JPH11191962A - Insulating power converter - Google Patents
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- JPH11191962A JPH11191962A JP9358853A JP35885397A JPH11191962A JP H11191962 A JPH11191962 A JP H11191962A JP 9358853 A JP9358853 A JP 9358853A JP 35885397 A JP35885397 A JP 35885397A JP H11191962 A JPH11191962 A JP H11191962A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、トランスを用いて
入力側と出力側（電源側と負荷側）とを絶縁する、いわ
ゆる絶縁形コンバータにおいて、入力側の瞬時電力と出
力側の瞬時電力との間に差が生じる場合にインバータま
たはコンバータの直流側の平滑コンデンサの容量を低減
するための技術に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a so-called insulated converter in which an input side and an output side (power supply side and load side) are insulated by using a transformer. The present invention relates to a technique for reducing the capacity of a smoothing capacitor on the DC side of an inverter or a converter when a difference occurs between the smoothing capacitors.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１９は第１の従来技術であり、平成８
年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣア
クティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータの
コンデンサ容量低減」に記載の回路構成を、電源と負荷
とを絶縁する絶縁形ＤＣ−ＡＣコンバータに適用したも
のである。図において、５１は直流電源、５２はダイオ
ードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ
１，Ｔｒ２からなる２象源チョッパ、５３はリアクト
ル、５４はコンデンサ、５５はダイオードが逆並列接続
された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６を有する
単相電圧形インバータ、５６はトランス、５７はダイオ
ードブリッジからなる単相全波整流回路、５８は平滑コ
ンデンサ、５９はダイオードが逆並列接続された半導体
スイッチング素子Ｔｒ７〜Ｔｒ１０を有する単相電圧形
インバータ、６０は負荷である。この回路の詳細な動作
説明は省略するが、基本動作としては、インバータ５９
の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプ
ルを吸収するため、２象限チョッパ５２によりコンデン
サ５４の電圧を制御してエネルギーを授受し、これによ
り平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。2. Description of the Related Art FIG. 19 shows a first prior art,
The circuit configuration described in the paper "715 Capacitance reduction of single-phase PWM converter with DC active filter function" published in the proceedings of the Annual Meeting of the Institute of Electrical Engineers of Japan is applied to an insulated DC-AC converter that insulates a power supply from a load. It was done. In the figure, 51 is a DC power supply, 52 is a semiconductor switching element Tr in which diodes are connected in anti-parallel.
1, a two-source chopper consisting of Tr2, 53 is a reactor, 54 is a capacitor, 55 is a single-phase voltage source inverter having semiconductor switching elements Tr3 to Tr6 in which diodes are connected in antiparallel, 56 is a transformer, and 57 is a diode bridge. Is a single-phase full-wave rectifier circuit, 58 is a smoothing capacitor, 59 is a single-phase voltage source inverter having semiconductor switching elements Tr7 to Tr10 in which diodes are connected in anti-parallel, and 60 is a load. Although a detailed description of the operation of this circuit is omitted, the basic operation is as follows.
In order to absorb the power ripple having a frequency twice as high as the power supply frequency generated on the input side, the voltage of the capacitor 54 is controlled by the two-quadrant chopper 52 to transfer energy, thereby reducing the capacity of the smoothing capacitor 58. .
【０００３】また、図２０は第２の従来技術であり、平
成５年電気学会産業応用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1
106〜p.1107）掲載の論文「単相ＰＷＭコンバータの直
流電圧脈動の一抑制策」に記載の回路構成を絶縁形ＤＣ
−ＡＣコンバータに適用したものである。図において、
６１はリアクトル５３及びコンデンサ５４からなるＬＣ
フィルタであり、他の構成は図１９と同様である。この
回路の基本動作は、インバータ５９の入力側に生じる電
源周波数の２倍の周波数の電力リプルを、同一の共振周
波数を持つＬＣフィルタ６１により吸収し、これによっ
て平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。FIG. 20 shows a second prior art, which is published in 1993 by the Institute of Electrical Engineers of Japan, Vol. 113-D, No. 9, p.
106-p.1107) The circuit configuration described in the paper "Suppressing DC Voltage Ripple in Single-Phase PWM Converters"
-Applied to an AC converter. In the figure,
61 is an LC composed of a reactor 53 and a condenser 54
This is a filter, and the other configuration is the same as that of FIG. The basic operation of this circuit is to absorb the power ripple having a frequency twice the power supply frequency generated on the input side of the inverter 59 by the LC filter 61 having the same resonance frequency, thereby reducing the capacitance of the smoothing capacitor 58. I have.
【０００４】更に、図２１は第３の従来技術であり、平
成８年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文
「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低
減方式」に記載の回路構成を絶縁形ＡＣ−ＤＣコンバー
タに適用したものである。図において、６２は単相交流
電源、６４はダイオードが逆並列接続された半導体スイ
ッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４を有する単相フルブリ
ッジコンバータ、６５はリアクトル、６６はダイオード
が逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１５，
Ｔｒ１６からなる上下アーム、６７は平滑コンデンサ、
６８はリアクトル、６９は平滑コンデンサであり、他の
構成で図１９、図２０と同一の構成要素には同一番号を
付してある。この回路の基本動作は、リアクトル６５に
流れる電流を上下アーム６６によって制御することによ
り、インバータ５５の入力側に生じる電源周波数の２倍
の周波数の電力リプルをリアクトル６５によって吸収
し、これにより平滑コンデンサ６７の容量低減を図るも
のである。FIG. 21 shows a third prior art, which is a circuit described in the paper "79 DC power pulsation reduction method of single-phase voltage-type PWM converter" published in the proceedings of the National Convention of the Institute of Electrical Engineers of Japan. The configuration is applied to an insulated AC-DC converter. In the figure, 62 is a single-phase AC power supply, 64 is a single-phase full-bridge converter having semiconductor switching elements Tr11 to Tr14 in which diodes are connected in anti-parallel, 65 is a reactor, 66 is a semiconductor switching element Tr15 in which diodes are connected in anti-parallel. ,
Upper and lower arms composed of Tr16, 67 is a smoothing capacitor,
Reference numeral 68 denotes a reactor, and reference numeral 69 denotes a smoothing capacitor. In other configurations, the same components as those in FIGS. 19 and 20 are denoted by the same reference numerals. The basic operation of this circuit is that the current flowing through the reactor 65 is controlled by the upper and lower arms 66, so that the power ripple having a frequency twice the power supply frequency generated on the input side of the inverter 55 is absorbed by the reactor 65. 67 to reduce the capacity.
【０００５】また、図２２は第４の従来技術としての絶
縁形ＡＣ−ＤＣコンバータである。この従来技術では、
トランス５６の二次側にリアクトル６３を介して単相フ
ルブリッジコンバータ６４が接続され、その直流出力側
に平滑コンデンサ６９を介して負荷６０が接続されてい
る。単相フルブリッジコンバータ６４の動作は公知であ
るため詳述を省略するが、単相交流電圧をリアクトル６
３を介して半導体スイッチング素子により適宜短絡する
ことによって、入力電流波形を正弦波状に制御し、所望
の直流電圧を得ている。この場合、単相交流電源６２か
らコンバータ６４に入力される電力は電源の２倍の周波
数の電力リプルを伴うので、一定電力を出力する場合に
は平滑用のエネルギー吸収要素、ここでは大型の平滑コ
ンデンサ６９が必要になる。FIG. 22 shows an insulated AC-DC converter according to a fourth prior art. In this prior art,
A single-phase full-bridge converter 64 is connected to a secondary side of the transformer 56 via a reactor 63, and a load 60 is connected to a DC output side of the transformer 56 via a smoothing capacitor 69. The operation of the single-phase full-bridge converter 64 is publicly known and will not be described in detail.
The input current waveform is controlled in a sine wave form by appropriately short-circuiting the semiconductor switching element via 3 to obtain a desired DC voltage. In this case, the power input from the single-phase AC power supply 62 to the converter 64 is accompanied by power ripple having a frequency twice that of the power supply. Therefore, when outputting a constant power, an energy absorbing element for smoothing, here a large smoothing element is used. A capacitor 69 is required.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記第１〜第３の従来
技術ではインバータ５５の直流側にリアクトルが使用さ
れており、これが装置の小型化を阻害している。また、
第１、第３の従来技術では、インバータ５５の直流側に
１組の上下アームを付加する必要があり、低価格化の妨
げとなる。更に、第２の従来技術では共振コンデンサ５
４の耐圧が直流リンク電圧の２倍になって大型化し、同
様に第４の従来技術でもコンデンサ６９が大型化するた
め、何れの場合も装置全体の小型化を損なうといった問
題がある。そこで本発明は、上述した種々の問題点を解
消し、安価で簡単な構成により、平滑コンデンサの容量
を低減して装置の小型化を可能にした絶縁形電力変換装
置を提供しようとするものである。In the first to third prior arts described above, a reactor is used on the DC side of the inverter 55, which hinders miniaturization of the device. Also,
In the first and third prior arts, it is necessary to add a pair of upper and lower arms on the DC side of the inverter 55, which hinders cost reduction. Further, in the second prior art, the resonance capacitor 5
4 is twice as large as the DC link voltage, which increases the size. Similarly, the fourth prior art also increases the size of the capacitor 69. In either case, there is a problem that the size of the entire device is impaired. Therefore, the present invention is to solve the above-mentioned various problems, and to provide an insulated power conversion device capable of reducing the capacity of a smoothing capacitor and reducing the size of the device by an inexpensive and simple configuration. is there.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載した発明は、直流電圧源と、この直
流電圧源に接続されて半導体スイッチング素子の動作に
より直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータ
と、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続され
て二次側の負荷との間を絶縁するトランスと、を備えた
絶縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設
けられたタップと前記インバータの直流入力端子の一端
との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記イ
ンバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネ
ルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、直流
電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネ
ルギー吸収要素により吸収するものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a DC voltage source, and DC power is converted to AC power by an operation of a semiconductor switching element connected to the DC voltage source. An insulated power converter, comprising: a voltage-source inverter to be converted; and a transformer having a primary side connected to an AC output terminal of the inverter to insulate the load from a secondary side. An energy absorbing element is connected between the connected tap and one end of a DC input terminal of the inverter, and the inverter is operated in a zero voltage vector mode to control a voltage across the energy absorbing element. The power ripple generated on the source side or the load side is absorbed by the energy absorbing element.
【０００８】図１は請求項１に記載した発明の概念図で
あり、この図において１００は直流電圧源、２００は単
相電圧形インバータ等のインバータ、３００はトラン
ス、４００は交流負荷等の負荷、５００はエネルギー吸
収要素である。ここで、エネルギー吸収要素５００は、
請求項１２、請求項１３に記載するようにコンデンサ単
体またはコンデンサとリアクトルとの直列共振回路によ
り構成される。図１において、トランス３００の一次側
（電源側）には中間タップが設けられており、エネルギ
ー吸収要素５００は、前記中間タップとインバータ２０
０の直流入力端子の一端との間に接続されている。直流
電圧源１００は直流電源を単独で用いるか、あるいは、
単相または多相交流電源を単相または多相コンバータに
より直流電源に変換したものでも良い。インバータ２０
０は単相または多相電圧形インバータであれば良く、そ
の出力相数に合わせてトランス３００の相数が決定され
る。FIG. 1 is a conceptual diagram of the invention described in claim 1, wherein 100 is a DC voltage source, 200 is an inverter such as a single-phase voltage type inverter, 300 is a transformer, and 400 is a load such as an AC load. , 500 are energy absorbing elements. Here, the energy absorbing element 500 is
As described in the twelfth and thirteenth aspects, it is constituted by a single capacitor or a series resonance circuit of a capacitor and a reactor. In FIG. 1, an intermediate tap is provided on the primary side (power supply side) of a transformer 300, and the energy absorbing element 500 includes the intermediate tap and the inverter 20.
0 is connected to one end of the DC input terminal. DC voltage source 100 uses a DC power source alone, or
A single-phase or multi-phase AC power supply may be converted to a DC power supply by a single-phase or multi-phase converter. Inverter 20
0 may be a single-phase or multi-phase voltage source inverter, and the number of phases of the transformer 300 is determined according to the number of output phases.
【０００９】請求項２に記載した発明は、交流電圧源
と、この交流電圧源に一次側が接続されて負荷との間を
絶縁するトランスと、このトランスの二次側と負荷との
間に接続されて半導体スイッチング素子の動作により交
流電力を直流電力に変換するコンバータと、を備えた絶
縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設け
られたタップと前記コンバータの直流出力端子の一端と
の間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記コン
バータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネル
ギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、交流電
圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネル
ギー吸収要素により吸収するものである。According to a second aspect of the present invention, there is provided an AC voltage source, a transformer having a primary side connected to the AC voltage source to insulate the load from the load, and a transformer connected between the secondary side of the transformer and the load. And a converter for converting AC power to DC power by the operation of the semiconductor switching element, in the insulated power conversion device, wherein a tap provided on the winding of the transformer and one end of a DC output terminal of the converter. By connecting an energy absorbing element between the two, and controlling the voltage between both ends of the energy absorbing element by operating the converter in the zero voltage vector mode, the power ripple generated on the AC voltage source side or the load side can be absorbed by the energy absorbing element. It is absorbed by the element.
【００１０】図３は請求項２に記載した発明の概念図で
あり、図１と同一の構成要素には同一番号を付してあ
る。なお、１５０は交流電圧源、４５０は直流負荷等の
負荷、６００は単相フルブリッジコンバータ等のコンバ
ータである。この発明では、トランス３００の二次側
（負荷側）に中間タップが設けられており、エネルギー
吸収要素５００は、前記中間タップとコンバータ６００
の直流出力端子の一端との間に接続されている。交流電
圧源１５０は単相交流電源、多相交流電源等であり、そ
の相数に合わせてトランス３００及びコンバータ６００
の相数が決定される。FIG. 3 is a conceptual diagram of the invention described in claim 2, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In addition, 150 is an AC voltage source, 450 is a load such as a DC load, and 600 is a converter such as a single-phase full bridge converter. In the present invention, an intermediate tap is provided on the secondary side (load side) of the transformer 300, and the energy absorbing element 500 includes the intermediate tap and the converter 600.
Is connected between one end of the DC output terminal. The AC voltage source 150 is a single-phase AC power supply, a polyphase AC power supply, or the like.
Is determined.
【００１１】図２、図４は請求項１３に記載した発明の
概念図であり、図１、図３におけるエネルギー吸収要素
５００を具体化したものである。すなわち、エネルギー
吸収要素５００はコンデンサ５０１とリアクトル５０２
との直列共振回路により構成されている。ここで、リア
クトル５０２の鉄心はトランス３００の鉄心と共用して
も良い。なお、請求項１２に記載するように、エネルギ
ー吸収要素５００をコンデンサ単体によって構成しても
良い。FIG. 2 and FIG. 4 are conceptual diagrams of the invention described in claim 13, and embody the energy absorbing element 500 in FIG. 1 and FIG. That is, the energy absorbing element 500 includes the capacitor 501 and the reactor 502
And a series resonance circuit. Here, the core of reactor 502 may be shared with the core of transformer 300. In addition, as described in claim 12, the energy absorbing element 500 may be constituted by a single capacitor.
【００１２】前述した図２において、インバータ２００
の各相上下アームの上側すべてのスイッチング素子また
は下側すべてのスイッチング素子をオンさせるスイッチ
ングモードを選択することにより、インバータ２００か
ら零電圧ベクトルを出力させることができる。この零電
圧ベクトルモードでは、インバータ２００の交流出力端
子から見ると、コンデンサ５０１またはリアクトル５０
２の電圧は零相電圧となる。また、図４のコンバータ６
００を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、
コンバータ６００の交流入力端子から見ても、コンデン
サ５０１またはリアクトル５０２の電圧は零相電圧とな
る。Referring to FIG.
By selecting a switching mode in which all upper and lower switching elements of each phase upper and lower arm are turned on, the inverter 200 can output a zero voltage vector. In the zero voltage vector mode, when viewed from the AC output terminal of the inverter 200, the capacitor 501 or the reactor 50
The voltage of 2 becomes a zero-phase voltage. The converter 6 shown in FIG.
By operating 00 in the zero voltage vector mode,
As seen from the AC input terminal of converter 600, the voltage of capacitor 501 or reactor 502 is a zero-phase voltage.
【００１３】図２のインバータ２００から出力される零
相電圧はトランス３００の出力線間電圧には現れないの
で、負荷４００側へは影響を与えない。すなわち、正相
分について考えると、トランス３００に印加する電圧に
関して従来と同様の電圧形インバータとして動作する。
一方、零相分について考えると、零電圧ベクトルの出力
時には、インバータ２００の複数の上下アームをあたか
も零電圧ベクトルの比でスイッチングする１つの上下ア
ームのように見なすことができ、従来の付加アームと同
じ動作を行わせることができる。また、トランス３００
は漏れインダクタンスの値を持つリアクトルと見なすこ
とができる。Since the zero-phase voltage output from the inverter 200 shown in FIG. 2 does not appear in the output line voltage of the transformer 300, it does not affect the load 400 side. In other words, considering the positive phase component, it operates as a conventional voltage source inverter with respect to the voltage applied to the transformer 300.
On the other hand, considering the zero-phase component, when outputting the zero voltage vector, the plurality of upper and lower arms of the inverter 200 can be regarded as one upper and lower arm that switches at a ratio of the zero voltage vector. The same operation can be performed. Also, the transformer 300
Can be regarded as a reactor having a value of leakage inductance.
【００１４】すなわち、図２のインバータ２００や図４
のコンバータ６００の零電圧ベクトルモードの動作（零
相電圧の制御動作）により、図１９や図２１の従来技術
における上下アーム５２，６６と等価な動作を行わせる
ことができ、上下アームを別個に付加しなくてもエネル
ギー吸収要素５００の電圧制御が可能になる。よって、
電圧源側と負荷側との間で発生する電力リプルを、上下
アーム等を付加することなくエネルギー吸収要素５００
によって吸収可能になり、平滑コンデンサの容量低減や
装置の小型軽量化、低価格化が可能になる。That is, the inverter 200 shown in FIG.
The operation equivalent to the upper and lower arms 52 and 66 in the prior art shown in FIGS. 19 and 21 can be performed by the operation of the converter 600 in the zero voltage vector mode (control operation of the zero phase voltage). The voltage control of the energy absorbing element 500 can be performed without the addition. Therefore,
The power ripple generated between the voltage source side and the load side can be transferred to the energy absorbing element 500 without adding upper and lower arms and the like.
This makes it possible to reduce the capacity of the smoothing capacitor, reduce the size and weight of the device, and reduce the cost.
【００１５】請求項３以下の発明は、前記請求項１，２
の発明をより具体化したものであり、請求項３，４記載
の発明は、電圧源側で発生する電力リプルをエネルギー
吸収要素により吸収する。このうち、請求項３ではトラ
ンスの電圧源側の巻線に中間タップを設け、請求項４で
はトランスの負荷側の巻線に中間タップを設けるもので
ある。更に、請求項５，６記載の発明は、負荷側で発生
する電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収する。
このうち、請求項５ではトランスの電圧源側の巻線に中
間タップを設け、請求項６ではトランスの負荷側の巻線
に中間タップを設けるものである。[0015] The invention as set forth in claims 3 and 4 is based on the first and second claims.
According to the third and fourth aspects of the present invention, the power ripple generated on the voltage source side is absorbed by the energy absorbing element. Of these, in claim 3, an intermediate tap is provided in the winding on the voltage source side of the transformer, and in claim 4, an intermediate tap is provided in the winding on the load side of the transformer. Further, according to the fifth and sixth aspects of the present invention, the power ripple generated on the load side is absorbed by the energy absorbing element.
Of these, in claim 5, an intermediate tap is provided in the winding on the voltage source side of the transformer, and in claim 6, an intermediate tap is provided in the winding on the load side of the transformer.
【００１６】請求項７記載の発明は、請求項１記載の絶
縁形電力変換装置において、直流電圧源が、単相交流電
源とその出力側に接続された単相コンバータとにより構
成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの電
圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流
入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収
要素が、直流電圧源側で発生する電力リプルを吸収する
ものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the insulation type power converter according to the first aspect, the DC voltage source is constituted by a single-phase AC power supply and a single-phase converter connected to an output side thereof. An energy absorbing element is connected between the intermediate tap of the voltage source side winding of the transformer and one end of the DC input terminal of the single-phase voltage source inverter, and this energy absorbing element removes power ripple generated on the DC voltage source side. It absorbs.
【００１７】請求項８記載の発明は、請求項２記載の絶
縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電源
のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、
トランスの負荷側巻線の中間タップと単相コンバータの
直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー
吸収要素が、交流電圧源側で発生する電力リプルを吸収
するものである。According to an eighth aspect of the present invention, in the insulated power converter according to the second aspect, the AC voltage source is composed of only a single-phase AC power source, and the energy absorbing element is
The energy absorbing element is connected between the intermediate tap of the load winding of the transformer and one end of the DC output terminal of the single-phase converter, and absorbs power ripple generated on the AC voltage source side.
【００１８】請求項９記載の発明は、請求項１記載の絶
縁形電力変換装置において、直流電圧源が直流電源のみ
により構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トラ
ンスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバー
タの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネル
ギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収す
るものである。According to a ninth aspect of the present invention, in the insulated power converter according to the first aspect, the DC voltage source is constituted only by the DC power source, and the energy absorbing element is disposed between the voltage source side windings of the transformer. The energy absorbing element is connected between the tap and one end of the DC input terminal of the single-phase voltage source inverter, and absorbs power ripple generated on the load side.
【００１９】請求項１０記載の発明は、請求項２記載の
絶縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電
源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素
が、トランスの負荷源側巻線の中間タップと単相コンバ
ータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネ
ルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収
するものである。According to a tenth aspect of the present invention, in the insulated power converter according to the second aspect, the AC voltage source is composed of only a single-phase AC power source, and the energy absorbing element is a load source side winding of a transformer. , And one end of the DC output terminal of the single-phase converter, and this energy absorbing element absorbs power ripple generated on the load side.
【００２０】請求項１１記載の発明は、単相交流電源
と、この交流電源に接続された単相フルブリッジコンバ
ータと、このコンバータの直流出力端子に接続された単
相電圧形インバータと、このインバータの交流出力端子
に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランス
と、を備え、前記コンバータの１組の上下アームの中点
とトランスの一次巻線の中間タップとの間にリアクトル
を接続すると共に、前記インバータを零電圧ベクトルモ
ードで動作させて前記リアクトルの電流を制御すること
により、電力リプルを前記リアクトルにより吸収するも
のである。According to an eleventh aspect of the present invention, there is provided a single-phase AC power supply, a single-phase full-bridge converter connected to the AC power supply, a single-phase voltage source inverter connected to a DC output terminal of the converter, and the inverter. A transformer whose primary side is connected to the AC output terminal of the converter to insulate the load from the load, and a reactor is connected between a middle point of a pair of upper and lower arms of the converter and an intermediate tap of a primary winding of the transformer. The power ripple is absorbed by the reactor by controlling the current of the reactor by operating the inverter in a zero voltage vector mode.
【００２１】なお、請求項１４に記載するように、前記
請求項１０記載の絶縁形電力変換装置では、エネルギー
吸収要素を、コンデンサとリアクトルとからなる直列共
振回路を２つ並列に接続して構成し、各共振回路により
交流電圧源側及び負荷側で発生する電力リプルをそれぞ
れ吸収することもできる。また、エネルギー吸収要素に
リアクトルを含む発明（請求項１１，１３または１４の
発明）では、請求項１５に記載するように、リアクトル
の鉄心とトランスの鉄心とを共通にする（トランス内部
にリアクトルを組み込んで鉄心を共用する）ことによ
り、トランス及びリアクトルを一体化して一層の小型化
を図ることができる。According to a fourteenth aspect of the present invention, in the insulated power converter according to the tenth aspect, the energy absorbing element is configured by connecting two series resonant circuits each including a capacitor and a reactor in parallel. However, the power ripples generated on the AC voltage source side and the load side by the respective resonance circuits can be respectively absorbed. Further, in the invention in which the energy absorbing element includes the reactor (the invention of claim 11, 13 or 14), as described in claim 15, the core of the reactor and the core of the transformer are shared (the reactor is provided inside the transformer). By incorporating and sharing the iron core), the transformer and the reactor can be integrated to further reduce the size.
【００２２】[0022]
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図５は本発明の第１実施形態を示
す回路図であり、請求項７，１２の発明の実施形態に相
当する。図において、前記同様に６２は単相交流電源で
あり、その両端にはリアクトル１０１を介して単相フル
ブリッジコンバータ６４が接続されている。このコンバ
ータ６４は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイ
ッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４から構成されている。
これらの交流電源６２、リアクトル１０１、コンバータ
６４は、図１、図２における直流電圧源１００を構成す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, FIG. 5 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention, and corresponds to the seventh and twelfth embodiments of the present invention. In the drawing, a single-phase AC power supply 62 is connected to a single-phase full-bridge converter 64 via a reactor 101 at both ends, as described above. The converter 64 includes semiconductor switching elements Tr11 to Tr14 in which diodes are connected in anti-parallel.
These AC power supply 62, reactor 101, and converter 64 constitute DC voltage source 100 in FIGS.
【００２３】前記コンバータ６４の直流出力端子間には
平滑コンデンサ６７及び単相電圧形インバータ５５が接
続されている。このインバータ５５は、ダイオードが逆
並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６
から構成されている。インバータ５５の交流出力端子は
トランス３０１の一次巻線（電源側巻線）３０２の両端
に接続されていると共に、一次巻線３０２の中間タップ
３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（図では
負側端子）との間には、エネルギー吸収要素としてのコ
ンデンサ５０１が接続されている。また、トランス３０
１の二次巻線（負荷側巻線）３０４の両端にはダイオー
ドブリッジからなる単相全波整流回路５７が接続され、
その出力側には平滑リアクトル６８及び平滑コンデンサ
６９を介して直流負荷等の負荷４０１が接続されてい
る。上記構成において、コンバータ６４は入力電流波形
を正弦波にするように動作させる。この制御動作は公知
であるため、ここでは説明を省略する。A smoothing capacitor 67 and a single-phase voltage source inverter 55 are connected between the DC output terminals of the converter 64. The inverter 55 includes semiconductor switching elements Tr3 to Tr6 having diodes connected in anti-parallel.
It is composed of An AC output terminal of the inverter 55 is connected to both ends of a primary winding (power supply side winding) 302 of the transformer 301, and an intermediate tap 303 of the primary winding 302 and one end of a DC input terminal of the inverter 55 (in FIG. A capacitor 501 as an energy absorbing element is connected between the capacitor 501 and the side terminal. Also, the transformer 30
A single-phase full-wave rectifier circuit 57 composed of a diode bridge is connected to both ends of one secondary winding (load-side winding) 304,
A load 401 such as a DC load is connected to the output side via a smoothing reactor 68 and a smoothing capacitor 69. In the above configuration, the converter 64 operates to make the input current waveform a sine wave. Since this control operation is known, its description is omitted here.
【００２４】本実施形態は、単相電圧形インバータ５５
の零電圧ベクトルモードに着目したものである。すなわ
ち、単相電圧形インバータ５５により零電圧ベクトルを
出力するには２組の上アームをすべて導通させる場合と
２組の下アームをすべて導通させる場合との２通りのス
イッチングパターンがあり、本実施形態ではこの自由度
を利用する。電圧形インバータとして三相電圧形インバ
ータを用いる場合には、３組の上アームをすべて導通さ
せるか、３組の下アームをすべて導通させることによ
り、零電圧ベクトルが出力される。In this embodiment, a single-phase voltage source inverter 55
In the zero voltage vector mode. That is, there are two types of switching patterns for outputting a zero voltage vector by the single-phase voltage source inverter 55, that is, the case where all two sets of upper arms are made conductive and the case where all two sets of lower arms are made conductive. The form uses this degree of freedom. When a three-phase voltage source inverter is used as the voltage source inverter, a zero voltage vector is output by turning on all three sets of upper arms or turning on all three sets of lower arms.
【００２５】インバータ５５から出力される零相電圧は
出力電圧には現れないので、トランス３０１の二次側の
出力電圧には影響せず、負荷４０１への電力供給には問
題がない。従って、インバータ５５に着目した正相分の
等価回路は図６のようになり、インバータ５５は従来と
同様に動作してトランス３０１の一次側に交流電圧を印
加する。一方、零相分について考えると図７のようにな
り、図５におけるインバータ５５の２組の上下アームは
あたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１
つの上下アーム５５’とみなすことができる。ここで、
図７の３０２’はトランス３０１の漏れインダクタンス
の値を持つリアクトルであり、図１９や図２１における
リアクトル５３，６５に相当する。Since the zero-phase voltage output from the inverter 55 does not appear in the output voltage, it does not affect the output voltage on the secondary side of the transformer 301, and there is no problem in supplying power to the load 401. Accordingly, the equivalent circuit for the positive phase focusing on the inverter 55 is as shown in FIG. 6, and the inverter 55 operates in the same manner as in the related art to apply an AC voltage to the primary side of the transformer 301. On the other hand, when considering the zero-phase component, it is as shown in FIG. 7, and the two upper and lower arms of the inverter 55 in FIG. 5 perform switching operation as if at the ratio of the zero voltage vector.
It can be considered as two upper and lower arms 55 '. here,
Reference numeral 302 ′ in FIG. 7 denotes a reactor having a value of leakage inductance of the transformer 301, and corresponds to the reactors 53 and 65 in FIGS. 19 and 21.
【００２６】つまり、インバータ５５の上アームのスイ
ッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ５、あるいは下アームのス
イッチング素子Ｔｒ４及びＴｒ６をオンさせて零電圧ベ
クトルモードで動作させることにより、等価的に図７の
回路が構成される。そして、この図７の上下アーム５
５’によって図１９や図２１における上下アーム５２，
６６と同様のチョッパ動作を行わせれば、電源側で発生
する電力リプルをエネルギー吸収要素としてのコンデン
サ５０１により吸収でき、平滑コンデンサ６７の容量や
耐圧を低減させることができる。That is, by turning on the switching elements Tr3 and Tr5 of the upper arm of the inverter 55 or the switching elements Tr4 and Tr6 of the lower arm and operating in the zero voltage vector mode, the circuit of FIG. 7 is equivalently constituted. You. The upper and lower arms 5 in FIG.
5 ′, the upper and lower arms 52 in FIGS.
By performing the same chopper operation as in 66, power ripple generated on the power supply side can be absorbed by the capacitor 501 as an energy absorbing element, and the capacity and withstand voltage of the smoothing capacitor 67 can be reduced.
【００２７】なお、インバータ５５のスイッチングに伴
うコンデンサ５０１の電流リプルは漏れインダクタンス
の値を持つリアクトル３０２’により平滑されるが、漏
れインダクタンスだけでは足りない場合には、トランス
３０１の中間タップ３０３とコンデンサ５０１との間に
トランス３０１と鉄心を共用したリアクトルを更に接続
する。また、図５において、負荷４０１側に設けた平滑
リアクトル６８はトランス３０１の漏れインダクタンス
によって代用することも可能である。The current ripple of the capacitor 501 accompanying the switching of the inverter 55 is smoothed by the reactor 302 'having the value of the leakage inductance. However, when the leakage inductance alone is not enough, the intermediate tap 303 of the transformer 301 and the capacitor are connected. Further, a reactor sharing the iron core with the transformer 301 is further connected to the reactor 501. In FIG. 5, the smoothing reactor 68 provided on the load 401 side can be substituted by the leakage inductance of the transformer 301.
【００２８】次に、図８は上記インバータ５５の制御回
路である。インバータ５５はＰＷＭ制御されるが、その
ＰＷＭパルスは例えば図８の制御回路によって作成され
る。電源側から発生する電力リプルを低減するためにコ
ンデンサ５０１に流す電流指令すなわち零相電流指令値
ｉ0 *の作成方法は、前述した平成８年電気学会全国大会
予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機
能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低
減」等により公知である。FIG. 8 shows a control circuit of the inverter 55. The inverter 55 is PWM-controlled, and the PWM pulse is generated by, for example, the control circuit shown in FIG. The method of creating a current command flowing through the capacitor 501, i.e., a zero-phase current command value i 0 * , in order to reduce power ripple generated from the power supply side is described in the above-mentioned paper "715 DC Active It is known from "Reduction of the capacitance of a single-phase PWM converter having a filter function".
【００２９】図８において、零相電流指令値ｉ0 *と実際
の零相電流検出値ｉ0との偏差を電流制御器（ＡＣＲ）
７０２に入力し、零相電圧指令値ｖ0 *を得る。この零相
電圧指令値ｖ0 *を、インバータの出力電圧指令値ｖinv *
と符号反転器７０１を介した−ｖinv *とに加算し、その
加算結果をコンパレータ７０３，７０４にそれぞれ入力
する。これらのコンパレータ７０３，７０４では各入力
を三角波と比較し、その出力を上下アームで反転させる
ことにより、インバータ５５のスイッチング素子Ｔｒ３
〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。つまり、イン
バータ５５はスイッチングパターンの変化により単相電
圧形インバータと２象限チョッパとを重ね合わせた動作
を行い、前者は正相分電流を制御し、後者は零相分電流
を制御する。In FIG. 8, the deviation between the zero-phase current command value i 0 * and the actual zero-phase current detection value i 0 is determined by a current controller (ACR).
702 to obtain a zero-phase voltage command value v 0 * . This zero-phase voltage command value v 0 * is converted to the output voltage command value v inv * of the inverter .
And -v inv * via the sign inverter 701, and the result of the addition is input to the comparators 703 and 704, respectively. In these comparators 703 and 704, each input is compared with a triangular wave, and the output is inverted by the upper and lower arms, so that the switching element Tr3
To obtain a PWM pattern for Tr6. That is, the inverter 55 performs an operation in which the single-phase voltage source inverter and the two-quadrant chopper are overlapped by the change of the switching pattern. The former controls the positive-phase current, and the latter controls the zero-phase current.
【００３０】次に、図９は第２実施形態を示す回路図で
あり、この実施形態は請求項７，１３の発明の実施形態
に相当する。この実施形態では、トランス３０１の一次
巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流
入力端子の一端（負側端子）との間に、リアクトル５０
２とコンデンサ５０１とが直列に接続されており、これ
らのリアクトル５０２及びコンデンサ５０１によってエ
ネルギー吸収要素としての直列共振回路が構成されてい
る。この共振回路の共振周波数は、電源周波数の２倍に
選ばれる。リアクトル５０２の鉄心とトランス３０１の
鉄心とを共用することにより、トランス３０１及びリア
クトル５０２の一体化による一層の小型化が可能であ
る。その他の構成は図５と同様である。この実施形態で
も、単相フルブリッジコンバータ６４は入力電流波形を
正弦波にするように動作させる。Next, FIG. 9 is a circuit diagram showing a second embodiment. This embodiment corresponds to the seventh and thirteenth embodiments of the present invention. In this embodiment, the reactor 50 is connected between the intermediate tap 303 of the primary winding 302 of the transformer 301 and one end (negative terminal) of the DC input terminal of the inverter 55.
2 and a capacitor 501 are connected in series, and the reactor 502 and the capacitor 501 constitute a series resonance circuit as an energy absorbing element. The resonance frequency of this resonance circuit is selected to be twice the power supply frequency. By sharing the iron core of the reactor 502 and the iron core of the transformer 301, it is possible to further reduce the size by integrating the transformer 301 and the reactor 502. Other configurations are the same as those in FIG. Also in this embodiment, the single-phase full-bridge converter 64 operates to make the input current waveform a sine wave.
【００３１】図１０はインバータ５５の制御回路であ
り、インバータ５５に対するＰＷＭパルスを得るための
回路である。図８との相違点は、零相電圧指令値ｖ0 *を
直接与え、零相電圧を一定に保つことである。図１０に
おいて、７０５は電圧制御器（ＡＶＲ）であり、その他
の構成は図８と同様である。本実施形態により、従来で
は共振コンデンサの耐圧として直流リンク電圧の２倍以
上必要であったものが、零相電圧の２倍以上の値とな
る。例えば、零相電圧が直流リンク電圧の１／２になる
ように零相電圧指令値ｖ0 *を設定すれば、コンデンサ５
０１の耐圧は従来の１／２程度で良くなる。この場合、
出力に現れる電力リプルは、平滑コンデンサ６７の容量
を小さくした場合でも、前述の平成５年電気学会産業応
用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の
論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制
策」によって公知のように、共振コンデンサ５０１及び
共振リアクトル５０２により低減することができる。FIG. 10 shows a control circuit of the inverter 55, which is a circuit for obtaining a PWM pulse for the inverter 55. The difference from FIG. 8 is that the zero-phase voltage command value v 0 * is directly applied to keep the zero-phase voltage constant. In FIG. 10, reference numeral 705 denotes a voltage controller (AVR), and other configurations are the same as those in FIG. According to the present embodiment, the withstand voltage of the resonance capacitor which is conventionally required to be twice or more the DC link voltage is changed to a value which is twice or more the zero-phase voltage. For example, if the zero-phase voltage command value v 0 * is set so that the zero-phase voltage is の of the DC link voltage, the capacitor 5
The withstand voltage of 01 is improved to about 1/2 of the conventional value. in this case,
Even when the capacitance of the smoothing capacitor 67 is reduced, the power ripple appearing in the output is described in the above-mentioned 1993 Industrial Application Division of IEEJ (vol.113-D, No.9, p.1106 to p.1107). As is known by the article "Suppressing DC Voltage Ripple of Single-Phase PWM Converter", it can be reduced by the resonance capacitor 501 and the resonance reactor 502.
【００３２】次に、図１１は第３実施形態を示す回路図
であり、請求項８，１２の発明の実施形態に相当する。
この実施形態では、トランス３０５の一次巻線３０６が
単相交流電源６２に直接接続され、二次巻線３０８の両
端がリアクトル６３を介して単相フルブリッジコンバー
タ６４の交流入力端子に接続されている。また、コンバ
ータ６４の直流出力端子の両端に平滑コンデンサ６９及
び負荷４０１が接続される。更に、二次巻線３０８の中
間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端
（図では負側端子）との間に、エネルギー吸収要素とし
てのコンデンサ５０３が接続されている。コンバータ６
４に接続されているリアクトル６３は、トランス３０５
の漏れインダクタンスによって代用可能である。この実
施形態においては、コンバータ６４を零電圧ベクトルモ
ードで動作させることにより零相電圧を制御し、コンデ
ンサ５０３に蓄えるエネルギーを制御する。これによ
り、トランス３０５の二次側に生じる電源の２倍の周波
数の電力リプルをコンデンサ５０３により吸収すること
ができ、平滑コンデンサ６９の責務を低減することがで
きる。FIG. 11 is a circuit diagram showing a third embodiment, which corresponds to the eighth and twelfth embodiments of the present invention.
In this embodiment, the primary winding 306 of the transformer 305 is directly connected to the single-phase AC power supply 62, and both ends of the secondary winding 308 are connected to the AC input terminal of the single-phase full-bridge converter 64 via the reactor 63. I have. A smoothing capacitor 69 and a load 401 are connected to both ends of the DC output terminal of the converter 64. Further, a capacitor 503 as an energy absorbing element is connected between the intermediate tap 307 of the secondary winding 308 and one end (the negative terminal in the figure) of the DC output terminal of the converter 64. Converter 6
4 is connected to the transformer 305
Can be substituted by the leakage inductance. In this embodiment, the zero-phase voltage is controlled by operating the converter 64 in the zero-voltage vector mode, and the energy stored in the capacitor 503 is controlled. As a result, the power ripple generated at the secondary side of the transformer 305 at twice the frequency of the power supply can be absorbed by the capacitor 503, and the duty of the smoothing capacitor 69 can be reduced.
【００３３】図１２はコンバータ６４の制御回路であ
り、コンバータ６４に対するＰＷＭパルスを得るための
回路である。単相フルブリッジコンバータの制御方法は
公知であるため、説明を省略するが、ここで特徴的な部
分は、零相電流指令値ｉ0 *と零相電圧検出値ｉ0との偏
差を電源電流ｉSの電流制御器（ＡＣＲ）７０２に入力
し、この電流制御器７０２から出力された零相電圧指令
値ｖ0 *を、電流制御器（ＡＣＲ）７０６から出力された
値とその符号を反転させた値とにそれぞれ加算する点で
ある。７０５は平滑コンデンサ６９の直流電圧指令値Ｖ
dc *と検出値Ｖdcとの偏差が入力される電圧制御器（Ａ
ＶＲ）であり、電源電圧と同相の正弦波（ｓｉｎωst）
と電圧制御器７０５の出力とを乗じた結果が電源電流指
令値ｉS *となる。そして、この電源電流指令値ｉS *と検
出値ｉSとの偏差が前記電流制御器７０６に入力されて
いる。ここで、零相電流指令値ｉ0 *の作成方法は前述の
如く公知である。FIG. 12 shows a control circuit of the converter 64, which is a circuit for obtaining a PWM pulse for the converter 64. Since the control method of the single-phase full-bridge converter is publicly known, the description is omitted. However, the characteristic part is that the deviation between the zero-phase current command value i 0 * and the zero-phase voltage detection value i 0 i S is input to a current controller (ACR) 702, and the zero-phase voltage command value v 0 * output from the current controller 702 is inverted with the value output from the current controller (ACR) 706 and its sign. This is the point that is added to the calculated values. 705 is the DC voltage command value V of the smoothing capacitor 69
voltage controller (A) to which the deviation between dc * and the detected value Vdc is input.
A VR), the power supply voltage in phase with the sine wave (sinω s t)
Is multiplied by the output of the voltage controller 705 to obtain the power supply current command value i S * . The deviation between the power supply current command value i S * and the detection value i S is input to the current controller 706. Here, the method of creating the zero-phase current command value i 0 * is known as described above.
【００３４】次に、図１３は第４実施形態を示す回路図
であり、請求項８，１３の発明の実施形態に相当する。
この実施形態の構成はおおむね図１１と同様であるが、
異なるのは、トランス３０５の二次巻線３０８の中間タ
ップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（負
側端子）との間に、コンデンサ５０３及びリアクトル５
０４からなるエネルギー吸収要素としての直列共振回路
が接続されている点である。この共振周波数は電源周波
数の２倍に選ばれる。本実施形態の特徴的な部分は、そ
の制御回路において、図１２では零相電流指令値ｉ0 *を
加えているが、本実施形態の制御回路（図示せず）で
は、零相電圧指令値ｖ0 *を、図１２の電流制御器７０６
から出力された値とその符号を反転させた値とにそれぞ
れ直接、加算するようにした点である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a fourth embodiment, which corresponds to the eighth and thirteenth embodiments of the present invention.
The configuration of this embodiment is generally similar to that of FIG.
The difference is that the capacitor 503 and the reactor 5 are connected between the intermediate tap 307 of the secondary winding 308 of the transformer 305 and one end (negative terminal) of the DC output terminal of the converter 64.
This is a point that a series resonance circuit as an energy absorbing element made of the element 04 is connected. This resonance frequency is selected to be twice the power supply frequency. A characteristic part of this embodiment is that, in the control circuit, a zero-phase current command value i 0 * is added in FIG. 12, but a control circuit (not shown) of the present embodiment has a zero-phase voltage command value i 0 *. v 0 * is set to the current controller 706 of FIG.
Are directly added to the value output from the data and the value whose sign is inverted.
【００３５】この実施形態では、コンバータ６４を零電
圧ベクトルモードで動作させることにより零相電圧を制
御し、コンデンサ５０３及びリアクトル５０４に蓄える
エネルギーを制御する。これにより、トランス３０５の
二次側に生じる電源の２倍の周波数の電力リプルをコン
デンサ５０３及びリアクトル５０４により吸収すること
ができ、平滑コンデンサ６９の容量や耐圧の増大を防ぐ
ことができる。In this embodiment, the zero-phase voltage is controlled by operating the converter 64 in the zero-voltage vector mode, and the energy stored in the capacitor 503 and the reactor 504 is controlled. As a result, the power ripple generated at the secondary side of the transformer 305 at twice the frequency of the power supply can be absorbed by the capacitor 503 and the reactor 504, and the capacitance and withstand voltage of the smoothing capacitor 69 can be prevented from increasing.
【００３６】図１４は、第５実施形態を示す回路図であ
り、請求項９，１２の発明の実施形態に相当する。この
実施形態は、直流電源５１と、その両端に接続された単
相電圧形インバータ５５と、その交流出力端子に一次巻
線３０２が接続されたトランス３０１と、その二次巻線
３０４に交流入力端子が接続された単相全波整流回路５
７と、平滑コンデンサ５８と、単相電圧形インバータ５
９とから構成され、トランス３０１の一次巻線３０２の
中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一
端（図では負側端子）との間にエネルギー吸収要素とし
てのコンデンサ５０１が接続されている。なお、４０２
は交流負荷等の負荷である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a fifth embodiment, which corresponds to the ninth and twelfth embodiments of the present invention. In this embodiment, a DC power supply 51, a single-phase voltage source inverter 55 connected to both ends thereof, a transformer 301 having a primary winding 302 connected to an AC output terminal thereof, and an AC input to a secondary winding 304 thereof are provided. Single-phase full-wave rectifier circuit 5 with connected terminals
7, the smoothing capacitor 58, and the single-phase voltage source inverter 5
The capacitor 501 as an energy absorbing element is connected between the intermediate tap 303 of the primary winding 302 of the transformer 301 and one end of the DC input terminal of the inverter 55 (the negative terminal in the figure). Note that 402
Is a load such as an AC load.
【００３７】この実施形態のインバータ５５の制御回路
は図８と同様であるが、零相電流指令値ｉ0 *は負荷４０
２によって発生する電力リプルを吸収できるような値に
設定される。インバータ５５を零電圧ベクトルモードで
動作させることにより、コンデンサ５０１の電圧を制御
し、負荷４０２から発生する電力リプルをこのコンデン
サ５０１により吸収する。これにより、平滑コンデンサ
５８の容量や耐圧も小さくて済む。The control circuit of the inverter 55 of this embodiment is the same as that of FIG. 8 except that the zero-phase current command value i 0 *
2 is set to a value that can absorb the power ripple generated by. By operating the inverter 55 in the zero voltage vector mode, the voltage of the capacitor 501 is controlled, and the power ripple generated from the load 402 is absorbed by the capacitor 501. Thus, the capacitance and withstand voltage of the smoothing capacitor 58 can be reduced.
【００３８】図１５は、第６実施形態を示す回路図であ
り、請求項９，１３の発明の実施形態に相当する。この
実施形態は、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タ
ップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端との
間にコンデンサ５０１とリアクトル５０２からなる直列
共振回路を接続した点を除けば、図１４の実施形態と構
成上、同一である。共振回路の共振周波数は、インバー
タ５５の出力周波数の２倍に選ばれる。なお、リアクト
ル５０２の鉄心とトランス３０１の鉄心とを共用すれ
ば、両者の一体化による小型化が可能になる。FIG. 15 is a circuit diagram showing a sixth embodiment, and corresponds to the ninth and thirteenth aspects of the present invention. This embodiment is different from that of FIG. 14 except that a series resonance circuit including a capacitor 501 and a reactor 502 is connected between an intermediate tap 303 of a primary winding 302 of a transformer 301 and one end of a DC input terminal of an inverter 55. The configuration is the same as the embodiment. The resonance frequency of the resonance circuit is selected to be twice the output frequency of the inverter 55. If the iron core of the reactor 502 and the iron core of the transformer 301 are shared, the size can be reduced by integrating the two.
【００３９】図１６は、第７実施形態を示す回路図であ
り、請求項１０，１２の発明の実施形態に相当する。こ
の実施形態は実質的に、図１１の実施形態における平滑
コンデンサ６９と負荷４０１との間に、単相電圧形イン
バータ５９を接続したものである。なお、図１６におけ
る平滑コンデンサ５８は図１１における平滑コンデンサ
６９と実質的に同一であり、また、図１６における負荷
４０２と図１１における負荷４０１とは交流負荷である
か直流負荷であるかが異なるだけである。この実施形態
におけるコンバータ６４に対するＰＷＭパルスは図１２
の回路により発生させれば良く、負荷４０２によって発
生する電力リプルを、コンバータ６４の零電圧ベクトル
モードの動作によりコンデンサ５０３の電圧を制御して
吸収する。図示されていないが、中間タップ３０７とコ
ンデンサ５０３との間にリアクトルを挿入して直列共振
回路を構成し、その両端電圧をコンバータ６４の零電圧
ベクトルモードの動作により制御して電力リプルを吸収
しても良い。FIG. 16 is a circuit diagram showing a seventh embodiment, and corresponds to the tenth and twelfth embodiments of the present invention. In this embodiment, a single-phase voltage source inverter 59 is connected between the smoothing capacitor 69 and the load 401 in the embodiment of FIG. Note that the smoothing capacitor 58 in FIG. 16 is substantially the same as the smoothing capacitor 69 in FIG. 11, and the load 402 in FIG. 16 and the load 401 in FIG. 11 are different in whether they are AC loads or DC loads. Only. The PWM pulse for the converter 64 in this embodiment is shown in FIG.
The power ripple generated by the load 402 is absorbed by controlling the voltage of the capacitor 503 by the operation of the converter 64 in the zero voltage vector mode. Although not shown, a reactor is inserted between the intermediate tap 307 and the capacitor 503 to form a series resonance circuit, and the voltage between both ends is controlled by the operation of the converter 64 in the zero voltage vector mode to absorb power ripple. May be.
【００４０】図１７は、第８実施形態を示す回路図であ
り、請求項１０，１４の発明の実施形態に相当する。こ
の実施形態の主要部は図１６の実施形態と同一である
が、異なるのは、トランス３０５の中間タップ３０７と
コンバータ６４の直流出力端子の一端（負側端子）との
間に、コンデンサ５０３とリアクトル５０４とからなる
直列共振回路と、コンデンサ５０５とリアクトル５０６
とからなる直列共振回路とを並列に接続した点である。
これらの直列共振回路はいずれもエネルギー吸収要素を
構成しており、その共振周波数は、それぞれ電源周波数
の２倍とインバータ５９の出力周波数の２倍に選ばれ
る。つまり、本実施形態においては、単相交流電源６２
から発生する電力リプルと負荷４０２から発生する電力
リプルの双方を、並列接続された２つの直列共振回路に
よって吸収するものであり、コンバータ６４の零電圧ベ
クトルモードの動作により、コンデンサ５０３，５０５
の電圧または２つの直列共振回路の両端電圧を制御し、
電源６２または負荷４０２で発生する電力リプルを吸収
する。FIG. 17 is a circuit diagram showing an eighth embodiment, which corresponds to the tenth and fourteenth aspects of the present invention. The main part of this embodiment is the same as that of the embodiment of FIG. 16 except that the capacitor 503 and the intermediate tap 307 of the transformer 305 and one end (negative terminal) of the DC output terminal of the converter 64 are connected. A series resonance circuit including a reactor 504, a capacitor 505, and a reactor 506.
Is connected in parallel with a series resonance circuit composed of
Each of these series resonance circuits constitutes an energy absorbing element, and its resonance frequency is selected to be twice the power supply frequency and twice the output frequency of the inverter 59, respectively. That is, in the present embodiment, the single-phase AC power supply 62
And the power ripple generated from the load 402 are absorbed by the two series-connected resonant circuits connected in parallel. The operation of the converter 64 in the zero-voltage vector mode causes the capacitors 503 and 505 to operate.
Or the voltage across the two series resonant circuits,
The power ripple generated in the power supply 62 or the load 402 is absorbed.
【００４１】図１８は第９実施形態を示す回路図であ
り、請求項１１記載の発明の実施形態に相当する。この
実施形態は、単相フルブリッジコンバータ６４の一組の
上下アームの中点６４１とトランス３０１の中間タップ
３０３との間にエネルギー吸収要素としてのリアクトル
５０７を接続したものであり、その他の構成は、図５に
おいてコンデンサ５０１を除去したものと同様である。
コンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動
作させるが、この動作は公知であるため、説明を省略す
る。また、インバータ５５に対するＰＷＭパルスは図８
の制御回路によって得ることができる。この実施形態で
は、インバータ５５を零電圧ベクトルモードで動作させ
ることにより、リアクトル５０７を流れる電流を制御し
て電力リプルを吸収し、インバータ５５の直流入力側に
設けられた平滑コンデンサ６７の容量を低減させてい
る。なお、零相電圧指令値の作成方法は、前述の平成８
年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７
９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方
式」により公知である。本実施形態においても、リアク
トル５０７の鉄心をトランス３０１と共用すれば、トラ
ンス３０１及びリアクトル５０７の一体化による小型化
が可能になる。FIG. 18 is a circuit diagram showing a ninth embodiment, which corresponds to the eleventh embodiment of the present invention. In this embodiment, a reactor 507 as an energy absorbing element is connected between a midpoint 641 of a pair of upper and lower arms of a single-phase full-bridge converter 64 and an intermediate tap 303 of a transformer 301. 5 is the same as the one in which the capacitor 501 is removed.
The converter 64 operates so that the input current waveform becomes a sine wave, but this operation is well-known, and the description is omitted. The PWM pulse for the inverter 55 is shown in FIG.
Can be obtained by the control circuit. In this embodiment, by operating the inverter 55 in the zero voltage vector mode, the current flowing through the reactor 507 is controlled to absorb the power ripple, and the capacity of the smoothing capacitor 67 provided on the DC input side of the inverter 55 is reduced. Let me. The method of creating the zero-phase voltage command value is described in
The paper “7
9 DC power pulsation reduction system of single-phase voltage-type PWM converter ". Also in the present embodiment, if the core of the reactor 507 is shared with the transformer 301, the transformer 301 and the reactor 507 can be downsized by integration.
【００４２】上記各実施形態において、エネルギー吸収
要素は、トランスの中間タップとインバータの直流入力
端子の他端との間、あるいは、コンバータの直流出力端
子の他端との間に接続しても良い。In each of the above embodiments, the energy absorbing element may be connected between the intermediate tap of the transformer and the other end of the DC input terminal of the inverter, or between the other end of the DC output terminal of the converter. .
【００４３】[0043]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電圧形イ
ンバータやコンバータを零電圧ベクトルモードで動作さ
せ、コンデンサ単体や直列共振回路からなるエネルギー
吸収要素の両端電圧を制御することにより、従来付加さ
れていた１組の上下アームに代えて電源側や負荷側の電
力リプルをエネルギー吸収要素により吸収させることが
でき、これによって平滑コンデンサの容量や耐圧を低減
することができる。このように平滑コンデンサの責務を
低減し、また、リアクトルをトランスによって代用もし
くはその鉄心を共用することにより、装置全体の小型軽
量化、低価格化を図ることができる。As described above, according to the present invention, the voltage type inverter or converter is operated in the zero voltage vector mode to control the voltage across the energy absorbing element composed of a single capacitor or a series resonance circuit. The power ripple on the power supply side or the load side can be absorbed by the energy absorbing element in place of the pair of upper and lower arms added, thereby reducing the capacity and withstand voltage of the smoothing capacitor. In this way, the duty of the smoothing capacitor is reduced, and the reactor is replaced with a transformer or its iron core is shared, so that the entire device can be reduced in size, weight, and cost.
【図１】請求項１に記載した発明の概念図である。FIG. 1 is a conceptual diagram of the invention described in claim 1;
【図２】請求項１３に記載した発明の概念図である。FIG. 2 is a conceptual diagram of the invention described in claim 13;
【図３】請求項２に記載した発明の概念図である。FIG. 3 is a conceptual diagram of the invention described in claim 2;
【図４】請求項１３に記載した発明の概念図である。FIG. 4 is a conceptual diagram of the invention described in claim 13;
【図５】第１実施形態を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing the first embodiment.
【図６】図５の電圧形インバータに着目した正相分の等
価回路図である。FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a positive phase component focusing on the voltage source inverter of FIG. 5;
【図７】図５の電圧形インバータに着目した零相分の等
価回路図である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a zero-phase component focusing on the voltage source inverter of FIG.
【図８】第１実施形態の制御回路図である。FIG. 8 is a control circuit diagram of the first embodiment.
【図９】第２実施形態を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a second embodiment.
【図１０】第２実施形態の制御回路図である。FIG. 10 is a control circuit diagram of a second embodiment.
【図１１】第３実施形態を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a third embodiment.
【図１２】第３実施形態の制御回路図である。FIG. 12 is a control circuit diagram of a third embodiment.
【図１３】第４実施形態を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
【図１４】第５実施形態を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a fifth embodiment.
【図１５】第６実施形態を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a sixth embodiment.
【図１６】第７実施形態を示す回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing a seventh embodiment.
【図１７】第８実施形態を示す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing an eighth embodiment.
【図１８】第９実施形態を示す回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram showing a ninth embodiment.
【図１９】第１の従来技術を示す回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram showing a first conventional technique.
【図２０】第２の従来技術を示す回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram showing a second conventional technique.
【図２１】第３の従来技術を示す回路図である。FIG. 21 is a circuit diagram showing a third conventional technique.
【図２２】第４の従来技術を示す回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram showing a fourth conventional technique.
１００ 直流電圧源 １５０ 交流電圧源 ２００ インバータ ３００ トランス ４００，４５０ 負荷 ５００ エネルギー吸収要素 ５０１，５０３，５０５ コンデンサ ５０２，５０４，５０６，５０７ リアクトル ６００ コンバータ ５１ 直流電源 ５５，５９ 単相電圧形インバータ ５５’ 上下アーム ５７ 単相全波整流回路 ５８，６７，６９ 平滑コンデンサ ６２ 単相交流電源 ６３，６８，１０１ リアクトル ６４ 単相フルブリッジコンバータ ３０１，３０５ トランス ３０２，３０６ 一次巻線 ３０２’ 漏れインダクタンス ３０３，３０７ 中間タップ ３０４，３０８ 二次巻線 ４０１，４０２ 負荷 ７０１ 符号反転器 ７０２，７０６ 電流制御器 ７０３，７０４ コンパレータ ７０５ 電圧制御器 Ｔｒ３〜Ｔｒ６，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ 半導体スイッチ
ング素子Reference Signs List 100 DC voltage source 150 AC voltage source 200 Inverter 300 Transformer 400, 450 Load 500 Energy absorbing element 501, 503, 505 Capacitor 502, 504, 506, 507 Reactor 600 Converter 51 DC power supply 55, 59 Single-phase voltage-type inverter 55 'Up and down Arm 57 Single-phase full-wave rectifier circuit 58, 67, 69 Smoothing capacitor 62 Single-phase AC power supply 63, 68, 101 Reactor 64 Single-phase full-bridge converter 301, 305 Transformer 302, 306 Primary winding 302 'Leakage inductance 303, 307 Intermediate Tap 304, 308 Secondary winding 401, 402 Load 701 Sign inverter 702, 706 Current controller 703, 704 Comparator 705 Voltage controller Tr3 to Tr6, Tr11 to Tr14 Switching element
Claims (15)
れて半導体スイッチング素子の動作により直流電力を交
流電力に変換する電圧形インバータと、前記インバータ
の交流出力端子に一次側が接続されて二次側の負荷との
間を絶縁するトランスと、を備えた絶縁形電力変換装置
において、 前記トランスの巻線に設けられたタップと前記インバー
タの直流入力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を
接続すると共に、 前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前
記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することによ
り、直流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを
前記エネルギー吸収要素により吸収することを特徴とす
る絶縁形電力変換装置。1. A DC voltage source, a voltage type inverter connected to the DC voltage source and converting DC power into AC power by the operation of a semiconductor switching element, and a secondary side having a primary side connected to an AC output terminal of the inverter. And a transformer that insulates between a tap on a winding of the transformer and one end of a DC input terminal of the inverter. By connecting and controlling the voltage across the energy absorbing element by operating the inverter in the zero voltage vector mode, power ripple generated on the DC voltage source side or the load side is absorbed by the energy absorbing element. Characterized insulated power converter.
が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、このト
ランスの二次側と負荷との間に接続されて半導体スイッ
チング素子の動作により交流電力を直流電力に変換する
コンバータと、を備えた絶縁形電力変換装置において、 前記トランスの巻線に設けられたタップと前記コンバー
タの直流出力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を
接続すると共に、 前記コンバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前
記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することによ
り、交流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを
前記エネルギー吸収要素により吸収することを特徴とす
る絶縁形電力変換装置。2. An AC voltage source, a transformer having a primary side connected to the AC voltage source for insulation between a load, and an operation of a semiconductor switching element connected between a secondary side of the transformer and the load. And a converter that converts AC power to DC power by using a power converter. An energy absorbing element is connected between a tap provided on a winding of the transformer and one end of a DC output terminal of the converter. By operating the converter in the zero voltage vector mode to control the voltage across the energy absorbing element, power ripple generated on the AC voltage source side or the load side is absorbed by the energy absorbing element. Insulated power converter.
装置において、 前記トランスの電圧源側巻線の中間タップに一端が接続
されたエネルギー吸収要素により、電圧源側で発生する
電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換
装置。3. The insulated power converter according to claim 1, wherein the power ripple generated on the voltage source side is reduced by an energy absorbing element having one end connected to an intermediate tap of a voltage source side winding of the transformer. An insulated power converter characterized by absorption.
装置において、 前記トランスの負荷側巻線の中間タップに一端が接続さ
れたエネルギー吸収要素により、電圧源側で発生する電
力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装
置。4. The insulated power converter according to claim 1, wherein the power ripple generated on the voltage source side is absorbed by an energy absorbing element having one end connected to an intermediate tap of a load side winding of the transformer. An insulated power converter.
装置において、 前記トランスの電圧源側巻線の中間タップに一端が接続
されたエネルギー吸収要素により、負荷側で発生する電
力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装
置。5. The insulated power converter according to claim 1, wherein an energy absorbing element having one end connected to an intermediate tap of a voltage source side winding of the transformer absorbs power ripple generated on a load side. An insulated power converter.
装置において、 前記トランスの負荷側巻線の中間タップに一端が接続さ
れたエネルギー吸収要素により、負荷側で発生する電力
リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装
置。6. The insulated power converter according to claim 1, wherein the energy ripple generated on the load side is absorbed by an energy absorbing element having one end connected to an intermediate tap of a load side winding of the transformer. An insulated power converter.
いて、 前記直流電圧源が、単相交流電源とその出力側に接続さ
れた単相コンバータとにより構成されると共に、前記エ
ネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タ
ップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との
間に接続され、このエネルギー吸収要素が、直流電圧源
側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶
縁形電力変換装置。7. The insulated power conversion device according to claim 1, wherein the DC voltage source includes a single-phase AC power supply and a single-phase converter connected to an output side thereof, and the energy absorbing element includes Connected between the intermediate tap of the voltage source side winding of the transformer and one end of the DC input terminal of the single-phase voltage source inverter, and that this energy absorbing element absorbs power ripple generated on the DC voltage source side. Characterized insulated power converter.
いて、 前記交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると
共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻
線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端
との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、交流電
圧源側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とす
る絶縁形電力変換装置。8. The insulated power converter according to claim 2, wherein the AC voltage source is constituted by only a single-phase AC power source, and the energy absorbing element is connected to an intermediate tap of a load-side winding of a transformer. An insulated power converter, which is connected between one end of a DC output terminal of a phase converter and the energy absorbing element absorbing a power ripple generated on an AC voltage source side.
いて、 前記直流電圧源が直流電源のみにより構成されると共
に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻
線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子
の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、
負荷側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とす
る絶縁形電力変換装置。9. The insulated power converter according to claim 1, wherein the DC voltage source is composed of only a DC power source, and the energy absorbing element is a single-phase with a middle tap of a voltage source side winding of a transformer. It is connected between one end of the DC input terminal of the voltage source inverter and this energy absorbing element is
An insulated power converter that absorbs power ripple generated on the load side.
おいて、 前記交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると
共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻
線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端
との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側
で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁
形電力変換装置。10. The insulated power converter according to claim 2, wherein the AC voltage source is constituted by only a single-phase AC power source, and the energy absorbing element is connected to an intermediate tap of a load-side winding of a transformer. An insulated power conversion device connected between one end of a DC output terminal of a phase converter and an energy absorbing element for absorbing power ripple generated on a load side.
された単相フルブリッジコンバータと、このコンバータ
の直流出力端子に接続された単相電圧形インバータと、
このインバータの交流出力端子に一次側が接続されて負
荷との間を絶縁するトランスと、を備え、 前記コンバータの１組の上下アームの中点と前記トラン
スの一次巻線の中間タップとの間にリアクトルを接続す
ると共に、 前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前
記リアクトルの電流を制御することにより、電力リプル
を前記リアクトルにより吸収することを特徴とする絶縁
形電力変換装置。11. A single-phase AC power supply, a single-phase full-bridge converter connected to the AC power supply, and a single-phase voltage source inverter connected to a DC output terminal of the converter.
A transformer whose primary side is connected to the AC output terminal of the inverter to insulate the load from the load; and a midpoint between a pair of upper and lower arms of the converter and an intermediate tap of a primary winding of the transformer. An insulated power converter, wherein a power ripple is absorbed by the reactor by connecting a reactor and controlling the current of the reactor by operating the inverter in a zero voltage vector mode.
絶縁形電力変換装置において、 前記エネルギー吸収要素がコンデンサであることを特徴
とする絶縁形電力変換装置。12. The insulated power converter according to claim 1, wherein the energy absorbing element is a capacitor.
絶縁形電力変換装置において、 前記エネルギー吸収要素がコンデンサとリアクトルとか
らなる直列共振回路であることを特徴とする絶縁形電力
変換装置。13. The insulated power conversion device according to claim 1, wherein the energy absorbing element is a series resonance circuit including a capacitor and a reactor. apparatus.
において、 前記エネルギー吸収要素が、コンデンサとリアクトルと
からなる直列共振回路を２つ並列に接続して構成され、
各共振回路により交流電圧源側及び負荷側で発生する電
力リプルをそれぞれ吸収することを特徴とする絶縁形電
力変換装置。14. The insulated power converter according to claim 10, wherein the energy absorbing element is configured by connecting two series resonance circuits each including a capacitor and a reactor in parallel,
An insulated power converter, wherein each resonance circuit absorbs power ripples generated on an AC voltage source side and a load side.
１項に記載の絶縁形電力変換装置において、 前記エネルギー吸収要素を構成するリアクトルの鉄心と
トランスの鉄心とを共用したことを特徴とする絶縁形電
力変換装置。15. The insulated power converter according to claim 11, wherein an iron core of a reactor and a core of a transformer that constitute the energy absorbing element are shared. Insulated power converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35885397A JP3674283B2 (en) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Insulated power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35885397A JP3674283B2 (en) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Insulated power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11191962A true JPH11191962A (en) | 1999-07-13 |
| JP3674283B2 JP3674283B2 (en) | 2005-07-20 |
Family
ID=18461443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35885397A Expired - Fee Related JP3674283B2 (en) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | Insulated power converter |
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| Country | Link |
|---|---|
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041222 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050111 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050418 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110513 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110513 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130513 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130513 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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