JPH01186161A - Dc/dc converter circuit - Google Patents
Dc/dc converter circuitInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
共通の直流電力供給源から直流電力の供給を受けて個々
にスイッチング動作を行ってＤＣ−ＤＣ変換する複数の
ＤＣ−ＤＣ変換部を有してなる多出力のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に関し、共通の直流電力供給源へ帰還される
リップル電流を低減し、リップル電流吸収用コンデンサ
の負担を軽減することを目的とし、
共通の供給源から並列に供給された直流を断続し、該断
続された電流を平滑化して負荷に供給する複数のＤＣ−
ＤＣ変換部と、該複数のＤＣ−ＤＣ変換部の各々におけ
る該直流の断続を制御する駆動信号を出力する駆動信号
発生部とからなり、該各々を制御する駆動信号の位相は
、全てのＤＣ−ＤＣ変換部の入力側において流れる電流
の和におけるリップルを最小にするように構成する。[Detailed Description of the Invention] [Summary] A multifunction device comprising a plurality of DC-DC converters that receive DC power from a common DC power supply source and individually perform switching operations to perform DC-DC conversion. Regarding the output DC-DC converter circuit, the purpose of reducing the ripple current fed back to the common DC power supply source and reducing the burden on the ripple current absorption capacitor is to reduce the ripple current fed back to the common DC power supply source. A plurality of DC-
It consists of a DC converter and a drive signal generator that outputs a drive signal that controls intermittent DC in each of the plurality of DC-DC converters, and the phase of the drive signal that controls each of the DC - Constructed so as to minimize ripple in the sum of currents flowing on the input side of the DC converter.
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関し、特に、共通
の直流電力供給源から直流電力の供給を受けて個々にス
イッチング動作を行ってＤＣ−ＤＣ変換する複数のＤＣ
−ＤＣ変換部を有してなる多出力のＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路に関する。The present invention relates to a DC-DC converter circuit, and in particular to a plurality of DC converters that receive DC power from a common DC power supply source and individually perform switching operations to perform DC-DC conversion.
-Regarding a multi-output DC-DC converter circuit including a DC converter.
商用の交流電源からの交流を整流平滑化して得られた直
流を、同一の装置内の複数の部分に対して、該複数の部
分の各々において要求される形の直流電圧に変換して供
給するために、個々にスイッチング動作を行ってＤＣ−
ＤＣ変換する複数のＤＣ−ＤＣ変換部を有してなる多出
力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路が用いられる。Direct current obtained by rectifying and smoothing alternating current from a commercial alternating current power source is converted into a direct current voltage of the form required by each of the plurality of parts and supplied to multiple parts within the same device. Therefore, switching operations are performed individually to
A multi-output DC-DC converter circuit having a plurality of DC-DC converters that perform DC conversion is used.
このような多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において
は、入力側におけるリップル電流が出力電力に比例して
増大するという問題があり、入力側のリップル電流を低
減する技術が要望されている。Such a multi-output DC-DC converter circuit has a problem in that the ripple current on the input side increases in proportion to the output power, and a technique for reducing the ripple current on the input side is desired.
第４図は、従来の多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
中でも特に入力側のリップル電流が顕著な例として、直
列共振形のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を示すもの
である。第４図において、１１は、前述のような商用の
交流電源からの交流を整流平滑化して得られた直流電力
を供給する直流電力供給源を示し、該直流電力供給源１
１からの直流電力は、それぞれセンタ・タップ形の一次
側コイルを有する高周波トランス２３あるいは４３を中
心に構成される２つのＤＣ−ＤＣ変換部２１．２□に供
給される。各ＤＣ−ＤＣ変換部２．。FIG. 4 shows the configuration of a series resonant type DC-DC converter circuit, which is an example of a conventional multi-output DC-DC converter circuit in which the ripple current on the input side is particularly noticeable. In FIG. 4, reference numeral 11 denotes a DC power supply source that supplies DC power obtained by rectifying and smoothing AC from a commercial AC power source as described above;
The DC power from DC power source 1 is supplied to two DC-DC converters 21.2□, each of which is constructed around a high-frequency transformer 23 or 43 having a center-tapped primary coil. Each DC-DC converter 2. .
２□の高周波トランス２３あるいは４３の１次側には、
交互にオン・オフするスイッチング素子２１．２２ある
いは４１．４２によって、逆方向の直流電圧が交互に印
加される。該高周波トランス２３および４３各々の２次
側には、直列共振回路２４．２５あるいは４４．４５、
整流回路２６゜２ｎ．２８．２９あるいは４６． ４７
． ４８゜４９、そして、平滑コンデンサ３０あるいは
５０が設けられ、これらの構成からなるＤＣ−ＤＣ変換
部２＋、２ｇの出力は、それぞれ、負荷３１あるいは５
１に供給される。上記のスイッチング素子２１．２２．
４１．４２は、それぞれ、駆動信号発生部３′からの駆
動信号によって制御されるが、従来のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路においては、駆動信号発生部から複数のＤＣ−
ＤＣ：変換部に対しては同一位相の駆動信号を印加して
いた０例えば、第４図の構成においては、駆動信号発生
部３′からは、第５図に示されるような、互いに逆相の
駆動信号の対２１１丁、が両方のＤＣ−ＤＣ変換部２１
゜２□におけるスイッチング素子の対２１．２２および
４１．４２に印加される。On the primary side of the 2□ high frequency transformer 23 or 43,
DC voltages in opposite directions are alternately applied by the switching elements 21.22 or 41.42, which are turned on and off alternately. On the secondary side of each of the high frequency transformers 23 and 43, a series resonant circuit 24.25 or 44.45,
Rectifier circuit 26°2n. 28.29 or 46. 47
．． 48° 49, and a smoothing capacitor 30 or 50 are provided, and the outputs of the DC-DC converters 2+ and 2g consisting of these components are connected to a load 31 or 5, respectively.
1. The above switching elements 21.22.
41 and 42 are each controlled by a drive signal from the drive signal generation section 3', but in the conventional DC-DC converter circuit, a plurality of DC-
DC: Drive signals of the same phase are applied to the converter. For example, in the configuration shown in FIG. 211 pairs of drive signals are connected to both DC-DC converters 21
applied to the pair of switching elements 21.22 and 41.42 at °2□.
このような構成において複数のＤＣ−ＤＣ変換部におけ
るスイッチング動作を制御する駆動信号の位相が一致す
ると、第５図に示すように、各ＤＣ−ＤＣ変換部におけ
る入力側の電流波形の山と谷との位相が一致する。前述
のように、これらのＤＣ−ＤＣ変換部に対しては共通の
直流電力供給源１１から並列に直流電力が供給されるの
で、該直流電力供給源１１から出力される電流は、全て
のＤＣ−ＤＣ変換部の入力側における山と谷との位相が
一致する電流の和に等しくなり、大きなリップルを含む
電流となる。このようなリップル電流は、該直流電力供
給源１１への帰還雑音となるので、このようなリップル
電流を吸収するために、第４図において１２で示される
ようなコンデンサが設けられているが、上記のような（
第５図においてＩＣで示されるような）大きなリップル
電流を吸収するためには大容量のコンデンサが必要であ
り、また、大きなリップル電流が流れることによる発熱
によりコンデンサの寿命も短くなるという問題があった
。In such a configuration, when the phases of the drive signals that control the switching operations in the plurality of DC-DC converters match, the peaks and valleys of the current waveform on the input side of each DC-DC converter will change as shown in FIG. The phase matches that of As mentioned above, these DC-DC converters are supplied with DC power in parallel from the common DC power supply source 11, so the current output from the DC power supply source 11 is - The current is equal to the sum of currents whose peaks and valleys match in phase on the input side of the DC converter, and the current includes large ripples. Since such ripple current becomes feedback noise to the DC power supply source 11, a capacitor as shown by 12 in FIG. 4 is provided to absorb such ripple current. Like above (
In order to absorb a large ripple current (as shown by IC in Figure 5), a large capacitance capacitor is required, and there is also the problem that the life of the capacitor is shortened due to the heat generated by the flow of large ripple current. Ta.
本発明は上記の問題点に鑑み、なされたもので、個々に
スイッチング動作を行ってＤＣ−ＤＣ変換する複数のＤ
Ｃ−ＤＣ変換部を有してなり、共通の直流電力供給源へ
帰還されるリップル電流を低減し、リップル電流吸収用
コンデンサの負担を軽減する、多出力のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路を提供することを目的とするものである。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems.
To provide a multi-output DC-DC converter circuit having a C-DC converter, reducing ripple current fed back to a common DC power supply source, and reducing the burden on a ripple current absorbing capacitor. The purpose is to
〔課題を解決するための手段〕
第１図は本発明の基本構成図である０本図において、１
は直流電力供給源、２１．２□、・・・２ｎは複数のＤ
Ｃ−ＤＣ変換部、そして、３は駆動信号発生部である。[Means for solving the problem] Figure 1 is a basic configuration diagram of the present invention.
is a DC power supply source, 21.2□,...2n is a plurality of D
A C-DC converter, and 3 a drive signal generator.
複数のＤＣ−ＤＣ変換部２１．２ｚ、・・・２ｎは、そ
れぞれ、共通の直流電力供給源１から並列に供給された
直流を断続し、該断続された電流を平滑化して負荷に供
給する。駆動信号発生部３は、該複数のＤＣ−ＤＣ変換
部２Ｉ、２□、・・・２ｎの各々における該直流の断続
を制御する駆動信号ｐｔ、ｐｚ、・・・Ｐｌを出力する
。そして、本発明により、該各々のＤＣ−ＤＣ変換部２
３．２□、・・・２ｎを制御する駆動信号Ｐ ＋、 Ｐ
ｚ、・・・Ｐａの位相は、全てのＤＣ−ＤＣ変換部２
１．２□、・・・２．の入力側において流れる電流の和
におけるリップルを最小にするように定められる。The plurality of DC-DC converters 21.2z, . . . 2n each intermittent the DC supplied in parallel from the common DC power supply source 1, smooth the interrupted current, and supply it to the load. . The drive signal generator 3 outputs drive signals pt, pz, . According to the present invention, each of the DC-DC converters 2
3. Drive signals P +, P that control 2□,...2n
The phase of z, ...Pa is the same as that of all DC-DC converters 2.
1.2□,...2. is determined to minimize the ripple in the sum of currents flowing on the input side of the
各ＤＣ−ＤＣ変換部２．．２ｔ、・・・２イにおけるス
イッチング動作を制御する駆動信号の位相は、該ＤＣ−
ＤＣ変換部２．．２！、・・・２．各々の入力側におけ
る電流の位相に対応する。したがって、それぞれのＤＣ
−ＤＣ変換部２．．２ｇ、・・・２．の入力側において
流れる電流における山と谷の位置が出来るだけ均等に分
布するように駆動信号の位相を適当に定めることにより
、全てのＤＣ−ＤＣ変換部２１．２□、・・・２．の入
力側において流れる電流の和におけるリップルを最小に
するようにできる。Each DC-DC converter 2. ．． The phase of the drive signal that controls the switching operation at 2t, . . . 2a is determined by the DC-
DC converter 2. ．． 2! ,...2. Corresponds to the phase of the current on each input side. Therefore, each DC
-DC converter 2. ．． 2g,...2. All DC-DC converters 21.2□, . . . 2. The ripple in the sum of currents flowing at the input side of the circuit can be minimized.
第２図は本発明の実施例の回路構成図である。 FIG. 2 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
第２図において、１１は直流電力供給源、１２はリップ
ル電流吸収用コンデンサ、２１．２２゜４１．４２はス
イッチング素子、２３．４３は高周波トランス、２４．
４４はコイル、２５．４５はコンデンサ、２６．２ｎ．
２Ｂ、２９．４６゜４７．４８．４９はダイオード、３
０．５０は平滑化コンデンサ、３１．５１は負荷、３は
駆動信号発生部である。第２図の構成において、各スイ
ッチング素子２１．２２．４１．４２を制御する駆動信
号発生部３以外の構成は、前述の第４図のものと同様で
ある。すなわち、直流電力供給源１１は、商用の交流電
源からの交流を整流平滑化して得られた直流電力を供給
するものであり、該直流電力供給源１１からの直流電力
は、それぞれセンタ・タップ形の一次側コイルを有する
高周波トランス２３あるいは４３を中心に構成される２
つのＤＣ−ＤＣ変換部２０．２□に供給される。各ＤＣ
−ＤＣ変換部２１．２１の高周波トランス２３あるいは
４３の１次側には、交互にオン・オフするスイッチング
素子２１．２２あるいは４１．４２によって、逆方向の
直流電圧が交互に印加される。In FIG. 2, 11 is a DC power supply source, 12 is a ripple current absorbing capacitor, 21.22°41.42 is a switching element, 23.43 is a high frequency transformer, 24.
44 is a coil, 25.45 is a capacitor, 26.2n.
2B, 29.46°47.48.49 is a diode, 3
0.50 is a smoothing capacitor, 31.51 is a load, and 3 is a drive signal generator. In the configuration shown in FIG. 2, the configuration other than the drive signal generating section 3 that controls each switching element 21, 22, 41, and 42 is the same as that in FIG. 4 described above. That is, the DC power supply source 11 supplies DC power obtained by rectifying and smoothing AC from a commercial AC power supply, and the DC power from the DC power supply source 11 is of a center tap type. 2 consisting mainly of a high frequency transformer 23 or 43 having a primary coil.
The signal is supplied to one DC-DC converter 20.2□. Each DC
A DC voltage in the opposite direction is alternately applied to the primary side of the high-frequency transformer 23 or 43 of the -DC converter 21.21 by a switching element 21.22 or 41.42 that is turned on and off alternately.
該高周波トランス２３および４３各々の２次側には、直
列共振回路２４．２５あるいは４４．４５、ダイオード
２６．２ｎ．２８．２９あるいは４６゜４７．４８．４
９からなる整流回路、そして、平滑化コンデンサ３０あ
るいは５０が設けられ、これらの構成からなるＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部２．、２ｔの出力は、それぞれ、負荷３１ある
いは５１に供給される。さらに、直流電力供給源１１側
へ帰還される帰還雑音を吸収するために、該直流電力供
給源１１の両端子と並列にリップル電流吸収用コンデン
サ１２が設けられている。The secondary side of each of the high frequency transformers 23 and 43 includes a series resonant circuit 24.25 or 44.45, a diode 26.2n. 28.29 or 46°47.48.4
A rectifier circuit consisting of 9 and a smoothing capacitor 30 or 50 are provided.
C converter 2. , 2t are supplied to the load 31 or 51, respectively. Furthermore, a ripple current absorbing capacitor 12 is provided in parallel with both terminals of the DC power supply source 11 in order to absorb feedback noise fed back to the DC power supply source 11 side.
第２図の構成においては、駆動信号発生部３は、第３図
に示すように、一方のＤＣ−ＤＣ変換部２１のスイッチ
ング素子２１および２２に対しては、それぞれ、互いに
逆相の関係にある駆動信号ＰｌおよびＰ＋を印加し、他
方のＤＣ−ＤＣ変換部２゜のスイッチング素子４１およ
び４２に対しては、それぞれ、互いに逆相の関係にある
駆動信号Ｐ２およびマ２を印加する。ここで、駆動信号
ＰＩとＰ２とは９０°の位相差を有している。これによ
り、それぞれ正弦波形を有する２つのＤＣ−ＤＣ変換部
２１．２□の一方２１の入力側における電流ＩＩの波形
における山と谷との位相は、それぞれ、他方２□の入力
側における電流Ｉｔの波形における山と谷との位相に対
して９０°ずれることにより、前記リップル電流吸収用
コンデンサ１２に流れる電流１ｃは第３図に示されるよ
うに、リップルの小さいものとなる。したがって、該リ
ップル電流吸収用コンデンサとしては、容量あ小さいも
ので十分である。また、リップル電流が流れることによ
る発熱も小さくなり、コンデンサの寿命も長くなる。In the configuration shown in FIG. 2, as shown in FIG. 3, the drive signal generating section 3 is in an opposite phase relationship with respect to the switching elements 21 and 22 of one DC-DC converting section 21, respectively. Certain drive signals Pl and P+ are applied, and drive signals P2 and Ma2 having opposite phases to each other are applied to the switching elements 41 and 42 of the other DC-DC converter 2°, respectively. Here, the drive signals PI and P2 have a phase difference of 90°. As a result, the phases of the peaks and troughs of the waveform of the current II on the input side of one of the two DC-DC converters 21.2□, each having a sine waveform, are the same as the phase of the current It on the input side of the other 2□. By being 90° out of phase with respect to the peak and valley phases of the waveform, the current 1c flowing through the ripple current absorbing capacitor 12 has small ripples, as shown in FIG. Therefore, a capacitor with a small capacity is sufficient as the ripple current absorbing capacitor. Furthermore, heat generation due to the flow of ripple current is reduced, and the life of the capacitor is extended.
以上、２つのＤＣ−ＤＣ変換部を有する直列共振形のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路を例にとって述べたが、一般に
、ＤＣ−ＤＣ変換部がｎ個ある場合には、各ＤＣ−ＤＣ
変換部に印加する駆動信号の位相をπ／ｎずつ異なるよ
うにすればよい、また、本発明は、他のあらゆるタイプ
の他出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に適用されるもの
である。The above is a series resonant type D having two DC-DC converters.
Although the C-DC converter circuit has been described as an example, in general, when there are n DC-DC converters, each DC-DC
The phase of the drive signal applied to the converter may be made to differ by π/n, and the present invention is applicable to all other types of DC-DC converter circuits with other outputs.
本発明によれば、個々にスイッチング動作を行ってＤＣ
−ＤＣ変換する複数のＤＣ−ＤＣ変換部を有してなる多
出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、共通の直流
電力供給源へ帰還されるリップル電流を低減し、リップ
ル電流吸収用コンデンサの負担を軽減することができる
。According to the present invention, the DC
- In a multi-output DC-DC converter circuit having multiple DC-DC converters that perform DC conversion, the ripple current fed back to the common DC power supply source is reduced, and the burden on the ripple current absorption capacitor is reduced. It can be reduced.
第１図は本発明の基本構成図、
第２図は本発明の実施例の回路構成図、第３図は本発明
の実施例におけるスイッチングのタイミング図、
第４図は従来の多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構
成例を示す図、そして
第５図は従来の多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ回路にお
けるスイッチングのタイミング図である。
〔符号の説明〕
ｌ、１１・・・直流電力供給源、
２□２□、〜２，１・・・Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃ変換部、３．
３′・・・駆動信号発生部、
１２・・・リップル電流吸収用コンデンサ、２１．２２
．４１．４２・・・スイッチング素子、２３．４３・・
・高周波トランス、
２４．４４・・・コイル、
２５．３０，４５．５０・・・コンデンサ、３１、
５１・・・負荷。
本発明の基本構成図
第１回
本発明の実施例の回路構成図
第２１！！Ｊ
Ｐ。
０−−−−−−−−−−−−一一−−−−−−−−−−
−−−−本発明の実施例におけるスイッチングのタイミ
ング図
第３回
戸１
従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける
スイッチングのタイミング図
従来の多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の構成例を示す図
＠４囚Fig. 1 is a basic configuration diagram of the present invention, Fig. 2 is a circuit configuration diagram of an embodiment of the present invention, Fig. 3 is a switching timing diagram in an embodiment of the present invention, and Fig. 4 is a conventional multi-output DC - A diagram showing a configuration example of a DC converter circuit, and FIG. 5 is a timing chart of switching in a conventional multi-output DC-DC converter circuit. [Explanation of symbols] l, 11...DC power supply source, 2□2□, ~2,1...D C-DC converter, 3.
3'... Drive signal generation section, 12... Ripple current absorption capacitor, 21.22
．． 41.42...Switching element, 23.43...
・High frequency transformer, 24.44... Coil, 25.30, 45.50... Capacitor, 31,
51...Load. Basic configuration diagram of the present invention 1st Circuit configuration diagram of an embodiment of the present invention 21st! ! J.P. 0-------------11---------
---- Switching timing diagram in an embodiment of the present invention Part 3 Part 1 Switching timing diagram in a conventional DC-DC converter Diagram showing a configuration example of a conventional multi-output DC-DC converter circuit @4
Claims (1)
続し、該断続された電流を平滑化して負荷に供給する複
数のＤＣ−ＤＣ変換部（２＿１、２＿２、・・・２＿ｎ
）と、該複数のＤＣ−ＤＣ変換部（２＿１、２＿２、・
・・２＿ｎ）の各々における該直流の断続を制御する駆
動信号（Ｐ＿１、Ｐ＿２、・・・Ｐ＿ｎ）を出力する駆
動信号発生部（３）とからなり、 該各々を制御する駆動信号（Ｐ＿１、Ｐ＿２、・・・Ｐ
＿ｎ）の位相は、全てのＤＣ−ＤＣ変換部（２＿１、２
＿２、・・・２＿ｎ）の入力側において流れる電流の和
におけるリップルを最小にするように定められることを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。[Claims] 1. A plurality of DC-DC converters (2_1, 2_2) that intermittent direct current supplied in parallel from a common supply source (1), smooth the intermittent current, and supply it to the load. ,...2_n
), and the plurality of DC-DC converters (2_1, 2_2, .
...2_n), which outputs a drive signal (P_1, P_2, . . . P_n) for controlling the on/off of the direct current, P_2,...P
_n) is the phase of all DC-DC converters (2_1, 2
A DC-DC converter circuit characterized in that it is determined to minimize the ripple in the sum of currents flowing on the input side of the input terminals (_2,...2_n).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP963688A JPH01186161A (en) | 1988-01-21 | 1988-01-21 | Dc/dc converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP963688A JPH01186161A (en) | 1988-01-21 | 1988-01-21 | Dc/dc converter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01186161A true JPH01186161A (en) | 1989-07-25 |
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|---|---|---|---|
| JP963688A Pending JPH01186161A (en) | 1988-01-21 | 1988-01-21 | Dc/dc converter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
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