JPH02220509A - Impedance matching circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、超高周波帯集積回路における増幅器。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to an amplifier in an ultra-high frequency band integrated circuit.
発振器1周波数変換回路などのインピーダンス整合回路
に関するものである。This invention relates to an impedance matching circuit such as an oscillator 1 frequency conversion circuit.
超高周波帯(例えばマイクロ波帯)で用いられる増幅器
などの集積回路は、GaAsなどの半導体基板上に、電
界効果トランジスタ(FET)。Integrated circuits such as amplifiers used in ultra-high frequency bands (for example, microwave bands) are fabricated using field-effect transistors (FETs) on semiconductor substrates such as GaAs.
抵抗、キャパシタ、インダクタなどを集積して構成され
ている。It is constructed by integrating resistors, capacitors, inductors, etc.
このような集積回路のコストを下げるために、−枚の半
導体基板上にできるだけ多くの回路を集積することが要
望されている。In order to reduce the cost of such integrated circuits, it is desired to integrate as many circuits as possible on one semiconductor substrate.
FETを用いた増幅器の出力および入力インピーダンス
は一般に高く、また、大きな容量性リアクタンスを有し
ている。Amplifiers using FETs generally have high output and input impedances and large capacitive reactances.
例えば、第4図に示すFETを用いたソース接地増幅器
の8GHz、120七、15G旧における出力インピー
ダンスは、それぞれ第5図のスミス図表において点A、
B、Cのように表される。For example, the output impedance at 8GHz, 1207, and 15G old of the source common amplifier using FET shown in FIG.
They are expressed as B and C.
このようなFETを用いた増幅回路においては、第4図
に示すように、FET51のドレイン(D)に大きなイ
ンダクタンス値を有するインダクタ53を接続すること
により、FET51の出力インピーダンスと外部回路5
4のインピーダンス(例えば特性インピーダンスとして
50Ω)とを整合している。In an amplifier circuit using such an FET, as shown in FIG. 4, by connecting an inductor 53 having a large inductance value to the drain (D) of the FET 51, the output impedance of the FET 51 and the external circuit 5 can be adjusted.
4 (for example, 50Ω as a characteristic impedance).
このような大きなインダクタンス値を有するインダクタ
53を集積回路上で実現するために、第6図に示すよう
なスパイラルインダクタが用いられている。In order to realize the inductor 53 having such a large inductance value on an integrated circuit, a spiral inductor as shown in FIG. 6 is used.
ところで、上述した従来方式にあっては、インピーダン
ス整合回路として大きなインダクタンス値を有するイン
ダクタが必要となる。このためには、スパイラルインダ
クタの巻数を多くする必要があり、半導体基板上でこの
スパイラルインダクタが占める面積が大きくなるという
問題点があった。By the way, in the conventional method described above, an inductor having a large inductance value is required as an impedance matching circuit. For this purpose, it is necessary to increase the number of turns of the spiral inductor, which poses a problem in that the area occupied by the spiral inductor on the semiconductor substrate increases.
例えば、5nHのインダクタンスを有するスパイラルイ
ンダクタは300um角程度の大きさとなり、この大き
なインダクタによって集積回路の面積の大部分が占めら
れてしまう、従って、−枚の半導体基板上に集積できる
回路の数が少ないため、このような集積回路は高価とな
っていた。For example, a spiral inductor with an inductance of 5 nH has a size of about 300 um square, and this large inductor occupies most of the area of an integrated circuit. Therefore, the number of circuits that can be integrated on one semiconductor substrate is Because of their small number, such integrated circuits have become expensive.
本発明は、このような点にかんがみて創作され−2たも
のであり、集積回路上でインダクタが占有する面積を小
さくするようにしたインピーダンス整合回路を提供する
ことを目的としている。The present invention was created in view of these points, and an object of the present invention is to provide an impedance matching circuit that reduces the area occupied by an inductor on an integrated circuit.
上述した目的を達成するために、本発明にあっては、並
列接続されたインダクタとキャパシタとからなる共振回
路を備え、両端に接続された回路間のインピーダンス整
合をとるインピーダンス整合回路において、共振回路が
動作周波数よりも高い共振周波数を有するように構成さ
れている。In order to achieve the above object, the present invention provides an impedance matching circuit that includes a resonant circuit consisting of an inductor and a capacitor connected in parallel and performs impedance matching between circuits connected at both ends. is configured to have a resonant frequency higher than the operating frequency.
インダクタとキャパシタとからなる共振回路の共振周波
数を動作周波数よりも高く設定することにより、この共
振回路は動作周波数において、大きな誘導性リアクタン
スを有するようになる。By setting the resonant frequency of a resonant circuit consisting of an inductor and a capacitor higher than the operating frequency, this resonant circuit has a large inductive reactance at the operating frequency.
本発明にあっては、小さいインダクタンス値を有するイ
ンダクタを用いて、大きな誘導性リアクタンスを得るこ
とができる。In the present invention, a large inductive reactance can be obtained using an inductor having a small inductance value.
以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on the drawings.
第1図に、本発明の一実施例におけるインピーダンス整
合回路の構成を示す。FIG. 1 shows the configuration of an impedance matching circuit in an embodiment of the present invention.
第1図において、インダクタ23とキャパシタ25とは
並列に接続されて共振回路を構成している。この共振回
路の一端はソース接地増幅器を構成しているFET21
のドレイン(D)に接続されており、他端は外部回路2
4に接続されている。In FIG. 1, an inductor 23 and a capacitor 25 are connected in parallel to form a resonant circuit. One end of this resonant circuit is FET21, which constitutes a source-grounded amplifier.
The other end is connected to the drain (D) of the external circuit 2.
Connected to 4.
インダクタ23とキャパシタ25とで形成された共振回
路の所定の角周波数ωにおけるリアクタンスXは式(1
)で表される。The reactance X at a predetermined angular frequency ω of the resonant circuit formed by the inductor 23 and capacitor 25 is expressed by the formula (1
).
jX−・・・ (1) 1 / jωL+jωC 但し、Lはインダクタ23のインダクタンス。jX-... (1) 1 / jωL + jωC However, L is the inductance of the inductor 23.
Cはキャパシタ25のキャパシタンスである。C is the capacitance of the capacitor 25.
また、共振回路の共振角周波数ω。は、インダクタンス
LとキャパシタンスCとを用いて、式(2)のように表
される。Also, the resonant angular frequency ω of the resonant circuit. is expressed as in equation (2) using inductance L and capacitance C.
ω。−1/ (L C)”” ・・・ (2)
ここで、動作周波数fに対応する角周波数ω(以下動作
周波数ωと称する)は、式(3)に示すように、上述し
た共振角周波数ω。よりもΔωだけ低い角周波数とする
。この動作周波数fは、FET21において増幅動作を
行なう周波数、即ち、FET21の出力側と外部回路2
4との間でインピーダンス整合をとるべき周波数である
。ω. -1/ (LC)"" ... (2)
Here, the angular frequency ω corresponding to the operating frequency f (hereinafter referred to as operating frequency ω) is the above-mentioned resonance angular frequency ω, as shown in equation (3). The angular frequency is set to be Δω lower than . This operating frequency f is the frequency at which the FET 21 performs the amplification operation, that is, the frequency between the output side of the FET 21 and the external circuit 2.
This is the frequency at which impedance matching should be achieved between the two.
ω=ω。−Δω (ω。〉〉Δω)・・・ (3)この
ような動作周波数ωにおける共振回路のりアクタンスX
は、式(2)、 (3)を用いて式(1)を変形するこ
とにより、式(4)のように表される。ω=ω. −Δω (ω.〉〉Δω)... (3) Resonant circuit resistance X at such operating frequency ω
is expressed as equation (4) by transforming equation (1) using equations (2) and (3).
式(4)かられかるように、リアクタンスXはΔωが小
さい時に大きな誘導性リアクタンスとなる。As can be seen from equation (4), the reactance X becomes a large inductive reactance when Δω is small.
例えば、ω。/Δω=10とすると、共振回路の動作周
波数ωにおけるリアクタンスは、インダクタ23のイン
ダクタンスりのほぼ5倍のインダクタンス値に相当する
。従って、上述したFE、T21が有する容量性リアク
タンスを整合するために、インダクタンスL0が必要で
ある場合に、インダクタンス1 / 5 L 6を有す
るインダクタ23を用いて整合することが可能となる。For example, ω. /Δω=10, the reactance of the resonant circuit at the operating frequency ω corresponds to an inductance value approximately five times the inductance of the inductor 23. Therefore, when the inductance L0 is required to match the capacitive reactance of the above-mentioned FE, T21, matching can be performed using the inductor 23 having an inductance of 1/5 L6.
このとき、キャパシタ25のキャパシタンスCは、式(
2)から求められる。At this time, the capacitance C of the capacitor 25 is calculated by the formula (
2).
このように、動作周波数ωよりもΔωだけ高い共振角周
波数ω。を有する共振回路によって、動作周波数ωにお
いて、大きな誘導性リアクタンスを実現することができ
る。Thus, the resonant angular frequency ω is higher than the operating frequency ω by Δω. A large inductive reactance can be achieved at the operating frequency ω by a resonant circuit having ω.
これにより、小さいインダクタンス値を持つインダクタ
を用いて、FET21の出力側のインピーダンスと外部
回路24のインピーダンス(例えば特性インピーダンス
として50Ω)とを整合することができる。Thereby, the impedance on the output side of the FET 21 and the impedance of the external circuit 24 (for example, 50Ω as a characteristic impedance) can be matched using an inductor having a small inductance value.
第2図に本発明の実施例によるインピーダンス整合回路
を適用したカスコード増幅器の構成例を示す。FIG. 2 shows a configuration example of a cascode amplifier to which an impedance matching circuit according to an embodiment of the present invention is applied.
図において、31および32はFET 33および3
6はインダクタ、34および35は抵抗。In the figure, 31 and 32 are FETs 33 and 3
6 is an inductor, 34 and 35 are resistors.
37はキャパシタ、38は入力端子、39は外部回路で
ある。37 is a capacitor, 38 is an input terminal, and 39 is an external circuit.
図のように、ゲート接地増幅器を構成しているFET3
2のドレイン(D)は、インダクタ36とキャパシタ3
7とからなる共振回路を介して外部回路39に接続され
ている。As shown in the figure, FET 3 constitutes a common gate amplifier.
The drain (D) of 2 is connected to the inductor 36 and capacitor 3.
It is connected to an external circuit 39 via a resonant circuit consisting of 7 and 7.
第3図(a)に、第2図に示したカスコード増幅器に接
続された共振回路の代わりに、3.3nHのインダクタ
ンスを有するインダクタにより、インピーダンス整合を
とっている場合の特性を示す。FIG. 3(a) shows the characteristics when impedance matching is performed using an inductor having an inductance of 3.3 nH instead of the resonant circuit connected to the cascode amplifier shown in FIG.
図において、横軸は周波数(G )(z )を示し、縦
軸は利得(dB)を示している。In the figure, the horizontal axis shows frequency (G) (z), and the vertical axis shows gain (dB).
また、第3図(b)に第2図に示したカスコード増幅器
の特性を示す。Further, FIG. 3(b) shows the characteristics of the cascode amplifier shown in FIG. 2.
ここで、カスコード増幅器に接続されている共振回路は
、1.68nHのインダクタンスを有するインダクタ3
6と0.05PFのキャパシタンスを有するキャパシタ
37とを用いて形成されている。Here, the resonant circuit connected to the cascode amplifier consists of an inductor 3 with an inductance of 1.68 nH.
6 and a capacitor 37 having a capacitance of 0.05PF.
このように、インダクタのみでインピーダンスを整合す
る場合に比べて、約半分のインダクタシス値を有するイ
ンダクタ36とキャパシタ37とで形成された共振回路
を用いて、第3図に示したカスコード増幅器の出力側と
外部回路39との間のインピーダンス整合をとることが
可能となる。In this way, the output of the cascode amplifier shown in FIG. It becomes possible to achieve impedance matching between the side and the external circuit 39.
これにより、集積回路においてインダクタが占有する面
積を大幅に低減することができる。This allows the area occupied by the inductor in the integrated circuit to be significantly reduced.
一方、上述したようなキャパシタンス(0,05pF)
を有するキャパシタは、半導体基板上の比較的小さい面
積を用いて集積することができるので、このキャパシタ
37を集積回路に付加することによって増加する面積は
僅かであり、インダクタによる占有面積の低減の方がは
るかに大きい。On the other hand, the capacitance (0.05pF) as mentioned above
Since a capacitor having 37 can be integrated using a relatively small area on a semiconductor substrate, the area increased by adding this capacitor 37 to an integrated circuit is small, and the area occupied by the inductor is reduced. is much larger.
なお、上述した本発明の実施例にあっては、FETを用
いた増幅器の出力側に、動作周波数ωよりもΔωだけ高
い共振角周波数ω。を有する・並列共振回路を接続する
ことにより、この増幅器の出力側と外部回路との間でイ
ンピーダンス整合をとる場合を考えたが、出力°側にお
けるインピーダンス整合に限らず、入力側においてイン
ピーダンス整合をとるものでもよい。In the embodiment of the present invention described above, the resonance angular frequency ω higher than the operating frequency ω by Δω is provided on the output side of the amplifier using the FET. We considered the case of impedance matching between the output side of this amplifier and the external circuit by connecting a parallel resonant circuit with It may be something you take.
また、増幅器に限らず、発振器1周波数変換回路などの
能動回路の入力側および出力側のインピーダンス整合回
路に適用することができる。Furthermore, the present invention is not limited to amplifiers, and can be applied to impedance matching circuits on the input and output sides of active circuits such as oscillator 1 frequency conversion circuits.
上述したように、本発明によれば、インダクタンス値の
小さいインダクタを用いて大きな誘導性リアクタンスを
有するインピーダンス整合回路を構成することができる
。これにより、インダクタが占有する面積を低減するこ
とが可能となり、集積回路の面積を小さくして、低コス
トの超高周波帯集積回路を提供することができる。As described above, according to the present invention, an impedance matching circuit having a large inductive reactance can be configured using an inductor having a small inductance value. This makes it possible to reduce the area occupied by the inductor, thereby making it possible to reduce the area of the integrated circuit and provide a low-cost ultra-high frequency band integrated circuit.
第1図は本発明の一実施例によるインピーダンス整合回
路の構成を示す図、
第2図は本発明の実施例によるインピーダンス整合回路
を適用したカスコード増幅器の構成図、第3図はカスコ
ード増幅器の特性を示す図、第4図はFETを用いた増
幅器の構成図、第5図はFETを用いた増幅器の出力イ
ンピーダンスの説明図、
第6図はスパイラルインダクタの例を示す図である。
図において、
21.31,32.51は電界効果トランジスタ(FE
T)、
23.33,36.53はインダクタ、24.39.5
4は外部回路、
25.37はキャパシタ、
34.35は抵抗、
38は入力端子である。
第
図
圀友敷(GHH)
制氷((乙G)−1、りFIG. 1 is a diagram showing the configuration of an impedance matching circuit according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing the configuration of a cascode amplifier to which the impedance matching circuit according to an embodiment of the present invention is applied, and FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the cascode amplifier. 4 is a block diagram of an amplifier using an FET, FIG. 5 is an explanatory diagram of the output impedance of an amplifier using an FET, and FIG. 6 is a diagram showing an example of a spiral inductor. In the figure, 21.31 and 32.51 are field effect transistors (FE
T), 23.33, 36.53 are inductors, 24.39.5
4 is an external circuit, 25.37 is a capacitor, 34.35 is a resistor, and 38 is an input terminal. Figure Kuniyoshiki (GHH) Ice control ((Otsu G)-1, Ri
Claims (1)
る共振回路を備え、両端に接続された回路間のインピー
ダンス整合をとるインピーダンス整合回路において、 前記共振回路が動作周波数よりも高い共振周波数を有す
ることを特徴とするインピーダンス整合回路。(1) In an impedance matching circuit that includes a resonant circuit consisting of an inductor and a capacitor connected in parallel and performs impedance matching between the circuits connected at both ends, the resonant circuit has a resonant frequency higher than the operating frequency. Features an impedance matching circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4278489A JPH02220509A (en) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | Impedance matching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4278489A JPH02220509A (en) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | Impedance matching circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02220509A true JPH02220509A (en) | 1990-09-03 |
Family
ID=12645596
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4278489A Pending JPH02220509A (en) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | Impedance matching circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02220509A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004107569A1 (en) * | 2003-05-29 | 2004-12-09 | Tdk Corporation | Noise suppressing circuit |
WO2005104362A1 (en) * | 2004-04-22 | 2005-11-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Variable matching circuit |
WO2006040927A1 (en) * | 2004-10-08 | 2006-04-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Splitter |
-
1989
- 1989-02-21 JP JP4278489A patent/JPH02220509A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004107569A1 (en) * | 2003-05-29 | 2004-12-09 | Tdk Corporation | Noise suppressing circuit |
WO2005104362A1 (en) * | 2004-04-22 | 2005-11-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Variable matching circuit |
US7633355B2 (en) | 2004-04-22 | 2009-12-15 | Panasonic Corporation | Variable matching circuit |
WO2006040927A1 (en) * | 2004-10-08 | 2006-04-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Splitter |
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