JPH06351229A - Charge pump type booster circuit having output voltage stabilizing function - Google Patents
Charge pump type booster circuit having output voltage stabilizing functionInfo
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- JPH06351229A JPH06351229A JP13791693A JP13791693A JPH06351229A JP H06351229 A JPH06351229 A JP H06351229A JP 13791693 A JP13791693 A JP 13791693A JP 13791693 A JP13791693 A JP 13791693A JP H06351229 A JPH06351229 A JP H06351229A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、一般に電源電圧昇圧回
路に関し、特にチャージポンプ式昇圧回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates generally to a power supply voltage booster circuit, and more particularly to a charge pump type booster circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４を参照して従来のチャージポンプ式
昇圧回路について説明する。2. Description of the Related Art A conventional charge pump type booster circuit will be described with reference to FIG.
【０００３】ここに示した回路は、外部から与えられた
電源電圧を２倍に昇圧する回路と、その出力に接続され
た電圧安定化回路である。The circuit shown here is a circuit for doubling the power supply voltage supplied from the outside and a voltage stabilizing circuit connected to the output thereof.
【０００４】図において、４０１は電源、Ｃ１は１次側
コンデンサ、Ｃ２は二次側コンデンサ、ＴＲ１〜ＴＲ４
はスイッチングトランジスタである。In the figure, 401 is a power source, C1 is a primary side capacitor, C2 is a secondary side capacitor, and TR1 to TR4.
Is a switching transistor.
【０００５】ＴＲ１とＴＲ２は電源４０１をコンデンサ
Ｃ１に並列に接続して、同コンデンサＣ１を電源電圧Ｖ
DDまで充電する充電回路開閉用スイッチングトランジス
タであり、ＴＲ３とＴＲ４は電源４０１とコンデンサＣ
１の直列接続回路をコンデンサＣ２に並列に接続して、
コンデンサＣ２を電源電圧の２倍の電圧に充電する回路
を開閉するスイッチングトランジスタである。In TR1 and TR2, a power supply 401 is connected in parallel to a capacitor C1 and the capacitor C1 is connected to a power supply voltage V
It is a switching transistor for opening and closing the charging circuit that charges up to DD . TR3 and TR4 are a power supply 401 and a capacitor C.
Connect the series connection circuit of 1 to the capacitor C2 in parallel,
It is a switching transistor that opens and closes a circuit that charges the capacitor C2 to twice the power supply voltage.
【０００６】トランジスタＴＲ２はＮチャンネル電界効
果トランジスタで成り、ＴＲ１，ＴＲ３，ＴＲ４はＰチ
ャンネル電界効果トランジスタで成る。The transistor TR2 is an N-channel field effect transistor, and TR1, TR3 and TR4 are P-channel field effect transistors.
【０００７】このため、スイッチングパルスＡを反転す
るインバータ４０４が設けられている。４０２はＴＲ１
及びＴＲ２へ供給するスイッチングパルスＡを発生する
パルス発生器、４０３はＴＲ３及びＴＲ４へ供給するス
イッチングパルスＢを発生するパルス発生器である。Therefore, an inverter 404 for inverting the switching pulse A is provided. 402 is TR1
, 403 is a pulse generator for generating a switching pulse A to be supplied to TR2, and 403 is a pulse generator for generating a switching pulse B to be supplied to TR3 and TR4.
【０００８】以上の回路により、チャージポンプ式昇圧
回路を構成している。The above circuit constitutes a charge pump type booster circuit.
【０００９】このチャージポンプ式昇圧回路の出力側に
は、電圧安定化回路が接続されており、チャージポンプ
式昇圧回路で昇圧された電圧を安定化して取り出すよう
になっている。A voltage stabilizing circuit is connected to the output side of the charge pump type booster circuit, and the voltage boosted by the charge pump type booster circuit is stabilized and taken out.
【００１０】図の回路においては、チャージポンプ式昇
圧回路の出力は演算増幅器（オペアンプ）４０６の電源
端子に接続されており、このオペアンプの正入力端子に
は基準電圧源４０９が接続され、出力端子は抵抗器Ｒ
１，Ｒ２の直列接続を介して接地されている。また負入
力端子は抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点に接続されている。In the circuit shown in the figure, the output of the charge pump type booster circuit is connected to the power supply terminal of an operational amplifier (op amp) 406, and the reference voltage source 409 is connected to the positive input terminal of this op amp, and the output terminal. Is a resistor R
It is grounded through a series connection of 1 and R2. The negative input terminal is connected to the connection point between the resistors R1 and R2.
【００１１】次にこの回路の動作を簡単に説明する。ま
ず、スイッチングパルス発生器４０２から供給されるパ
ルスＡによって、トランジスタＴＲ１及びＴＲ２がオン
となってコンデンサＣ１は電源電圧ＶDDまで充電され
る。Next, the operation of this circuit will be briefly described. First, the pulse A supplied from the switching pulse generator 402 turns on the transistors TR1 and TR2 to charge the capacitor C1 to the power supply voltage V DD .
【００１２】次いで、スイッチングパルス発生器４０３
からのパルスＢによってトランジスタＴＲ３及びＴＲ４
がオンとなって、電源４０１−トランジスタＴＲ４−コ
ンデンサＣ１−トランジスタＴＲ３−コンデンサＣ２の
回路によって、電源電圧ＶDDと先にコンデンサＣ１に充
電された電荷による電圧ＶDDが加算された電圧２ＶDDが
コンデンサＣ２に印加され、同コンデンサＣ２は２ＶDD
の電位まで充電される。Next, the switching pulse generator 403
Pulse B from the transistors TR3 and TR4
Is turned on, and a voltage 2V DD obtained by adding the power supply voltage V DD and the voltage V DD due to the charge previously charged in the capacitor C1 is generated by the circuit of the power supply 401-transistor TR4-capacitor C1-transistor TR3-capacitor C2. It is applied to the capacitor C2, and the capacitor C2 is 2V DD
It is charged to the potential of.
【００１３】この結果、チャージポンプ式昇圧回路の出
力４０５には電源電圧の２倍の電圧が出力される。As a result, a voltage twice the power supply voltage is output to the output 405 of the charge pump type booster circuit.
【００１４】このチャージポンプ式昇圧回路の出力はオ
ペアンプ４０６の電源端子に印加されている。他方、オ
ペアンプ４０６の正入力端子には基準電圧現４０９から
基準電圧ＶR が印加されており、負入力端子は抵抗器Ｒ
１とＲ２の接続点に接続されているので、抵抗器Ｒ１の
両端間の電圧はＶR である。The output of this charge pump type booster circuit is applied to the power supply terminal of the operational amplifier 406. On the other hand, the reference voltage V R from the reference voltage source 409 is applied to the positive input terminal of the operational amplifier 406, and the resistor R is applied to the negative input terminal.
Because it is connected to the connection point 1 and R2, the voltage across resistor R1 is V R.
【００１５】従って、抵抗Ｒ１とＲ２の直列接続回路に
流れる電流の関係からＶout ／Ｒ１＋Ｒ２＝ＶR ／Ｒ１
が成立し、Ｖout ／ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１となる
から、出力電圧Ｖout を基準電圧ＶR によって決まる安
定した値に設定することができる。但しＶout ＜２ＶDD
である。Therefore, V out / R1 + R2 = V R / R1 from the relation of the current flowing in the series connection circuit of the resistors R1 and R2.
Is satisfied and V out / V R × (R1 + R2) / R1 holds, the output voltage V out can be set to a stable value determined by the reference voltage V R. However, V out <2V DD
Is.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】従来のチャージポンプ
式昇圧回路の欠点としては、図４を参照して上述したと
ころから解かるとおり、外部から与える電源電圧ＶDDを
加（減）算した電圧、及びその整数倍の電圧しか発生で
きないという欠点がある。As a drawback of the conventional charge pump type booster circuit, as can be understood from the above description with reference to FIG. 4, a voltage obtained by adding (subtracting) the power supply voltage V DD given from the outside. , And a voltage that is only an integral multiple thereof.
【００１７】また、昇圧回路から取り出す出力電流値が
変わると出力電圧が変動するので、必要な電圧を安定に
取り出すためには図４に示す如く、別途安定化回路を設
けることが必要となる。Further, since the output voltage fluctuates when the output current value taken out from the booster circuit changes, it is necessary to provide a separate stabilizing circuit as shown in FIG. 4 in order to stably take out the required voltage.
【００１８】ところが、この安定化回路を付けることに
よって無効電力が増大する。即ち、図４の回路におい
て、負荷ＲL に流れる電流をＩL 、チャージポンプ回路
の出力電圧をＶchg 、出力設定電圧をＶout とすると、
無効消費電力Ｗi は、 Ｗi ＝（Ｖchg −Ｖout ）×ＩL となるので、負荷電流が大きいほど、また、出力設定電
圧とチャージポンプ出力電圧との差が大きいほどこの無
効消費電力Ｗi が大きくなる。However, the addition of this stabilizing circuit increases the reactive power. That is, in the circuit of FIG. 4, when the current flowing through the load R L is I L , the output voltage of the charge pump circuit is V chg , and the output setting voltage is V out ,
Since the reactive power consumption W i is W i = (V chg −V out ) × I L , the reactive power consumption increases as the load current increases and the difference between the output setting voltage and the charge pump output voltage increases. W i becomes large.
【００１９】本発明は、上述の従来の回路の欠点を克服
し、出力電圧の安定化と調整を効率良く行なうことがで
きるチャージポンプ式昇圧回路を提供することを目的と
する。An object of the present invention is to provide a charge pump type booster circuit which overcomes the above-mentioned drawbacks of the conventional circuit and which can efficiently stabilize and adjust the output voltage.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】本発明のチャージポンプ
式昇圧回路は、図１に示す如く外部電源１０１によって
充電される第１のコンデンサＣ１と、該第１のコンデン
サＣ１を外部電源１０１に並列に接続して充電回路を形
成する第１及び第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２と、前記外部電源１０１と第１コンデンサＣ
１を直列に接続して昇圧電圧を供給する回路を形成する
第３及び第４のスイッチングトランジスタＴＲ３，ＴＲ
４と、前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサＣ２
と、前記第１と第２のスイッチングトランジスタＴＲ
１，ＴＲ２及び前記第３と第４のスイッチングトランジ
スタＴＲ３，ＴＲ４に夫々スイッチングパルスを供給す
る第１及び第２のパルス発生回路１０２，１０３とを備
えた昇圧回路であって、該昇圧回路の出力Ｖout を抵抗
Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１を基準電圧ＶR と比較
し、その誤差信号でコンデンサＣ１の充電回路を形成す
るスイッチングトランジスタＴＲ１，ＴＲ２の中の少な
くとも一方について、（ａ）その導通時の抵抗値を変え
て充電回路に流れる電流を制御するか、（ｂ）非導通に
してコンデンサＣ１に補給される電荷を制御するか、
（ｃ）導通時間を制御してコンデンサＣ１に蓄積される
電荷の量を制御するようにする。A charge pump type booster circuit according to the present invention includes a first capacitor C1 charged by an external power supply 101 and a first capacitor C1 connected in parallel to the external power supply 101 as shown in FIG. First and second switching transistors TR connected to each other to form a charging circuit
1, TR2, the external power supply 101, and the first capacitor C
Third and fourth switching transistors TR3 and TR forming a circuit for connecting 1 in series to supply a boosted voltage
4 and a second capacitor C2 for holding the boosted voltage
And the first and second switching transistors TR
1 and TR2 and a first and second pulse generating circuits 102 and 103 for supplying switching pulses to the third and fourth switching transistors TR3 and TR4, respectively, and an output of the boosting circuit The voltage V1 obtained by dividing V out by the resistors R1 and R2 is compared with the reference voltage V R, and at least one of the switching transistors TR1 and TR2 forming the charging circuit of the capacitor C1 by the error signal is (a) its conduction. Whether the current flowing through the charging circuit is controlled by changing the resistance value at the time, or (b) the charge supplied to the capacitor C1 by controlling the non-conduction is controlled.
(C) The conduction time is controlled to control the amount of charge accumulated in the capacitor C1.
【００２１】[0021]
【作用】本願発明のチャージポンプ式昇圧回路は、上述
の構成により、後段に電圧安定化回路を設ける必要がな
いので、無効電力が無い。また、出力電圧Ｖout の値
は、基準電圧ＶR に一致させるように制御するので、出
力電圧を連続的に可変することができる。The charge pump type booster circuit according to the present invention has no reactive power because it is not necessary to provide a voltage stabilizing circuit in the subsequent stage due to the above-mentioned configuration. Moreover, since the value of the output voltage V out is controlled so as to match the reference voltage V R , the output voltage can be continuously varied.
【００２２】[0022]
【実施例】図１〜３を参照して、本発明の実施例の説明
をする。図において、同様な部分には同様な信号を付け
てあり、詳しい説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. In the figure, similar signals are given to similar parts, and detailed description thereof is omitted.
【００２３】図１の回路において、トランジスタＴＲ１
〜ＴＲ４のオン・オフによってコンデンサＣ１に電荷を
蓄積し、コンデンサＣ２に電源電圧ＶDDの２倍の電圧を
出力するという基本動作は図４を参照して前述した従来
回路と同じである。In the circuit of FIG. 1, the transistor TR1
The basic operation of accumulating electric charge in the capacitor C1 and outputting a voltage twice as high as the power supply voltage V DD to the capacitor C2 by turning on / off TR4 is the same as the conventional circuit described with reference to FIG.
【００２４】図１の回路の特徴は、トランジスタＴＲ２
の導通時の内部抵抗の値を制御するようになっている点
である。The circuit of FIG. 1 is characterized by the transistor TR2.
The point is that the value of the internal resistance at the time of conduction is controlled.
【００２５】即ち、１次側コンデンサＣ１への充電スイ
ッチの１つであるトランジスタＴＲ２に加えるゲートパ
ルスの振幅を制御することによってトランジスタＴＲ２
がオンの時の内部抵抗を調整するようになしたものであ
る。That is, the transistor TR2 is controlled by controlling the amplitude of the gate pulse applied to the transistor TR2 which is one of the charging switches for the primary side capacitor C1.
It is designed to adjust the internal resistance when is on.
【００２６】この結果１次側コンデンサＣ１への充電量
が調整され、チャージポンプ出力電圧Ｖout を調整でき
る。As a result, the amount of charge to the primary side capacitor C1 is adjusted, and the charge pump output voltage V out can be adjusted.
【００２７】下記にこの様子をもう少し詳しく説明す
る。図示の如く、チャージポンプ式昇圧回路の出力１０
５は抵抗器Ｒ１及びＲ２の直列接続回路を介して接地さ
れており、抵抗器Ｒ１とＲ２の接続点が比較器１０６の
正入力端子に接続されており、該比較器の負入力端子に
は基準電圧源１０９が接続されている。This situation will be described in more detail below. As shown, the output 10 of the charge pump type booster circuit.
5 is grounded through a series connection circuit of resistors R1 and R2, the connection point of the resistors R1 and R2 is connected to the positive input terminal of the comparator 106, and the negative input terminal of the comparator is The reference voltage source 109 is connected.
【００２８】比較器１０６の出力端子は抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ３から成る積分器に接続され、積分器の出力端
子は電解効果トランジスタＴＲ５のゲートに接続されて
いる。The output terminal of the comparator 106 is connected to the integrator composed of the resistor R3 and the capacitor C3, and the output terminal of the integrator is connected to the gate of the field effect transistor TR5.
【００２９】この電解効果トランジスタＴＲ５のドレイ
ンは抵抗器Ｒ４の一端に接続し、ソースは接地されてい
る。抵抗器Ｒ４の他端はインバータ１０４の出力端子に
接続されている。The drain of the field effect transistor TR5 is connected to one end of the resistor R4, and the source is grounded. The other end of the resistor R4 is connected to the output terminal of the inverter 104.
【００３０】抵抗器Ｒ４とトランジスタＴＲ５の接続点
はトランジスタＴＲ２のゲートに接続されている。The connection point between the resistor R4 and the transistor TR5 is connected to the gate of the transistor TR2.
【００３１】抵抗器Ｒ１，Ｒ２、基準電圧源１０９、抵
抗器１０６、積分器（Ｒ３，Ｃ３）、トランジスタＴＲ
５は一種の負帰還回路を形成し、出力電圧の調整に役立
っている。Resistors R1 and R2, reference voltage source 109, resistor 106, integrator (R3, C3), transistor TR
Reference numeral 5 forms a kind of negative feedback circuit and is useful for adjusting the output voltage.
【００３２】次にこの回路の動作について説明する。図
４を参照して従来の昇圧回路について説明したと同様の
動作によって、今、出力端１０５に昇圧された電圧Ｖ
out が出力されたとする。Next, the operation of this circuit will be described. By the operation similar to that described with reference to the conventional booster circuit with reference to FIG.
Suppose out is output.
【００３３】この電圧Ｖout は抵抗Ｒ１とＲ２と分割さ
れ、その分割された電圧Ｖ１が比較器１０６の正入力に
印加される。比較器１０６は、この電圧Ｖ１を基準電圧
源１０９からの基準電圧ＶR と比較し、出力電圧を抵抗
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR からずれていれば、そ
の誤差電圧を積分回路（コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３で
成る）へ供給し、そこでこの誤差電圧を積分し、その積
分出力によってトランジスタＴＲ５のゲート電圧を制御
する。This voltage V out is divided by the resistors R1 and R2, and the divided voltage V1 is applied to the positive input of the comparator 106. The comparator 106 compares this voltage V1 with the reference voltage V R from the reference voltage source 109, and if the voltage V1 obtained by resistance-dividing the output voltage deviates from the reference voltage V R , the error voltage is integrated circuit (capacitor). C3 and resistor R3), where this error voltage is integrated and the integrated output controls the gate voltage of transistor TR5.
【００３４】電圧Ｖ１が基準よりも高い場合は、比較器
１０６から正の誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５の
ゲートバイアスが高くなって、ドレイン・ソース間抵抗
ＲDSが小さくなるのでトランジスタＴＲ２のゲート電圧
は低くなり、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が大
きくなり、従って充電回路に流れる電流が減るのでコン
デンサＣ１に充電される電荷が減って出力電圧Ｖout は
下がる。When the voltage V1 is higher than the reference, a positive error signal is output from the comparator 106, the gate bias of the transistor TR5 is increased, and the drain-source resistance R DS is decreased, so that the gate of the transistor TR2 is reduced. The voltage becomes lower, the resistance of the transistor TR2 when turned on increases, and the current flowing through the charging circuit decreases, so that the charge charged in the capacitor C1 decreases and the output voltage V out decreases.
【００３５】逆に、出力電圧Ｖout をＲ１とＲ２で抵抗
分割した電圧Ｖ１が低下すると、比較器１０６から負の
誤差信号が出て、トランジスタＴＲ５のゲートバイアス
が低くなり、そのドレイン・ソース間抵抗ＲDSが大きく
なるので、トランジスタＴＲ２のゲート電圧は高くな
り、同トランジスタＴＲ２のオン時の抵抗が小さくな
り、従って充電回路に流れる電流が増すのでコンデンサ
Ｃ１に充電される電荷が増して出力電圧Ｖout が上が
る。On the contrary, when the voltage V1 obtained by resistance-dividing the output voltage V out with R1 and R2 decreases, a negative error signal is output from the comparator 106, the gate bias of the transistor TR5 decreases, and the drain-source of the transistor TR5 decreases. Since the resistance R DS becomes large, the gate voltage of the transistor TR2 becomes high, the resistance when the transistor TR2 is turned on becomes small, and the current flowing through the charging circuit increases, so that the electric charge charged in the capacitor C1 increases and the output voltage increases. V out goes up.
【００３６】上述の動作により出力電圧Ｖout が高いと
きは、これを低くし、低いときはこれを高くするように
フィードバックが働いて、予め設定された電圧値と一致
した出力電圧が得られる。このとき、出力電圧Ｖ
out は、 Ｖout ＝ＶR ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１（ＶDD＜Ｖout ＜
２ＶDD） である。By the above-mentioned operation, when the output voltage V out is high, the feedback works so as to lower it, and when it is low, the feedback works so as to obtain the output voltage that matches the preset voltage value. At this time, the output voltage V
out is V out = V R × (R1 + R2) / R1 (V DD <V out <
2V DD ).
【００３７】次に、図２を参照して本願発明の第２実施
例の説明をする。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
【００３８】この回路の特徴は、出力電圧Ｖout が所定
の電圧よりも高くなったときコンデンサＣ１の充電回路
のトランジスタＴＲ２を不導通として一時充電を停止す
ることにより出力電圧Ｖout を下げようと云う考えに基
いていることである。The feature of this circuit is that when the output voltage V out becomes higher than a predetermined voltage, the transistor TR2 of the charging circuit of the capacitor C1 is made non-conductive to stop the temporary charging, thereby reducing the output voltage V out. It is based on the idea.
【００３９】図２から明らかなとおり、出力端２０５か
ら比較器２０６までの回路は図１の回路と略同じである
が、比較器２０６は出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で
分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR との大小関係を比較す
る比較器で、その出力には、Ｖ１＞ＲR ならばハイレベ
ルＨ、Ｖ１＜ＲR 又はＶ１＝ＶR ならばローレベルＬを
出力する比較器である。As is apparent from FIG. 2, the circuit from the output terminal 205 to the comparator 206 is substantially the same as the circuit of FIG. 1, but the comparator 206 divides the output voltage V out by resistors R1 and R2 to obtain a voltage V1. a comparator for comparing the magnitude relationship between the reference voltage V R, the output, V1> R R if high level H, V1 <R R or V1 = V R If comparator outputs a low level L Is.
【００４０】比較器２０６の出力はＯＲ（論理和）回路
２１０，２１１の−入力にそれぞれ印加される。ＯＲ回
路の他の入力にはそれぞれパルス発生器２０２，２０３
の出力が印加されている。従ってＯＲ回路２１０，２１
１の出力は、それぞれトランジスタＴＲ１，ＴＲ２、ト
ランジスタＴＲ３，ＴＲ４のゲートを制御する制御パル
スを出すが、比較器２０６の出力がハイレベルＨの時は
スイッチングパルス発生器２０２，２０３からのパルス
にかかわらずハイレベルＨとなるのでスイッチングトラ
ンジスタＴＲ１〜ＴＲ４はオフ状態になる。The output of the comparator 206 is applied to the-inputs of the OR (logical sum) circuits 210 and 211, respectively. The other inputs of the OR circuit are pulse generators 202 and 203, respectively.
Output is being applied. Therefore, the OR circuits 210 and 21
The output of 1 outputs a control pulse for controlling the gates of the transistors TR1 and TR2 and the transistors TR3 and TR4, respectively, but when the output of the comparator 206 is at the high level H, it does not depend on the pulse from the switching pulse generators 202 and 203. However, the switching transistors TR1 to TR4 are turned off because they are at the high level H.
【００４１】次に図２の回路の動作について説明する
と、前述と同様、比較器２０６によって出力電圧Ｖout
を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧Ｖ１と基準電圧ＶR が
比較され、もしＶ１がＶR より大きければ比較器２０６
の出力はハイレベルになる。Next, the operation of the circuit of FIG. 2 will be described. As described above, the comparator 206 outputs the output voltage V out.
Voltage V1 divided by resistors R1 and R2 and the reference voltage V R are compared. If V1 is larger than V R , the comparator 206
Output goes high.
【００４２】このハイレベル信号はＯＲ回路２１０を通
ってインバータ２０４でローレベルになってトランジス
タＴＲ２のゲートに印加される。トランジスタＴＲ２は
ゲート電圧がローレベルのときは導通しないのでコンデ
ンサＣ１に充電するための回路が形成されない。コンデ
ンサＣ１は充電が一時停止したことにより両端間の電位
が下がる。This high-level signal passes through the OR circuit 210, becomes low level in the inverter 204, and is applied to the gate of the transistor TR2. Since the transistor TR2 does not conduct when the gate voltage is at a low level, a circuit for charging the capacitor C1 is not formed. Since the charging of the capacitor C1 is temporarily stopped, the potential across the capacitor C1 decreases.
【００４３】次に、スイッチングパルス発生器２０３か
らローレベルのパルスＢが供給されると、トランジスタ
ＴＲ３とＴＲ４がオン（導通）してコンデンサＣ１に充
電された電荷をコンデンサＣ２に転送するが、このとき
Ｃ１の電位は低下しているので出力電圧を低下させる。Next, when the low-level pulse B is supplied from the switching pulse generator 203, the transistors TR3 and TR4 are turned on (conducted) to transfer the electric charge charged in the capacitor C1 to the capacitor C2. At this time, the potential of C1 is lowered, so the output voltage is lowered.
【００４４】このように、コンデンサＣ１に供給する電
荷を調整することにより、出力電圧Ｖout を所定電圧に
保つことができる。In this way, the output voltage V out can be maintained at a predetermined voltage by adjusting the electric charge supplied to the capacitor C1.
【００４５】次に図３を参照して、本発明の第３実施例
の説明をする。本実施例の回路の特徴は、スイッチング
トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の導通時間を制御すること
によりコンデンサＣ１に充電する電荷を調整して出力電
圧を一定にすることである。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A feature of the circuit of the present embodiment is that the electric charge charged in the capacitor C1 is adjusted by controlling the conduction time of the switching transistors TR1 to TR4 to make the output voltage constant.
【００４６】図３（ａ）の回路構成について説明する
と、出力端３０５から積分器（Ｒ３，Ｃ３）の出力まで
は図１の回路と同じである。本実施例の回路ではスイッ
チングパルス発生器１０２，１０３に代えて、三角波発
生器３１２が設けられている。三角波発生回路３１２で
発生した三角波Ａは、一方において、バッファ回路３１
３で整形してデューティ５０％の方形波Ｃを作り、これ
をトランジスタＴＲ３及びＴＲ４のゲートに印加してい
る。Explaining the circuit configuration of FIG. 3A, the circuit from the output terminal 305 to the output of the integrator (R3, C3) is the same as the circuit of FIG. In the circuit of this embodiment, a triangular wave generator 312 is provided instead of the switching pulse generators 102 and 103. The triangular wave A generated by the triangular wave generating circuit 312 is, on the one hand, the buffer circuit 31
A square wave C having a duty of 50% is formed by shaping with 3, and this is applied to the gates of the transistors TR3 and TR4.
【００４７】他方、上記三角波Ａは抵抗Ｒ５を通してイ
ンバータ３１４の入力に印加される。抵抗Ｒ５とインバ
ータ３１４の入力端子との接続点は定電流源３１５を介
してアースに接続されている。On the other hand, the triangular wave A is applied to the input of the inverter 314 through the resistor R5. The connection point between the resistor R5 and the input terminal of the inverter 314 is connected to the ground via the constant current source 315.
【００４８】従って、上記三角波Ａは上記定電流源３１
５によってレベルシフトした後、インバータ３１４で方
形波Ｂに整形される。この方形波のデューティは上記定
電流源３１５による三角波Ａのレベルシフトによって変
えられる。Therefore, the triangular wave A is generated by the constant current source 31.
After being level-shifted by 5, it is shaped into a square wave B by the inverter 314. The duty of the square wave is changed by the level shift of the triangular wave A by the constant current source 315.
【００４９】方形波信号ＢはトランジスタＴＲ１のゲー
トに印加される。また方形波信号Ｂは、インバータ３０
４で反転されて方形波信号Ｄを形成し、この信号がトラ
ンジスタＴＲ２のゲートに印加される。The square wave signal B is applied to the gate of the transistor TR1. In addition, the square wave signal B is transmitted to the inverter 30.
It is inverted at 4 to form a square wave signal D, which is applied to the gate of transistor TR2.
【００５０】図３の回路の動作を簡単に説明すると、出
力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で分割した電圧Ｖ１が基
準電圧ＶR よりも高くなると比較器３０６から正の誤差
信号が出て、それが積分回路（Ｒ３，Ｃ３）で積分され
て定電流回路３１５に印加される。The operation of the circuit of FIG. 3 will be briefly described. When the voltage V1 obtained by dividing the output voltage V out by the resistors R1 and R2 becomes higher than the reference voltage V R , the comparator 306 outputs a positive error signal, It is integrated by the integrating circuit (R3, C3) and applied to the constant current circuit 315.
【００５１】これによって、三角波Ａはレベルシフトを
受けて方形波Ｂのローレベル期間の幅が狭くなる。従っ
て、電源３０１からトランジスタＴＲ１を介してコンデ
ンサＣ１に充電される電荷が減少する。As a result, the triangular wave A undergoes a level shift and the width of the low level period of the square wave B is narrowed. Therefore, the electric charge charged in the capacitor C1 from the power source 301 via the transistor TR1 is reduced.
【００５２】このことは、コンデンサＣ１の両端にかか
る電圧が低くなったことを意味し、出力端３０５の電圧
が低下する。This means that the voltage applied across the capacitor C1 has dropped, and the voltage at the output terminal 305 drops.
【００５３】逆に、出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１とＲ２で
分割した電圧Ｖ１が基準電圧ＶR よりも低くなると、比
較器３０６から負の出力が出て、定電流回路３１５によ
り三角波Ａの直流レベルを下げ、方形波Ｂのローレベル
期間の幅を広くし、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２でなる
ゲートを開く期間を長くして、コンデンサＣ１に充電さ
れる電荷を増やす。On the contrary, when the voltage V1 obtained by dividing the output voltage V out by the resistors R1 and R2 becomes lower than the reference voltage V R , a negative output is output from the comparator 306, and the constant current circuit 315 outputs the DC of the triangular wave A. The level is lowered, the width of the low level period of the square wave B is widened, and the period of opening the gates of the transistors TR1 and TR2 is lengthened to increase the charge charged in the capacitor C1.
【００５４】この結果、Ｃ１の両端間の電圧が高くな
り、出力電圧が高くなる。As a result, the voltage across C1 becomes high and the output voltage becomes high.
【００５５】上述のとおり、出力電圧が高くなると、こ
れを低くするようにフィードバックがかかり、出力電圧
が低くなると、これを高めるようにフィードバックがか
かって出力電圧が高くなり、最終的に基準電圧によって
決まる所定電圧に落ち着く。As described above, when the output voltage becomes high, feedback is applied to lower it, and when the output voltage becomes low, feedback is applied to increase it and the output voltage becomes high, and finally the reference voltage is changed. Settles down to a predetermined voltage.
【００５６】以上、本発明について、実施例を示して説
明してきたが、上述の説明から明らかなとおり、本発明
によれば、電圧安定化回路を特に設ける必要はなく、昇
圧回路に出力安定化機能を持たせてあるので無効電力が
ない。Although the present invention has been described with reference to the embodiments, as is apparent from the above description, according to the present invention, it is not necessary to provide a voltage stabilizing circuit, and the output stabilizing is performed in the booster circuit. Since it has a function, there is no reactive power.
【００５７】また、出力電圧は基準電圧を変えることに
よって設定できるので、外部から与えられる電源電圧の
整数倍といったような制限はなく、自由に設定てきる。Since the output voltage can be set by changing the reference voltage, there is no limitation such as an integral multiple of the power supply voltage given from the outside, and the output voltage can be set freely.
【００５８】[0058]
【発明の効果】本願発明によれば、チャージポンプ式昇
圧回路の出力電圧の安定化のために特に安定化回路を設
ける必要がなく、従って、そこで生じる無効電力も無
い。出力電圧は、基準電圧に合わせて可変にできるの
で、基準電圧を連続的に変えられるようにしておける
ば、出力電圧も任意の値にすることができる。また外部
クロックに同期してチャージポンプを動作させる際、本
発明の一例においては、スイッチングトランジスタのゲ
ートパルスの振幅を制御することで、出力電圧を安定化
するようにしたことにより、外部クロックの変化点以外
でのスイッチングノイズを発生しない。According to the present invention, it is not necessary to provide a stabilizing circuit in order to stabilize the output voltage of the charge pump type booster circuit, and therefore there is no reactive power generated there. Since the output voltage can be changed according to the reference voltage, the output voltage can be set to an arbitrary value if the reference voltage can be continuously changed. Further, when operating the charge pump in synchronization with the external clock, in one example of the present invention, the output voltage is stabilized by controlling the amplitude of the gate pulse of the switching transistor. No switching noise is generated except at points.
【図１】本発明の出力安定化機能付チャージポンプ式昇
圧回路の一例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a charge pump type booster circuit with an output stabilizing function according to the present invention.
【図２】本発明の出力安定化機能付チャージポンプ式昇
圧回路の他の例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another example of a charge pump type booster circuit with an output stabilizing function of the present invention.
【図３】ＰＷＭ（パルス幅変調）を用いた本発明の出力
電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路の他の例を
示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another example of a charge pump type booster circuit with output voltage stabilizing function of the present invention using PWM (pulse width modulation).
【図４】従来のチャージポンプ式昇圧回路と出力電圧安
定化回路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional charge pump type booster circuit and an output voltage stabilizing circuit.
ＴＲ１，ＴＲ２ 充電回路スイッチングトランジスタ ＴＲ３，ＴＲ４ 転送回路スイッチングトランジスタ Ｃ１，Ｃ２ 充放電コンデンサ １０１ 外部電源 １０２，１０３ スイッチングパルス発生器 １０６ 比較器 １０９ 基準電圧源 TR1, TR2 Charge circuit switching transistor TR3, TR4 Transfer circuit switching transistor C1, C2 Charge / discharge capacitor 101 External power supply 102, 103 Switching pulse generator 106 Comparator 109 Reference voltage source
Claims (3)
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力を基準電圧と比較し、その誤差信号で
充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少なく
とも一方の導通時の抵抗値を変えて前記第１コンデンサ
の充電を制御するようにしたことを特徴とするチャージ
ポンプ式昇圧回路。1. A first capacitor charged by an external power supply, first and second switching transistors that form a charging circuit by connecting the first capacitor to the external power supply in parallel, and the external power supply. Third and fourth switching transistors that form a circuit that supplies a boosted voltage by connecting a first capacitor in series; a second capacitor that holds the boosted voltage; and the first, second, and third First and second supply of switching pulses to the fourth switching transistor, respectively
A pulse generator circuit for comparing the output of the booster circuit with a reference voltage and changing the resistance value of at least one of the switching transistors forming the charging circuit when the error signal is conductive to change the resistance value. A charge pump type booster circuit characterized in that charging of a first capacitor is controlled.
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を保持する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力電圧を基準電圧と比較し、その誤差信
号で充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少
なくとも一方を非導通にして前記第１コンデンサの充電
を制御するようにしたことを特徴とするチャージポンプ
式昇圧回路。2. A first capacitor charged by an external power source, first and second switching transistors that form a charging circuit by connecting the first capacitor in parallel to the external power source, and the external power source. Third and fourth switching transistors that form a circuit that supplies a boosted voltage by connecting a first capacitor in series; a second capacitor that holds the boosted voltage; and the first, second, and third First and second supply of switching pulses to the fourth switching transistor, respectively
A pulse generator circuit for comparing the output voltage of the booster circuit with a reference voltage, and at least one of the switching transistors forming a charging circuit is made non-conductive by the error signal, and the first capacitor is provided. A charge pump type booster circuit characterized in that the charging of the battery is controlled.
デンサと、 該第１のコンデンサを外部電源に並列に接続して充電回
路を形成する第１及び第２のスイッチングトランジスタ
と、 前記外部電源と第１コンデンサを直列に接続して昇圧電
圧を供給する回路を形成する第３及び第４のスイッチン
グトランジスタと、 前記昇圧電圧を蓄積する第２のコンデンサと、 前記第１と第２及び第３と第４のスイッチングトランジ
スタに夫々スイッチングパルスを供給する第１及び第２
のパルス発生回路とを備えた昇圧回路であって、 該昇圧回路の出力電圧を基準電圧と比較し、その誤差信
号で充電回路を形成するスイッチングトランジスタの少
なくとも一方の導通時間を制御して前記第１コンデンサ
の充電を制御するようにしたことを特徴とするチャージ
ポンプ式昇圧回路。3. A first capacitor charged by an external power source, first and second switching transistors that form a charging circuit by connecting the first capacitor to the external power source in parallel, and the external power source. Third and fourth switching transistors that form a circuit that supplies a boosted voltage by connecting a first capacitor in series, a second capacitor that stores the boosted voltage, and the first, second, and third First and second supply of switching pulses to the fourth switching transistor, respectively
A pulse generator circuit for comparing the output voltage of the booster circuit with a reference voltage, and controlling the conduction time of at least one of the switching transistors forming the charging circuit by the error signal, A charge pump type booster circuit characterized in that charging of one capacitor is controlled.
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|---|---|---|---|
| JP13791693A JPH06351229A (en) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | Charge pump type booster circuit having output voltage stabilizing function |
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|---|---|
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