JPH06284713A - Switching power-supply circuit - Google Patents
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- JPH06284713A JPH06284713A JP5073483A JP7348393A JPH06284713A JP H06284713 A JPH06284713 A JP H06284713A JP 5073483 A JP5073483 A JP 5073483A JP 7348393 A JP7348393 A JP 7348393A JP H06284713 A JPH06284713 A JP H06284713A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯点灯装置などに
用いられるスイッチング電源回路に関し、特に交流入力
電流に含まれる高調波を許容範囲内に抑えることができ
るスイッチング電源回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit used in a discharge lamp lighting device and the like, and more particularly to a switching power supply circuit capable of suppressing harmonics contained in an AC input current within an allowable range.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４に、一般的なフォワード形スイッチ
ング電源回路を示す。この図で、商用交流電源１はダイ
オードブリッジ２とパスマンＣ１からなる整流部で脈流
電圧に変換されたあとに、スイッチング素子３を直列に
接続したトランスＴ１の一次巻線に供給される。このト
ランスＴ１の二次巻線の両端には、整流用のダイオード
Ｄ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３に
よって整流された二次側出力は、チョークコイルＬ１と
コンデンサＣ２によって平滑されて出力端子から取り出
される。このように構成される電源回路では、スイッチ
ング素子３がオンしたときに、トランスＴ１の一次側に
電圧Ｖ１が印加される。この一次側に加えられる電圧Ｖ
１は、トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次
側電圧Ｖ２に変換される。この二次側電圧Ｖ２が出力端
子間の直流出力電圧Ｖ0 よりも大きければ、その差に比
例した二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ込
む。スイッチング素子３がオフすると、トランスＴ１に
は一次側二次側とも電圧が誘起されない。しかし、二次
側のチョークコイルＬ１にはスイッチング素子３がオン
時に蓄えられたエネルギが電流を流し続け、このエネル
ギがなくなるまで二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２
に流れ続ける。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows a general forward type switching power supply circuit. In this figure, the commercial AC power supply 1 is converted into a pulsating voltage by a rectifying unit composed of a diode bridge 2 and a Passman C1, and then supplied to the primary winding of a transformer T1 in which a switching element 3 is connected in series. Rectifying diodes D2 and D3 are connected to both ends of the secondary winding of the transformer T1, and the secondary side output rectified by the diodes D2 and D3 is smoothed and output by the choke coil L1 and the capacitor C2. It is taken out from the terminal. In the power supply circuit thus configured, the voltage V1 is applied to the primary side of the transformer T1 when the switching element 3 is turned on. The voltage V applied to this primary side
1 is converted into a secondary side voltage V2 proportional to the winding ratio N2 / N1 of the transformer T1. If the secondary voltage V2 is larger than the DC output voltage V0 across the output terminals, a secondary current I0 proportional to the difference flows into the output capacitor C2. When the switching element 3 is turned off, no voltage is induced in the transformer T1 on both the primary side and the secondary side. However, the energy accumulated when the switching element 3 is turned on continues to flow in the choke coil L1 on the secondary side, and the secondary current I0 is output to the output capacitor C2 until the energy disappears.
Keep flowing to.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかし、この電源回路
では二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区
間しか商用交流電源１からの入力電流ＩINが回路に流れ
込まない。したがって、整流された二次側電圧が整流平
滑部に加えられても、Ｖ２＞Ｖ0 となるまでの期間、交
流入力電流の休止区間を生じる。この休止区間が大きく
なれば、入力電流に含まれる高調波成分も増加するとい
う問題が生じる。このような問題は、スイッチング部が
ハーフブリッジ形またはフルブリッジ形に構成されたス
イッチング電源回路でも同様に生じる。However, in this power supply circuit, the input current IIN from the commercial AC power supply 1 flows into the circuit only in the section where the secondary side voltage V2 is larger than the DC output voltage V0. Therefore, even if the rectified secondary voltage is applied to the rectifying / smoothing unit, a pause section of the AC input current occurs until V2> V0. If this pause period becomes large, there arises a problem that the harmonic components contained in the input current also increase. Such a problem similarly occurs in a switching power supply circuit in which the switching unit is configured in a half bridge type or a full bridge type.
【０００４】本発明は、このような従来の技術が有する
課題を解決するために提案されたものであり、入力電流
の高調波成分を許容レベルに抑えることができるスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。The present invention has been proposed in order to solve the problems of the prior art, and it is an object of the present invention to provide a switching power supply circuit capable of suppressing the harmonic component of the input current to an allowable level. To aim.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、商用交流電源を直流に変換する整流部と、
この整流部からの脈流をスイッチングするフオワード形
回路構成のスイッチング部と、このスイッチング部に一
次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の交流電
圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトランスの交
流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイッチ
ング電源回路において、商用交流電源から上記整流部に
入力される入力電流の休止区間の位相をθとしたとき、
θ／２が２５°以下となるように、トランスの一次巻線
の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との比が設定されてお
り、スイッチング部はフォワード形、ハーフブリッジ形
またはフルブリッジ形に構成されている。In order to achieve this object, the present invention provides a rectifying section for converting a commercial AC power source into a direct current,
A switching unit having a forward circuit configuration for switching the pulsating current from this rectifying unit, a primary winding connected to this switching unit, and a transformer for extracting a desired AC voltage from the switching output to the secondary winding, and a transformer for this transformer. In a switching power supply circuit having a rectifying / smoothing unit for converting an AC output into a DC, when the phase of the idle section of the input current input from the commercial AC power supply to the rectifying unit is θ,
The ratio between the number of turns N1 of the primary winding and the number of turns N2 of the secondary winding of the transformer is set so that θ / 2 is 25 ° or less, and the switching section is a forward type, half-bridge type or full-bridge type. Is configured.
【０００６】また、本発明によるスイッチング電源回路
では、商用交流電源のピーク電圧をＶINP 、上記一次側
整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、上記二次
側整流平滑部の直流出力電圧をＶo 、上記スイッチング
部でのＶINS におけるオンデューティをＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) 請求項１の回路では Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
Ｄ） 請求項２，３の回路ではＮ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
２Ｄ） の関係式が満たされるように、θ／２が２５°以下とさ
れ、トランスの一次側二次側の巻数比Ｎ２／Ｎ１が設定
されている。Further, in the switching power supply circuit according to the present invention, the peak voltage of the commercial AC power supply is VINP, the input voltage at which the current starts to flow in the primary side rectifying section is VINS, and the DC output voltage of the secondary side rectifying and smoothing section is Vo. , Where θ / 2≤sin -1 (VINS / VINP), where D is the on-duty in VINS in the switching section, N2 / N1≥Vo / (VINS
D) In the circuits of claims 2 and 3, N2 / N1 ≧ Vo / (VINS.
2/2) is satisfied, θ / 2 is set to 25 ° or less, and the turns ratio N2 / N1 on the primary side and the secondary side of the transformer is set.
【０００７】[0007]
【作用】上述した構成によれば、交流入力電流の休止区
間を短くできることで、入力電流に含まれる高調波成分
を少なくできる。According to the above-mentioned structure, the rest period of the AC input current can be shortened, so that the harmonic components contained in the input current can be reduced.
【０００８】[0008]
【実施例】以下、本発明の具体的な実施例を図面に基づ
き詳細に説明する。まず、本発明を図１に示すフォワー
ド形回路構成のスイッチング電源回路に適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１（電源電
圧ＶIN）はダイオードブリッジ２の交流入力端子に接続
され、このダイオードブリッジ２の整流出力端子間には
高周波カットのパスコンもしくは、リセット電流経路と
なるコンデンサＣ１が接続される。ここで、ダイオード
ブリッジ２とコンデンサＣ１は、整流部を構成してい
る。コンデンサＣ１のプラス側端子は、トランスＴ２の
一次巻線の中途に設けられたタップに接続され、コンデ
ンサＣ１のグランド側はダイオードＤ１を介して一次巻
線の一端に接続される。この一次巻線の他端とグランド
間にはスイッチング素子３が直列に接続されている。ま
た、トランスＴ２の二次巻線の両端には整流用ダイオー
ドＤ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３
のカソード端はチョークコイルＬ１を介して直流出力端
子に接続されている。この出力端子間に平滑コンデンサ
Ｃ２が接続されている。ここで、ダイオードＤ２，Ｄ
３、チョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ２は、
整流平滑部を構成している。このスイッチング電源回路
では、スイッチング素子３に対してＰＷＭ制御（パルス
幅変調による制御）を行なうことで、交流入力電流ＩIN
の導通区間においても正弦波状となるように制御してい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Specific embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. First, an embodiment in which the present invention is applied to a switching power supply circuit having a forward type circuit configuration shown in FIG. 1 will be described. In this figure, a commercial AC power supply 1 (power supply voltage VIN) is connected to an AC input terminal of a diode bridge 2, and a high frequency cut decap or a capacitor C1 serving as a reset current path is provided between the rectified output terminals of the diode bridge 2. Connected. Here, the diode bridge 2 and the capacitor C1 form a rectifying unit. The positive terminal of the capacitor C1 is connected to a tap provided in the middle of the primary winding of the transformer T2, and the ground side of the capacitor C1 is connected to one end of the primary winding via the diode D1. The switching element 3 is connected in series between the other end of the primary winding and the ground. Further, rectifying diodes D2 and D3 are connected to both ends of the secondary winding of the transformer T2.
The cathode end of is connected to the DC output terminal via the choke coil L1. A smoothing capacitor C2 is connected between the output terminals. Here, the diodes D2, D
3, the choke coil L1 and the smoothing capacitor C2 are
It constitutes a rectifying / smoothing unit. In this switching power supply circuit, by performing PWM control (control by pulse width modulation) on the switching element 3, the AC input current IIN
It is controlled so as to have a sine wave even in the conduction section of.
【０００９】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子３がオンしたとき、トランス
Ｔ２の一次巻線に電圧Ｖ１（＝ＶIN）が印加され、この
一次側電圧Ｖ１がトランスＴ２によって巻数比Ｎ２／Ｎ
１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換される。二次巻線に
生じたこの二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大
きければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が出力コン
デンサＣ２に流れる。スイッチング素子３がオフしてい
るときは、二次側電圧Ｖ２が生じないが、スイッチング
素子３のオン時にチョークコイルＬ１に蓄えられていた
エネルギによって出力コンデンサＣ２に電流Ｉ0 が流れ
る。このように二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 より
も大きい区間にしか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込
まないので、図２に示すように入力電流休止区間（位相
θ）を生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電
流ＩINに含まれる高調波成分が増加する。In the switching power supply circuit configured as described above, when the switching element 3 is turned on, the voltage V1 (= VIN) is applied to the primary winding of the transformer T2, and the primary side voltage V1 is turned by the transformer T2. N2 / N
It is converted into a secondary voltage V2 proportional to 1. If the secondary voltage V2 generated in the secondary winding is larger than the DC output voltage V0, a secondary current I0 proportional to the difference flows in the output capacitor C2. When the switching element 3 is off, the secondary side voltage V2 is not generated, but the current I0 flows through the output capacitor C2 due to the energy stored in the choke coil L1 when the switching element 3 is on. In this way, the AC input current IIN flows into the circuit only in the section where the secondary side voltage V2 is larger than the DC output voltage V0, so that an input current pause section (phase θ) occurs as shown in FIG. As the rest period θ increases, the harmonic component included in the input current IIN increases.
【００１０】この高調波成分を抑制するために、図１の
スイッチング電源回路では、θ／２が２５°以下とな
り、つぎの関係式が満たされるようにトランスＴ２の一
次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２の比Ｎ２／Ｎ１
を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・Ｄ） ここで、商用交流電源１のピーク電圧をＶINP 、入力電
流ＩINが回路に流れ始める交流入力電圧をＶINS 、直流
出力電圧をＶo 、スイッチング素子３での入力電流が流
れ始める電圧ＶINS におけるオンデューティをＤとして
いる。例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値で２７
７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出そうと
した場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でトランス
Ｔ２の巻線比を１：１．３８となるように設定すると、
入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、高調波成
分が抑制されて、ＩＥＣ規格を満足する。In order to suppress this harmonic component, in the switching power supply circuit of FIG. 1, θ / 2 becomes 25 ° or less, and the number of turns N1 of the primary winding of the transformer T2 and the number of turns of the primary winding of the transformer T2 are set so as to satisfy the following relational expression. Ratio N2 / N1 of the number of turns N2 of the next winding
Is set. θ / 2 ≦ sin −1 (VINS / VINP) N2 / N1 ≧ Vo / (VINS · D) Here, the peak voltage of the commercial AC power supply 1 is VINP, the AC input voltage at which the input current IIN starts flowing into the circuit is VINS, The DC output voltage is Vo, and the on-duty at the voltage VINS at which the input current in the switching element 3 starts to flow is D. For example, the power supply voltage of the commercial AC power supply 1 is 27 in effective value.
When the DC output voltage V0 of 75V is to be taken out at 7V, the winding ratio of the transformer T2 is set to be 1.1.38 in consideration of the power supply fluctuation of ± 10%.
The rest period of the input current IIN becomes 22.3 °, the harmonic component is suppressed, and the IEC standard is satisfied.
【００１１】図３は、本発明が適用される他の実施例の
フォワード形スイッチング電源回路を示す。この電源回
路では、ダイオードブリッジ２のプラス側整流出力端子
がトランスＴ１の一次巻線の一端に接続され、一次巻線
の他端とダイオードブリッジ２のマイナス側整流出力端
子との間にスイッチング素子３が接続される。一次巻線
とスイッチング素子３の接続点には、ダイオードＤ４の
アノードが接続され、このダイオードＤ４のカソードが
コンデンサＣ３を介して一次巻線の一端に接続される。
コンデンサＣ３には、並列に抵抗Ｒ１が接続されてい
る。このスイッチング電源回路でも、入力電流休止区間
θが小さくなるように、上述の関係式が成立するように
トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１を設定している。な
お、本発明は図４のフォワード形スイッチング電源回路
にも適用できる。FIG. 3 shows a forward type switching power supply circuit of another embodiment to which the present invention is applied. In this power supply circuit, the positive side rectified output terminal of the diode bridge 2 is connected to one end of the primary winding of the transformer T1, and the switching element 3 is provided between the other end of the primary winding and the negative side rectified output terminal of the diode bridge 2. Are connected. The anode of the diode D4 is connected to the connection point between the primary winding and the switching element 3, and the cathode of the diode D4 is connected to one end of the primary winding via the capacitor C3.
The resistor R1 is connected in parallel to the capacitor C3. Also in this switching power supply circuit, the winding ratio N2 / N1 of the transformer T1 is set so that the above relational expression is satisfied so that the input current idle section θ becomes small. The present invention can also be applied to the forward type switching power supply circuit of FIG.
【００１２】つぎに、図５に示すハーフブリッジ形回路
構成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流す
るダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５の直列回路が接続され、コンデンサＣ４，Ｃ
５の直列回路に対してスイッチング素子４，５の直列回
路が並列に接続される。スイッチング素子４，５の接続
点とコンデンサＣ４，Ｃ５の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次巻
線の両端には、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３が接続さ
れ、これらダイオードＤ２，Ｄ３のカソード端がチョー
クコイルＬ１を介して直流出力端子の一端に接続され
る。また、二次巻線の中間タップは直流出力端子の他端
に接続され、出力端子間に平滑コンデンサＣ２が接続さ
れる。このスイッチング電源回路では、スイッチング素
子４，５をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流Ｉ
INが導通区間においても正弦波となるようにされる。こ
の制御にあたっては、例えば直流出力電圧Ｖ0 の検出信
号と全波整流された入力電圧の検出信号とを重畳し、こ
の重畳信号と一定電圧の差をスイッチングのオンデュー
ティに変換して、スイッチング素子４，５にオン・オフ
信号を与えればよく、交流入力電流波形は導通（流入）
区間においてほぼ正弦波となる。Next, an embodiment in which the present invention is applied to the switching power supply circuit having the half-bridge type circuit configuration shown in FIG. 5 will be described. In this figure, a series circuit of capacitors C4 and C5 is connected between the output terminals of a diode bridge 2 that rectifies the commercial AC power supply 1, and capacitors C4 and C5 are connected.
The series circuit of switching elements 4 and 5 is connected in parallel to the series circuit of 5. A transformer T is provided between the connection points of the switching elements 4 and 5 and the connection points of the capacitors C4 and C5.
3 primary windings are connected. Rectifying diodes D2 and D3 are connected to both ends of the secondary winding of the transformer T3, and cathode ends of the diodes D2 and D3 are connected to one end of a DC output terminal via a choke coil L1. The center tap of the secondary winding is connected to the other end of the DC output terminal, and the smoothing capacitor C2 is connected between the output terminals. In this switching power supply circuit, by performing PWM control of the switching elements 4 and 5, the AC input current I
IN is made to be a sine wave even in the conduction section. In this control, for example, the detection signal of the DC output voltage V0 and the detection signal of the full-wave rectified input voltage are superposed, the difference between the superposed signal and the constant voltage is converted into the on-duty of switching, and the switching element 4 , 5 should be given an ON / OFF signal, and the AC input current waveform is conductive (inflow)
It becomes almost a sine wave in the section.
【００１３】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子４，５が交互に一定のデュー
ティでオンする。スイッチング素子４がオンすると、ト
ランスＴ３の一次側に電源電圧ＶINの半分の電圧Ｖ１が
印加され、この一次側電圧Ｖ１がトランスＴ３によって
巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換され
る。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大き
ければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一方のダイ
オードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ込む。ス
イッチング素子４がオフし、スイッチング素子５がオン
したときは、トランスＴ３の一次側に逆方向の電圧が印
加され、二次側ではもう一方のダイオードＤ３を通じて
Ｌ１に蓄えられていたエネルギーによって二次側電流Ｉ
o が流れる。スイッチング素子４がオフし、スイッチン
グ素子５がオンするまでは、二次側チョークコイルＬ１
にスイッチング素子４がオンしたときに蓄えられたエネ
ルギが電流を流し続け、このエネルギがなくなるまで二
次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ続ける。スイ
ッチング素子５がオフし、スイッチング素子４がオンす
るまでの期間も同様である。しかし、この電源回路では
二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間に
しか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全
波整流された電圧が回路に印加されると、入力電流休止
区間θを生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力
電流ＩINに含まれる高調波成分も増加するようになる。In the switching power supply circuit configured as described above, the switching elements 4 and 5 are alternately turned on with a constant duty. When the switching element 4 is turned on, a voltage V1 that is half the power supply voltage VIN is applied to the primary side of the transformer T3, and this primary side voltage V1 is converted by the transformer T3 into a secondary side voltage V2 proportional to the winding ratio N2 / N1. It If the secondary voltage V2 is larger than the DC output voltage V0, a secondary current I0 proportional to the difference flows into the output capacitor C2 through one diode D2. When the switching element 4 is turned off and the switching element 5 is turned on, a reverse voltage is applied to the primary side of the transformer T3, and the secondary side is driven by the energy stored in L1 through the other diode D3 to the secondary side. Side current I
o flows. Until the switching element 4 is turned off and the switching element 5 is turned on, the secondary side choke coil L1
The energy stored when the switching element 4 is turned on continues to flow a current, and the secondary side current I0 continues to flow to the output capacitor C2 until the energy disappears. The same applies to the period until the switching element 5 is turned off and the switching element 4 is turned on. However, in this power supply circuit, the AC input current IIN flows into the circuit only in the section where the secondary side voltage V2 is higher than the DC output voltage V0. Therefore, when the full-wave rectified voltage is applied to the circuit, the input current A pause interval θ occurs. As the rest period θ increases, the harmonic component contained in the input current IIN also increases.
【００１４】この高調波成分を抑制するために、θ／２
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出
そうとした場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でト
ランスＴ１の巻線比を１：１．０２２となるように設定
すると、入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、
高調波成分が抑制される。In order to suppress this harmonic component, θ / 2
Is less than 25 °, and the number of turns N1 of the primary winding and the number of turns N of the secondary winding of the transformer T3 are set so that the following relational expression is satisfied.
The ratio N2 / N1 of 2 is set. θ / 2 ≤ sin -1 (VINS / VINP) N2 / N1 ≥ Vo / (VINS · 2D) Specifically, for example, when the power supply voltage of the commercial AC power supply 1 is 277V, the DC output voltage V0 of 75V. If the winding ratio of the transformer T1 is set to be 1: 1.022 in consideration of the power supply fluctuation of ± 10%, the idle section of the input current IIN becomes 22.3 °.
Harmonic components are suppressed.
【００１５】図６は、本発明が適用される他の実施例の
ハーフブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電
源回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリ
ッジ１０からなる整流回路を接続した構成となってお
り、他の構成は図の電源回路と同様である。FIG. 6 shows a half-bridge type switching power supply circuit of another embodiment to which the present invention is applied. This power supply circuit has a configuration in which a rectifier circuit including a diode bridge 10 is connected to the secondary winding of the transformer T1, and the other configurations are the same as those of the power supply circuit shown in the figure.
【００１６】つぎに、図７に示すフルブリッジ形回路構
成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の実
施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流する
ダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサＣ
１が接続され、このコンデンサＣ１の両端に、２組のス
イッチング素子６，７および８，９の直列回路がそれぞ
れ並列に接続される。スイッチング素子６，７の接続点
とスイッチング素子８，９の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次側
の構成は図５の電源回路と同様である。このスイッチン
グ電源回路では、スイッチング素子６，７および８，９
をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流ＩINが導通
区間においても正弦波となるようにされる。Next, an embodiment in which the present invention is applied to the switching power supply circuit having the full-bridge type circuit configuration shown in FIG. 7 will be described. In this figure, a capacitor C is provided between the output terminals of the diode bridge 2 that rectifies the commercial AC power supply 1.
1 is connected, and a series circuit of two sets of switching elements 6, 7 and 8, 9 is connected in parallel to both ends of the capacitor C1. A transformer T is provided between the connection points of the switching elements 6 and 7 and the connection points of the switching elements 8 and 9.
3 primary windings are connected. The configuration of the secondary side of this transformer T3 is similar to that of the power supply circuit of FIG. In this switching power supply circuit, switching elements 6, 7 and 8, 9
By performing PWM control on, the AC input current IIN is made to have a sine wave even in the conduction section.
【００１７】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子６，９と７，８が交互に入力
電圧に応じたデューティでオンされ、スイッチング素子
６，９がオンしたときに、トランスＴ３の一次巻線に電
源電圧ＶINに等しい一次側電圧Ｖ1 が加えられ、トラン
スＴ３の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に
変換される。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よ
りも大きときに、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一
方のダイオードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ
る。スイッチング素子６，９がオフし、スイッチング素
子７，８がオンしたときには、トランスＴ３の一次側に
逆方向の電圧が印加されて、二次側でもう一方のダイオ
ードＤ３を通じて二次側電流Ｉ0 が流れる。スイッチン
グ素子６，９がオフし、スイッチング素子７，８がオン
するまでは、二次側チョークコイルＬ１にスイッチ素子
６，９がオンしたときに蓄えられたエネルギによって電
流が流される。このエネルギがなくなるまで二次側電流
Ｉ0が出力コンデンサＣ２に流れ込む。スイッチング素
子７，８がオフし、スイッチング素子６，９がオンする
までの期間も同様である。この電源回路では二次側電圧
Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間にしか、交流
入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全波整流され
た電圧が回路に印加されると、入力電流休止区間θを生
じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電流ＩINに
含まれる高調波成分も増加するようになる。In the switching power supply circuit configured as described above, the switching elements 6, 9 and 7, 8 are alternately turned on with a duty corresponding to the input voltage, and when the switching elements 6, 9 are turned on, the transformer T3 is turned on. A primary side voltage V1 equal to the power supply voltage VIN is applied to the primary winding and converted into a secondary side voltage V2 proportional to the turns ratio N2 / N1 of the transformer T3. When the secondary voltage V2 is larger than the DC output voltage V0, a secondary current I0 proportional to the difference flows to the output capacitor C2 through one diode D2. When the switching elements 6 and 9 are turned off and the switching elements 7 and 8 are turned on, a reverse voltage is applied to the primary side of the transformer T3, and the secondary side current I0 is passed through the other diode D3 on the secondary side. Flowing. Until the switching elements 6 and 9 are turned off and the switching elements 7 and 8 are turned on, a current flows through the secondary side choke coil L1 by the energy stored when the switching elements 6 and 9 are turned on. The secondary current I0 flows into the output capacitor C2 until this energy is exhausted. The same applies to the period until the switching elements 7 and 8 are turned off and the switching elements 6 and 9 are turned on. In this power supply circuit, the AC input current IIN flows into the circuit only in the section where the secondary voltage V2 is higher than the DC output voltage V0. Therefore, when the full-wave rectified voltage is applied to the circuit, the input current pause section yields θ. As the rest period θ increases, the harmonic component contained in the input current IIN also increases.
【００１８】この高調波成分を抑制するために、θ／２
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り
出そうとした場合、トランスＴ３の巻線比を１：１．３
４となるように設定すると、入力電流ＩINの休止区間が
２５°となり、高調波成分が抑制される。これは、つぎ
のような理由に基づく。実効値が２７７Ｖの交流電源
は、入力電圧ＶINの位相が２５°のとき交流入力電圧Ｖ
INは１６５．５Ｖにある。このとき入力電流ＩINが流れ
始めるので、スイッチングのオンデューティは最大とな
っている。一方、このときオンデューティに１０％の余
裕を見て、Ｄ＝０．４５とすると、トランス二次側電圧
の生じるデューティは２Ｄ＝０．９となる。これによ
り、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を生じさせるには、ト
ランスの二次側電圧Ｖ２は２２２．２Ｖまで昇圧する必
要がある。したがって、一次側電圧１６５．５Ｖを二次
側電圧２２２．２Ｖに高めるために、トランス巻数比は
１：１．３４となる。巻数比が、これより大きくなるほ
ど、力率および高周波電流が改善されるが、トランスが
大型化するとともに、変換に伴うロスが生じ出るように
なる。また、巻数比がこれより小さくなれば、高調波電
流に関する規格を満たすことができなくなる。In order to suppress this harmonic component, θ / 2
Is less than 25 °, and the number of turns N1 of the primary winding and the number of turns N of the secondary winding of the transformer T3 are set so that the following relational expression is satisfied.
The ratio N2 / N1 of 2 is set. θ / 2 ≦ sin −1 (VINS / VINP) N2 / N1 ≧ Vo / (VINS · 2D) Specifically, for example, when the power supply voltage of the commercial AC power supply 1 is 277V, the DC output voltage V0 of 200V. To take out the transformer, the winding ratio of the transformer T3 is 1: 1.3.
When the value is set to 4, the rest period of the input current IIN becomes 25 °, and the harmonic component is suppressed. This is based on the following reasons. The AC power supply with an effective value of 277V is an AC input voltage V when the phase of the input voltage VIN is 25 °.
IN is at 165.5V. At this time, since the input current IIN starts to flow, the on-duty of switching becomes maximum. On the other hand, if a margin of 10% is set for the on-duty at this time and D = 0.45, the duty generated by the transformer secondary side voltage is 2D = 0.9. As a result, in order to generate the DC output voltage V0 of 200V, the secondary voltage V2 of the transformer needs to be boosted to 222.2V. Therefore, in order to increase the primary side voltage 165.5V to the secondary side voltage 222.2V, the transformer turns ratio becomes 1: 1.34. When the turns ratio is larger than this, the power factor and the high frequency current are improved, but the transformer becomes large and the loss due to the conversion occurs. Further, if the turns ratio is smaller than this, the standard for harmonic current cannot be satisfied.
【００１９】図８は、本発明が適用される他の実施例の
フルブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電源
回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリッ
ジ１０からなる整流回路を接続した構成となっており、
他の構成は図７の電源回路と同様である。FIG. 8 shows a full-bridge type switching power supply circuit of another embodiment to which the present invention is applied. In this power supply circuit, a rectifier circuit composed of a diode bridge 10 is connected to the secondary winding of the transformer T1,
Other configurations are similar to those of the power supply circuit of FIG.
【００２０】[0020]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、商
用交流電源から電源回路に入力される交流入力電流の休
止区間が短くなるようにトランスの巻数比を適当に設定
したので、入力電流に含まれる高調波成分を低減でき、
電源回路の高力率化、高効率化、小型軽量化、部品の電
流容量を小容量化することが可能となるという効果があ
る。As described above, according to the present invention, the winding ratio of the transformer is appropriately set so that the idle period of the AC input current input from the commercial AC power supply to the power supply circuit is shortened. Can reduce the harmonic components contained in
The power supply circuit can have high power factor, high efficiency, small size and light weight, and small current capacity of components.
【図１】本発明が適用されるフォワード形のスイッチン
グ電源回路の一例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a forward type switching power supply circuit to which the present invention is applied.
【図２】交流入力電流に休止区間が生じる理由を説明す
るための波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the reason why a pause section occurs in an AC input current.
【図３】他の実施例のフォワード形のスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a forward type switching power supply circuit of another embodiment.
【図４】一般的なフォワード形のスイッチング電源回路
を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a general forward type switching power supply circuit.
【図５】本発明が適用されるハーフブリッジ形のスイッ
チング電源回路の一例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a half-bridge type switching power supply circuit to which the present invention is applied.
【図６】他の実施例のハーフブリッジ形のスイッチング
電源回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a half-bridge type switching power supply circuit of another embodiment.
【図７】本発明が適用されるフルブリッジ形のスイッチ
ング電源回路の一例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a full-bridge type switching power supply circuit to which the present invention is applied.
【図８】他の実施例のフルブリッジ形のスイッチング電
源回路を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a full-bridge type switching power supply circuit of another embodiment.
１ 商用交流電源 ２，１０ ダイオードブリッジ ３，４，５，６，７，８，９ スイッチング素子 Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｄ２，Ｄ３ 整流用ダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 1 Commercial AC power supply 2, 10 Diode bridge 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, Switching element C1, C2 Smoothing capacitor D2, D3 Rectifying diode L1 Choke coil T1, T2, T3 Transformer N1 Primary winding N2 Two Next winding
Claims (5)
と、この整流部からの脈流をスイッチングするフォワー
ド形回路構成のスイッチング部と、このスイッチング部
に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の交
流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトランス
の交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイ
ッチング電源回路において、 商用交流電源から上記整流部に入力される入力電流の休
止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５°以下とな
るように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の
巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。1. A rectifying unit for converting a commercial AC power supply into a direct current, a switching unit of a forward type circuit configuration for switching a pulsating current from the rectifying unit, and a primary winding connected to the switching unit, and a switching output is provided. In a switching power supply circuit having a transformer for extracting a desired AC voltage to a secondary winding and a rectifying / smoothing unit for converting the AC output of the transformer into a DC current, a pause of the input current input from the commercial AC power supply to the rectifying unit. When the phase of the section is θ, the ratio of the number of turns N1 of the primary winding of the transformer and the number of turns N2 of the secondary winding is set so that θ / 2 is 25 ° or less. Switching power supply circuit.
と、この整流部からの脈流をスイッチングするハーフブ
リッジ形回路構成のスイッチング部と、このスイッチン
グ部に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望
の交流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトラ
ンスの交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有する
スイッチング電源回路において、 商用交流電源から上記整流部に入力される入力電流の休
止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５°以下とな
るように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の
巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。2. A rectifying section for converting a commercial AC power source into a direct current, a switching section having a half-bridge type circuit configuration for switching a pulsating current from the rectifying section, and a primary winding connected to the switching section to provide a switching output. In a switching power supply circuit having a transformer for extracting a desired AC voltage from a secondary winding to a secondary winding and a rectifying / smoothing unit for converting the AC output of this transformer into DC, The ratio of the number of turns N1 of the primary winding and the number of turns N2 of the secondary winding of the transformer is set so that θ / 2 is 25 ° or less, where θ is the phase of the idle section. Switching power supply circuit.
と、この整流部からの脈流をスイッチングするフルブリ
ッジ形回路構成のスイッチング部と、このスイッチング
部に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の
交流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトラン
スの交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するス
イッチング電源回路において、 商用交流電源から上記第一の整流平滑部に入力される入
力電流の休止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５
°以下となるように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と
二次巻線の巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴
とするスイッチング電源回路。3. A rectifying section for converting a commercial AC power source into a direct current, a switching section having a full-bridge type circuit configuration for switching a pulsating current from the rectifying section, and a primary winding connected to the switching section to provide a switching output. In a switching power supply circuit having a transformer for extracting a desired AC voltage from the secondary winding to a secondary winding and a rectifying / smoothing unit for converting the AC output of the transformer into a DC, a commercial AC power source inputs the rectifying / smoothing unit to the first rectifying / smoothing unit. When the phase of the resting period of the input current is θ, θ / 2 is 25
A switching power supply circuit, wherein the ratio of the number of turns N1 of the primary winding of the transformer and the number of turns N2 of the secondary winding is set so as to be equal to or less than °.
記一次側整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、
上記二次側整流平滑部の直流出力電圧をＶo、上記スイ
ッチング部でのＶINS における実質的なオンデューティ
をＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・Ｄ） の関係式が満たされることを特徴とする請求項１記載の
スイッチング電源回路。4. The peak voltage of the commercial AC power supply is VINP, and the input voltage at which a current starts to flow in the primary side rectification section is VINS,
When the DC output voltage of the secondary side rectifying and smoothing section is Vo and the substantial on-duty in VINS in the switching section is D, θ / 2 ≦ sin −1 (VINS / VINP) N2 / N1 ≧ Vo / 2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the relational expression of (VINS.D) is satisfied.
記１次側整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、
上記２次側整流平滑部の直流出力電圧をＶo、上記スイ
ッチング部でのＶINS における実質的なオンデューティ
をＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） の関係式が満たされることを特徴とする請求項２または
３記載のスイッチング電源回路。5. The peak voltage of the commercial AC power supply is VINP, and the input voltage at which a current starts to flow in the primary side rectification section is VINS,
When the DC output voltage of the secondary side rectifying / smoothing section is Vo and the substantial on-duty at VINS in the switching section is D, θ / 2 ≦ sin −1 (VINS / VINP) N2 / N1 ≧ Vo / 4. The switching power supply circuit according to claim 2, wherein the relational expression (VINS.multidot.2D) is satisfied.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5073483A JPH06284713A (en) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | Switching power-supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5073483A JPH06284713A (en) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | Switching power-supply circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284713A true JPH06284713A (en) | 1994-10-07 |
Family
ID=13519577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5073483A Withdrawn JPH06284713A (en) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | Switching power-supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284713A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012029534A (en) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Power supply device, and illumination device having the same |
| JP2012029535A (en) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Power supply device, and illumination device having the same |
| WO2014103745A1 (en) * | 2012-12-28 | 2014-07-03 | 日立アプライアンス株式会社 | Booster circuit, motor drive module and refrigerating equipment |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP5073483A patent/JPH06284713A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012029534A (en) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Power supply device, and illumination device having the same |
| JP2012029535A (en) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Power supply device, and illumination device having the same |
| WO2014103745A1 (en) * | 2012-12-28 | 2014-07-03 | 日立アプライアンス株式会社 | Booster circuit, motor drive module and refrigerating equipment |
| JP2014131372A (en) * | 2012-12-28 | 2014-07-10 | Hitachi Appliances Inc | Booster circuit, motor drive module, and refrigerator |
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