentioned problem, and the bidirectional switching element takes the place of the diode. Therefore, the switching loss of the switching element due to the switching element driving the diode recovery current. You run out of minutes. As a result, even when the PWM switching frequency of the buck-boost PFC converter is increased, the power consumption by the PWM switching operation of the buck-boost PFC converter can be reduced.

また、ダイオードが無いので、整流ダイオードブリッジ及び還流ダイオードにおけるダイオード順方向電圧ＶＦの電圧降下による消費電力を無くすことができる。この２つの消費電力の削減で、効率の良い昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   Further, since there is no diode, power consumption due to a voltage drop of the diode forward voltage VF in the rectifier diode bridge and the freewheeling diode can be eliminated. By reducing these two power consumptions, an efficient buck-boost PFC converter can be realized.

その上、前述のＰＷＭスイッチング周波数を上げることで、リアクタのインダクタを小さくできるのでリアクタを小型化した昇降圧型ＰＦＣコンバータが実現できる。   In addition, since the inductor of the reactor can be reduced by increasing the PWM switching frequency described above, a step-up / step-down PFC converter with a smaller reactor can be realized.

また、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータを、モータを駆動するインバータに用いることで、インバータのスイッチング損失を減らし、且つモータの鉄損を減らすことができ、且つ高入力力率で高効率のインバータ装置が実現できる。   In addition, by using the buck-boost AC / DC converter of the present invention for an inverter that drives a motor, switching loss of the inverter can be reduced, iron loss of the motor can be reduced, and a high input power factor and high efficiency can be achieved. An inverter device can be realized.

以上、本発明の実施形態に係る昇降圧型ＰＦＣコンバータについて説明したが、本発明は、この実施形態に限定されるものではない。   The step-up / step-down PFC converter according to the embodiment of the present invention has been described above, but the present invention is not limited to this embodiment.

また、上記実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータに含まれる各処理部は典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。   Each processing unit included in the step-up / step-down PFC converter according to the above embodiment is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.

また、集積回路化はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又はＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。   Further, the circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.

また、本発明の実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータの機能の一部を、ＣＰＵ等のプロセッサがプログラムを実行することにより実現してもよい。   Further, a part of the function of the step-up / step-down PFC converter according to the embodiment of the present invention may be realized by a processor such as a CPU executing a program.

さらに、本発明は上記プログラムであってもよいし、上記プログラムが記録された非一時的なコンピュータ読み取り可能な記録媒体であってもよい。また、上記プログラムは、インターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。   Furthermore, the present invention may be the above program or a non-transitory computer-readable recording medium on which the above program is recorded. Needless to say, the program can be distributed via a transmission medium such as the Internet.

また、上記断面図等において、各構成要素の角部及び辺を直線的に記載しているが、製造上の理由により、角部及び辺が丸みをおびたものも本発明に含まれる。   Moreover, although the corner | angular part and edge | side of each component are described linearly in the said sectional drawing etc., what rounded the corner | angular part and edge | side is also included in this invention for the reason on manufacture.

また、上記第１及び第２の実施形態に係る、昇降圧型ＰＦＣコンバータ、及びそれらの変形例の機能又は構成のうち少なくとも一部を組み合わせてもよい。   Moreover, you may combine at least one part among the functions or structures of the step-up / step-down PFC converters and modifications thereof according to the first and second embodiments.

また、上記で用いた数字は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。さらに、ハイ／ローにより表される論理レベル又はオン／オフにより表されるスイッチング状態は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベル又はスイッチング状態の異なる組み合わせにより、同等な結果を得ることも可能である。さらに、上で示した論理回路の構成は本発明を具体的に説明するために例示するものであり、異なる構成の論理回路により同等の入出力関係を実現することも可能である。また、上記で示した各構成要素の材料は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された材料に制限されない。また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。   Moreover, all the numbers used above are illustrated for specifically explaining the present invention, and the present invention is not limited to the illustrated numbers. Furthermore, the logic levels represented by high / low or the switching states represented by on / off are illustrative for the purpose of illustrating the present invention, and different combinations of the illustrated logic levels or switching states. Therefore, it is possible to obtain an equivalent result. Furthermore, the configuration of the logic circuit shown above is exemplified for specifically explaining the present invention, and an equivalent input / output relationship can be realized by a logic circuit having a different configuration. Further, the materials of the constituent elements shown above are all exemplified for specifically explaining the present invention, and the present invention is not limited to the exemplified materials. In addition, the connection relationship between the components is exemplified for specifically explaining the present invention, and the connection relationship for realizing the function of the present invention is not limited to this.

また、上記回路図に示す回路構成は、一例であり、本発明は上記回路構成に限定されない。つまり、上記回路構成と同様に、本発明の特徴的な機能を実現できる回路も本発明に含まれる。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列又は並列に、スイッチ素子（トランジスタ）、抵抗素子、又は容量素子等の素子を接続したものも本発明に含まれる。言い換えると、上記実施形態における「接続される」とは、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合も含む。   The circuit configuration shown in the circuit diagram is an example, and the present invention is not limited to the circuit configuration. That is, like the above circuit configuration, a circuit that can realize a characteristic function of the present invention is also included in the present invention. For example, the present invention includes an element in which a switch element (transistor), a resistor element, a capacitor element, or the like is connected in series or in parallel to a certain element within a range in which a function similar to the above circuit configuration can be realized. It is. In other words, “connected” in the above-described embodiment is not limited to the case where two terminals (nodes) are directly connected, and the two terminals (nodes) can be realized within a range in which a similar function can be realized. ) Is connected via an element.

更に、本発明の主旨を逸脱しない限り、本実施形態に対して当業者が思いつく範囲内の変更を施した各種変形例も本発明に含まれる。   Furthermore, various modifications in which the present embodiment is modified within the scope conceived by those skilled in the art are also included in the present invention without departing from the gist of the present invention.

本発明は、昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに適用でき、特に、高入力力率で高効率の昇降圧型ＰＦＣコンバータに有用である。また、本発明は、昇降圧型ＰＦＣコンバータを用いる、モータを駆動するインバータにも有用である。   The present invention can be applied to a buck-boost AC / DC converter, and is particularly useful for a buck-boost PFC converter having a high input power factor and high efficiency. The present invention is also useful for an inverter that uses a buck-boost PFC converter and drives a motor.

１ 商用電源
６、７、１５、１６ 分圧抵抗
８、１２ スイッチ素子
９、１３ ダイオード
１０ 電流センサ
１１ リアクタ
１４ 平滑コンデンサ
１８ インバータ
３１ ブラシレスモータ
４２ 電源
４１ プリドライブ回路
４３ 制御回路
１００、２００、３００ 制御部
１０１ 第１エラーアンプ
１０２ 乗算回路
１０３ アンプ
１０４ 第２エラーアンプ
１０５ 三角波発生回路
１０６ ＰＷＭコンパレータ
１０７ 第１コンパレータ
１０８、１０８ａ ドライブロジック回路
１１６ 差動アンプ
１１７ 絶対値回路
１１８ 第２コンパレータ
２０６、２０７、２０８、２０８ａ、２０８ｂ、２０９、２０９ａ、２０９ｂ、２１２、２１３、３０４、３０５、３０６、３０７、３０８、３０９、３１２、３１３ スイッチ素子
２４５、２４６、３４５、３４６ ＡＣ／ＤＣコンバータ部
４０１、４１１ シリコン基板
４０２、４１２ バッファ層
４０３、４１３ 半導体積層体
４０４、４１４ アンドープの窒化ガリウム層
４０５、４１５ ｎ型の窒化アルミニウムガリウム層
４０６ａ ソース端子用オーミック電極
４０６ｂ ドレイン端子用オーミック電極
４０７、４１７ 保護膜
４０８ ゲート電極
４０９ コントロール層
４１０、４２０ 配線
４１６ａ 第１ソース端子用オーミック電極
４１６ｂ 第２ソース端子用オーミック電極
４１８ａ 第１ゲート電極
４１８ｂ 第２ゲート電極
４１９ａ 第１コントロール層
４１９ｂ 第２コントロール層
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＤＲ 方向信号
Ｉｒ 出力電流
ＰＮ 極性信号
ＰＷＭ 信号
ＰＷＭＸ 信号
Ｖ０ 交流電圧信号
Ｖ１ 全波整流信号
Ｖｄｃ 直流電圧
ＶｄｃＩＮ 設定電圧
ＶＥ１ エラー信号
ＶＥ２ 電流制御信号
ＶＥ３ ＰＦＣエラー信号
ＶＩＲ 電圧信号
Ｖｒ 全波整流電圧
Ｖｓａｗ 三角波信号DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial power supply 6, 7, 15, 16 Voltage dividing resistor 8, 12 Switch element 9, 13 Diode 10 Current sensor 11 Reactor 14 Smoothing capacitor 18 Inverter 31 Brushless motor 42 Power supply 41 Pre-drive circuit 43 Control circuit 100, 200, 300 Control Unit 101 First error amplifier 102 Multiplication circuit 103 Amplifier 104 Second error amplifier 105 Triangular wave generation circuit 106 PWM comparator 107 First comparator 108, 108a Drive logic circuit 116 Differential amplifier 117 Absolute value circuit 118 Second comparator 206, 207, 208 208a, 208b, 209, 209a, 209b, 212, 213, 304, 305, 306, 307, 308, 309, 312, 313 switch elements 245, 246, 345, 46 AC / DC converter 401, 411 Silicon substrate 402, 412 Buffer layer 403, 413 Semiconductor stack 404, 414 Undoped gallium nitride layer 405, 415 n-type aluminum gallium nitride layer 406a Ohmic electrode for source terminal 406b For drain terminal Ohmic electrode 407, 417 Protective film 408 Gate electrode 409 Control layer 410, 420 Wiring 416a Ohm electrode for first source terminal 416b Ohm electrode for second source terminal 418a First gate electrode 418b Second gate electrode 419a First control layer 419b First 2 Control layer D1, D2, D3, D4 Diode DR Direction signal Ir Output current PN Polarity signal PWM signal PWMX signal V0 AC voltage signal V1 Full wave rectified signal Vd DC voltage VdcIN set voltage VE1 error signal VE2 current control signal VE3 PFC error signal VIR voltage signal Vr full wave rectified voltage Vsaw triangular wave signal

図５に示す昇降圧型ＰＦＣコンバータは、本発明の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータに相当し、交流信号を直流信号（直流電圧Ｖｄｃ）に変換するとともに、直流信号の電圧値を一定に制御する。この昇降圧型ＰＦＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部２４５と、制御部２００とを備える。また、当該昇降圧型ＰＦＣコンバータは、交流信号が入力される第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２と、直流電圧Ｖｄｃを出力するための出力端子Ｔ３とを備える。 The step-up / step-down PFC converter shown in FIG. 5 corresponds to the step-up / step-down AC / DC converter of the present invention, converts an AC signal into a DC signal (DC voltage Vdc), and controls the voltage value of the DC signal to be constant. This step-up / step-down PFC converter includes an AC / DC converter unit 245 and a control unit 200. The step-up / step-down PFC converter includes a first input terminal T1 and a second input terminal T2 to which an AC signal is input, and an output terminal T3 for outputting a DC voltage Vdc.

スイッチ素子２０９は、ドレイン端子同士が直列接続されているとともに、第２入力端子Ｔ２と第２ノードとの間に接続されているスイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂ（第５及び第６スイッチ素子）を含む。つまり、スイッチ素子２０９ａのソース端子は第２入力端子Ｔ２に接続されている。スイッチ素子２０９ｂのソース端子は第２ノードに接続されている。なお、スイッチ素子２０９ａ及び２０９ｂは、ソース端子同士が直列接続されていてもよい。 Switching element 209, together with each other and drain terminals are connected in series, the second switching element 209a is connected between the input terminal T 2 and the second node and 209b (the fifth and sixth switch elements) . That is, the source terminal of the switching element 209a is connected to the second input terminal T 2. The source terminal of the switch element 209b is connected to the second node. The switch elements 209a and 209b may have source terminals connected in series.

これらのスイッチ素子２０６〜２０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に接続されており、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。 These switch elements 206 to 209 correspond to the first switch element group of the present invention. The first switching element group is connected to the first input terminal T1 and the second input terminal T2, all by an AC signal inputted to the first input terminal T1 and the second input terminal T2 to a full-wave rectifier It is used to perform a full-wave rectification operation for generating a wave rectification signal and a step-down operation.

制御部２００は、上記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭを用いた降圧動作及び昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御する。また、制御部２００は、交流信号の極性に応じて、第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる。 The control unit 200 controls the DC voltage Vdc to be constant by selectively causing one of the first and second switch element groups to perform either a step-down operation using PWM or a step-up operation. The control unit 200 performs full-wave rectification operation on the first switch element group by switching the gate-source voltage supplied to the switch elements included in the first switch element group according to the polarity of the AC signal. Let it be done.

また、第１入力端子Ｔ１の電圧が正であり、第２入力端子Ｔ２の電圧が負（以下、「商用電源１の極性が正」と記す）である場合、制御部２００は、スイッチ素子２０６をオフし、スイッチ素子２０８ａ、２０７及び２０９ｂをオンし、スイッチ素子２０８ｂ及び２０９ａに上記スイッチング制御を行う。 Further, the voltage of the first input terminal T1 is positive, the voltage of the second input terminal T 2 a negative if it is (hereinafter, referred to as "polarity of the commercial power supply 1 is positive"), the control unit 200, the switch element 206 is turned off, the switch elements 208a, 207 and 209b are turned on, and the switching control is performed on the switch elements 208b and 209a.

一方、第１入力端子Ｔ１の電圧が負であり、第２入力端子Ｔ２の電圧が正（以下、「商用電源１の極性が負」と記す）である場合、つまり、場合、制御部２００は、スイッチ素子２０７をオフし、スイッチ素子２０６、２０８ｂ及び２０９ａをオンし、スイッチ素子２０８ａ及び２０９ｂに上記スイッチング制御を行う。 On the other hand, a negative voltage of the first input terminal T1, the voltage of the second input terminal T 2 is positive if it is (hereinafter, "the polarity of the commercial power supply 1 is negative" hereinafter), that is, when the control unit 200 Turns off the switch element 207, turns on the switch elements 206, 208b and 209a, and performs the switching control on the switch elements 208a and 209b.

一方、信号ＰＷＭがＬｏｗレベルであり、かつ信号ＰＷＭＸがＨｉｇｈレベルの場合、スイッチ素子２０９が通電モードであり、スイッチ素子２０８が逆導通モード２である。破線Ｂは、この場合の電流の流れを示す。この場合、スイッチ素子２０８が逆導通モード２であるために商用電源１からリアクタ１１には磁気的なエネルギーは貯えられない。逆にリアクタ１１で磁気的なエネルギーの放出が始まり破線Ｂで示される経路で電流が流れる。つまり、電流は、リアクタ１１、スイッチ素子２１３、平滑コンデンサ１４、スイッチ素子２０７、及びスイッチ素子２０９をこの順で経由してリアクタ１１に戻る。この電流によりリアクタ１１の磁気的エネルギーの放出が行われる。 On the other hand, when the signal PWM is at the low level and the signal PWMX is at the high level, the switch element 209 is in the energization mode and the switch element 208 is in the reverse conduction mode 2 . A broken line B indicates a current flow in this case. In this case, since the switch element 208 is in the reverse conduction mode 2, no magnetic energy is stored in the reactor 11 from the commercial power source 1. On the contrary, the magnetic energy is released in the reactor 11 and a current flows through a path indicated by a broken line B. That is, the current returns to the reactor 11 through the reactor 11, the switch element 213, the smoothing capacitor 14, the switch element 207, and the switch element 209 in this order. The magnetic energy is released from the reactor 11 by this current.

図１２Ａ及び図１２Ｂは、本実施形態に係る昇降圧ＰＦＣコンバータで、２つのゲート端子を持つ双方向スイッチ素子２０８とスイッチ素子２１２とがスイッチング動作する時の駆動電流波形を示す図である。 12A and 12B, in the buck-boost PFC converter according to the present embodiment, the bidirectional switch element 208 and switch element 212 having two gate terminals is a diagram showing a drive current waveform when the switching operation.

これらのスイッチ素子３０４〜３０９は、本発明の第１スイッチ素子群に相当する。この第１スイッチ素子群は、第１入力端子Ｔ１及び第２入力端子Ｔ２に入力された交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うために用いられる。 These switch elements 304 to 309 correspond to the first switch element group of the present invention. The first switch element group performs a full-wave rectification operation for generating a full-wave rectified signal by full-wave rectifying the AC signals input to the first input terminal T1 and the second input terminal T2, and a step-down operation. Used for.

Claims (14)

交流信号を直流信号に変換するとともに、前記直流信号の電圧値を一定に制御する昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記交流信号が入力される第１及び第２入力端子と、
前記直流信号を出力するための出力端子と、
前記第１及び第２入力端子に接続されており、前記交流信号を全波整流することにより全波整流信号を生成する全波整流動作と、降圧動作とを行うための第１スイッチ素子群と、
前記出力端子に接続されており、昇圧動作を行うための第２スイッチ素子群と、
前記第１スイッチ素子群と前記第２スイッチ素子群との間に接続されているリアクタと、
前記出力端子に接続されている平滑コンデンサと、
前記第１及び第２スイッチ素子群の一方に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いた前記降圧動作及び前記昇圧動作の一方を選択的に行わせることにより、前記直流信号の電圧値を一定に制御する制御部とを備え、
前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子の各々は、
ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子を備え、
前記ソース端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧であるゲート／ソース間電圧が閾値電圧より高い場合に、前記ドレイン端子と前記ソース端子との間の電圧差の極性に応じて前記ドレイン端子から前記ソース端子へ又は前記ソース端子から前記ドレイン端子へ電流を流し、
前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下の場合に、前記ドレイン端子から前記ソース端子への電流を遮断し、
前記ゲート／ソース間電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ前記ドレイン端子の電圧を基準とした前記ゲート端子の電圧が前記閾値電圧以上の場合、前記ソース端子から前記ドレイン端子に電流を流し、
前記制御部は、さらに、前記交流信号の極性に応じて、前記第１スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子に供給するゲート／ソース間電圧を切り替えることにより、前記第１スイッチ素子群に全波整流動作を行わせる
昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。A step-up / step-down AC / DC converter that converts an AC signal into a DC signal and controls the voltage value of the DC signal to be constant,
First and second input terminals to which the AC signal is input;
An output terminal for outputting the DC signal;
A first switch element group connected to the first and second input terminals, for performing a full-wave rectification operation by generating a full-wave rectification signal by full-wave rectifying the AC signal, and a step-down operation; ,
A second switch element group connected to the output terminal for performing a boosting operation;
A reactor connected between the first switch element group and the second switch element group;
A smoothing capacitor connected to the output terminal;
By causing one of the first and second switch element groups to selectively perform one of the step-down operation and the step-up operation using PWM (Pulse Width Modulation), the voltage value of the DC signal is controlled to be constant. And a control unit that
Each of the switch elements included in the first and second switch element groups is:
A gate terminal, a drain terminal and a source terminal;
The drain terminal according to the polarity of the voltage difference between the drain terminal and the source terminal when the gate / source voltage, which is the voltage of the gate terminal with respect to the voltage of the source terminal, is higher than a threshold voltage. Current from the source terminal to the source terminal or from the source terminal to the drain terminal,
When the gate-source voltage is less than or equal to the threshold voltage, the current from the drain terminal to the source terminal is interrupted,
When the gate-source voltage is equal to or lower than the threshold voltage and the voltage of the gate terminal with respect to the voltage of the drain terminal is equal to or higher than the threshold voltage, a current is passed from the source terminal to the drain terminal,
The control unit further performs full-wave rectification on the first switch element group by switching a gate-source voltage supplied to the switch elements included in the first switch element group according to the polarity of the AC signal. A buck-boost AC / DC converter that operates. 前記第１スイッチ素子群は、
前記第１入力端子にドレイン端子が接続され、第１ノードにソース端子が接続されている第１スイッチ素子と、
ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第１入力端子と第２ノードとの間に接続されている第２及び第３スイッチ素子と、
前記第２入力端子にドレイン端子が接続され、前記第１ノードにソース端子が接続されている第４スイッチ素子と、
ソース端子同士又はドレイン端子同士が直列接続されているとともに、前記第２入力端子と前記第２ノードとの間に接続されている第５及び第６スイッチ素子とを含む
請求項１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The first switch element group includes:
A first switch element having a drain terminal connected to the first input terminal and a source terminal connected to a first node;
Source terminals or drain terminals are connected in series, and second and third switch elements connected between the first input terminal and the second node;
A fourth switch element having a drain terminal connected to the second input terminal and a source terminal connected to the first node;
The step-up / step-down type according to claim 1, wherein source terminals or drain terminals are connected in series, and include fifth and sixth switch elements connected between the second input terminal and the second node. AC / DC converter. 前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されており、
前記第５スイッチ素子と前記第６スイッチ素子とはドレイン端子同士が接続されており、当該２つのドレイン端子は共通化されている
請求項２記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The drain terminals of the second switch element and the third switch element are connected to each other, and the two drain terminals are shared.
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 2, wherein drain terminals of the fifth switch element and the sixth switch element are connected to each other, and the two drain terminals are shared. 前記リアクタは、前記第２ノードと第３ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項２又は３記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The reactor is connected between the second node and a third node;
The second switch element group includes:
A seventh switch element having a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the third node;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 2, further comprising: an eighth switch element having a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the output terminal. 前記リアクタは、前記第１ノードと第３ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第２ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項２又は３記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The reactor is connected between the first node and a third node;
The second switch element group includes:
A seventh switch element having a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the second node;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 2, further comprising: an eighth switch element having a source terminal connected to the second node and a drain terminal connected to the output terminal. 前記制御部は、前記降圧動作の際、
前記第２及び第３スイッチ素子の一方と、前記第５及び第６スイッチ素子の一方とに、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記第２及び前記第３スイッチ素子の他方と、前記第５及び第６スイッチ素子の他方と、前記第８スイッチ素子とのゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にする
請求項４又は５記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The control unit, during the step-down operation,
In one of the second and third switch elements and one of the fifth and sixth switch elements, one of the two switch elements has a gate / source voltage higher than the threshold voltage, and the other gate. A switching control for sequentially switching the switch elements that make the voltage between the source / source lower than the threshold voltage and the gate / source voltage higher than the threshold voltage,
The gate / source voltage of the other of the second and third switch elements, the other of the fifth and sixth switch elements, and the eighth switch element is made higher than the threshold voltage, and the seventh switch element The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 4 or 5, wherein a voltage between the gate and the source is set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage. 前記第２スイッチ素子のソース端子は前記第１入力端子に接続されており、
前記第３スイッチ素子のソース端子は前記第２ノードに接続されており、
前記制御部は、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第４及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第３及び第５スイッチ素子に前記スイッチング制御を行い、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第３及び第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、前記第２及び第６スイッチ素子に前記スイッチング制御を行う
請求項６記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。A source terminal of the second switch element is connected to the first input terminal;
A source terminal of the third switch element is connected to the second node;
The controller is
When the voltage at the first input terminal is positive and the voltage at the second input terminal is negative, the voltage between the gate and the source of the first switch element is made equal to or lower than the threshold voltage, and the second, fourth, and A gate / source voltage of the sixth switch element is made higher than the threshold voltage, and the switching control is performed on the third and fifth switch elements;
When the voltage of the first input terminal is negative and the voltage of the second input terminal is positive, the voltage between the gate and source of the fourth switch element is made not more than the threshold voltage, and the first, third, and The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 6, wherein a gate-source voltage of a fifth switch element is set higher than the threshold voltage, and the switching control is performed on the second and sixth switch elements. 前記制御部は、前記昇圧動作の際、
前記第７及び第８スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２、第３及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１、第５及び第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にする
請求項４〜７のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The control unit, during the boost operation,
In the seventh and eighth switch elements, one of the two switch elements has a gate / source voltage higher than the threshold voltage, and the other gate / source voltage is set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage. Performing switching control for sequentially switching the switch elements that make the gate-source voltage higher than the threshold voltage,
When the voltage of the first input terminal is positive and the voltage of the second input terminal is negative, the gate / source voltages of the first, fifth, and sixth switch elements are set to be equal to or lower than the threshold voltage, and The gate / source voltages of the second, third and fourth switch elements are made higher than the threshold voltage;
When the voltage of the first input terminal is negative and the voltage of the second input terminal is positive, the gate / source voltages of the second, third, and fourth switch elements are made not more than the threshold voltage, and The step-up / step-down AC / DC converter according to any one of claims 4 to 7, wherein a gate / source voltage of the first, fifth, and sixth switch elements is set to a voltage higher than the threshold voltage. 前記第１スイッチ素子群は、
第１ノードにソース端子が接続され、前記第１入力端子にドレイン端子が接続されている第１スイッチ素子と、
前記第１入力端子にソース端子が接続され、第２ノードにドレイン端子が接続されている第２スイッチ素子と、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第２入力端子にドレイン端子が接続されている第３スイッチ素子と、
前記第２入力端子にソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第４スイッチ素子と、
前記第１ノードにソース端子が接続され、第３ノードにドレイン端子が接続されている第５スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記第２ノードにドレイン端子が接続されている第６スイッチ素子とを含む
請求項１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The first switch element group includes:
A first switch element having a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the first input terminal;
A second switch element having a source terminal connected to the first input terminal and a drain terminal connected to a second node;
A third switch element having a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the second input terminal;
A fourth switch element having a source terminal connected to the second input terminal and a drain terminal connected to the second node;
A fifth switch element having a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the third node;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 1, further comprising: a sixth switch element having a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the second node. 前記リアクタは、前記第３ノードと第４ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第１ノードにソース端子が接続され、前記第４ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第４ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項９記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The reactor is connected between the third node and the fourth node;
The second switch element group includes:
A seventh switch element having a source terminal connected to the first node and a drain terminal connected to the fourth node;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 9, further comprising: an eighth switch element having a source terminal connected to the fourth node and a drain terminal connected to the output terminal. 前記リアクタは、前記第１ノードと第４ノードとの間に接続されており、
前記第２スイッチ素子群は、
前記第４ノードにソース端子が接続され、前記第３ノードにドレイン端子が接続されている第７スイッチ素子と、
前記第３ノードにソース端子が接続され、前記出力端子にドレイン端子が接続されている第８スイッチ素子とを含む
請求項９記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The reactor is connected between the first node and the fourth node;
The second switch element group includes:
A seventh switch element having a source terminal connected to the fourth node and a drain terminal connected to the third node;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 9, further comprising: an eighth switch element having a source terminal connected to the third node and a drain terminal connected to the output terminal. 前記制御部は、
前記降圧動作の際、
前記第７スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、
前記第８スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第５及び第６スイッチ素子に、２つのスイッチ素子のうち、一方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、他方のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下の電圧にするとともに、ゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高い電圧にするスイッチ素子を順次切り替えるスイッチング制御を行い、
前記昇圧動作の際、
前記第５スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、
前記第６スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第７及び第８スイッチ素子に前記スイッチング制御を行う
請求項１０又は１１記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The controller is
During the step-down operation,
The gate-source voltage of the seventh switch element is made lower than the threshold voltage;
A gate-source voltage of the eighth switch element is made higher than the threshold voltage;
In the fifth and sixth switch elements, one of the two switch elements has a gate / source voltage higher than the threshold voltage, and the other gate / source voltage is set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage. Performing switching control for sequentially switching the switch elements that make the gate-source voltage higher than the threshold voltage,
During the boosting operation,
The gate / source voltage of the fifth switch element is made not more than the threshold voltage,
A gate-source voltage of the sixth switch element is made higher than the threshold voltage;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 10 or 11, wherein the switching control is performed on the seventh and eighth switch elements. 前記制御部は、
前記第１入力端子の電圧が正であり、前記第２入力端子の電圧が負である場合、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くし、
前記第１入力端子の電圧が負であり、前記第２入力端子の電圧が正である場合、前記第２及び第３スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧以下にし、前記第１及び第４スイッチ素子のゲート／ソース間電圧を前記閾値電圧より高くする
請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The controller is
When the voltage at the first input terminal is positive and the voltage at the second input terminal is negative, the gate-source voltage of the first and fourth switch elements is set to be equal to or lower than the threshold voltage, and the second and second A gate-source voltage of the third switch element is made higher than the threshold voltage;
When the voltage of the first input terminal is negative and the voltage of the second input terminal is positive, the gate / source voltage of the second and third switch elements is made lower than the threshold voltage, and the first and The step-up / step-down AC / DC converter according to any one of claims 10 to 12, wherein a voltage between a gate and a source of the fourth switch element is made higher than the threshold voltage. 前記第１及び第２スイッチ素子群に含まれるスイッチ素子は、
窒化ガリウム半導体を用いたヘテロ接合電界効果トランジスタであり、
半導体基板の上に形成された窒化物半導体で構成される半導体積層体と、
前記半導体積層体の上に互いに間隔をおいて形成されたドレイン電極及びソース電極と、
前記ドレイン電極とソース電極との間に形成されたゲート電極とを備える
請求項１〜１３のいずれか１項に記載の昇降圧型ＡＣ／ＤＣコンバータ。The switch elements included in the first and second switch element groups are:
A heterojunction field effect transistor using a gallium nitride semiconductor,
A semiconductor laminate composed of a nitride semiconductor formed on a semiconductor substrate;
A drain electrode and a source electrode formed on the semiconductor stacked body at a distance from each other;
The step-up / step-down AC / DC converter according to claim 1, further comprising a gate electrode formed between the drain electrode and the source electrode.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082647A (en) * 2014-10-14 2016-05-16 株式会社オートネットワーク技術研究所 Transformer
CN113541505A (en) * 2021-06-04 2021-10-22 长沙市日业电气有限公司 Brake power supply for construction elevator and control method

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2642653A1 (en) * 2012-03-20 2013-09-25 C. & E. Fein GmbH Driver switch and control method
JP6063762B2 (en) * 2013-02-15 2017-01-18 日立オートモティブシステムズ株式会社 Charger
CN104216453B (en) * 2013-07-11 2016-03-16 马鞍山恒瑞测量设备有限公司 Small area analysis high precision variable High voltage output device
JP6092755B2 (en) * 2013-11-19 2017-03-08 株式会社日本自動車部品総合研究所 Power converter
CN104734264B (en) * 2013-12-23 2018-09-28 伊顿制造（格拉斯哥）有限合伙莫尔日分支机构 Line interaction uninterruptible power supply and its control method
JP6399444B2 (en) * 2014-09-01 2018-10-03 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Power supply device and lighting device
JP6056827B2 (en) * 2014-09-30 2017-01-11 株式会社デンソー Rotating electrical machine control device
US9979343B2 (en) * 2015-03-24 2018-05-22 Lennox Industries Inc. HVAC controller that provides multiple types of proportional motor control signals, an HVAC system that includes the same and a proportional control signal circuit
US10291122B2 (en) * 2015-06-29 2019-05-14 Semiconductor Components Industries, Llc Input voltage detection circuit and power supply including the same
ITUA20162878A1 (en) * 2016-04-26 2017-10-26 Phase Motion Control S P A POWER AND DRIVE DEVICE FOR A PERMANENT MAGNET ELECTRIC MOTOR
US9806615B1 (en) 2016-06-17 2017-10-31 International Business Machines Corporation On-chip DC-DC power converters with fully integrated GaN power switches, silicon CMOS transistors and magnetic inductors
US10516327B2 (en) * 2017-07-19 2019-12-24 Semiconductor Components Industries, Llc System and method for controlling switching device in power converter
WO2019053975A1 (en) * 2017-09-13 2019-03-21 日本電産株式会社 Ac/dc conversion circuit
JP7010015B2 (en) * 2018-01-18 2022-01-26 Tdk株式会社 Power supply
US11923716B2 (en) 2019-09-13 2024-03-05 Milwaukee Electric Tool Corporation Power converters with wide bandgap semiconductors
GB2601750A (en) * 2020-12-08 2022-06-15 Dyson Technology Ltd Buck-boost converter
GB2601751A (en) * 2020-12-08 2022-06-15 Dyson Technology Ltd Buck-boost converter
CN114069573B (en) * 2021-11-05 2024-03-01 青岛海信日立空调系统有限公司 Air conditioner
CN115173702B (en) * 2022-09-08 2022-11-25 中国人民解放军海军工程大学 Portable experimental device with chopper circuits for voltage reduction, voltage boosting and voltage reduction

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003143890A (en) 2001-11-01 2003-05-16 Hitachi Ltd Direct-current brushless motor drive unit and method therefor
US6781351B2 (en) * 2002-08-17 2004-08-24 Supertex Inc. AC/DC cascaded power converters having high DC conversion ratio and improved AC line harmonics
US7782639B2 (en) * 2004-02-24 2010-08-24 Vlt, Inc. Adaptively configured and autoranging power converter arrays
WO2007069239A2 (en) * 2005-12-12 2007-06-21 Poweroffer Apparatus, method and system for control of ac/ac conversion
US20130235630A1 (en) * 2007-03-03 2013-09-12 Laurence P. Sadwick Multiple driver power supply
JP5262101B2 (en) * 2007-12-17 2013-08-14 パナソニック株式会社 Power conversion circuit
US8344638B2 (en) * 2008-07-29 2013-01-01 Point Somee Limited Liability Company Apparatus, system and method for cascaded power conversion
WO2010110802A1 (en) * 2009-03-27 2010-09-30 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Rectifier circuit with reduced power dissipation
CN101888734B (en) * 2009-05-13 2014-07-16 通用电气公司 Electronic ballast of belt lifting/voltage reducing power-factor correction DC-DC converter
JP4655250B1 (en) * 2009-08-31 2011-03-23 住友電気工業株式会社 Power converter
CN102315759B (en) * 2010-07-05 2015-08-12 通用电气公司 There is raster data model controller circuitry and the power-up circuit thereof of anti saturation circuit

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082647A (en) * 2014-10-14 2016-05-16 株式会社オートネットワーク技術研究所 Transformer
CN113541505A (en) * 2021-06-04 2021-10-22 长沙市日业电气有限公司 Brake power supply for construction elevator and control method
CN113541505B (en) * 2021-06-04 2023-04-07 长沙市日业电气有限公司 Brake power supply for construction elevator and control method

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