JP6879436B2 - Power supply and magnetic resonance imaging - Google Patents

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Description

この発明は、負荷に対して所望の電圧を出力する電源装置、および、この電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置に関する。 The present invention relates to a power supply device that outputs a desired voltage with respect to a load, and a magnetic resonance imaging device using this power supply device.

磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置、以下「ＭＲＩ装置」という）は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加することにより、検査対象が発生する磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとに画像を再構成するものである。そのため、ＭＲＩ装置には磁場発生コイルとして、静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これらの磁場発生コイルは、所定の磁気強度の磁場を発生させるために、印加電流の大きさとタイミングとを制御するためのスイッチング電源を備えている。 A magnetic resonance imaging device (MRI (Magnetic Resonance Imaging) device, hereinafter referred to as "MRI device") is a magnetic resonance that is generated by applying a high-frequency magnetic field in a pulse shape to an inspection target placed in a static magnetic field. A signal is detected and an image is reconstructed based on the detected signal. Therefore, the MRI apparatus includes, as a magnetic field generating coil, a superconducting or normal conducting coil that generates a static magnetic field, a gradient magnetic field coil for generating a gradient magnetic field superimposed on the static magnetic field, and a high frequency coil for generating a high frequency magnetic field. It is equipped. These magnetic field generating coils include a switching power supply for controlling the magnitude and timing of the applied current in order to generate a magnetic field having a predetermined magnetic strength.

このようなＭＲＩ装置では、磁場発生コイルに入力される電流のリプルが、ＭＲＩ装置における画像のノイズとなるため、リプルの大きさを一定程度以下に抑制する必要がある。電流リプルの抑制に関して、の複数のスイッチング電源を並列に接続し、更に直列に接続することで、高電圧、大容量が得られ、並列接続したスイッチング電源間の電流回り込みを防止し、並列接続したスイッチング電源の位相をずらして動作させることにより、撮像精度に影響を及ぼす電流リプルを低減する電源装置がある（例えば、特許文献１、非特許文献１参照。）。また、スイッチング電源と磁場発生コイルとの間に電流リプルをキャンセルする回路を設けることにより電流リプルを抑制する電源装置がある（例えば、非特許文献１参照。）。 In such an MRI apparatus, the ripple of the current input to the magnetic field generation coil becomes noise in the image in the MRI apparatus, so it is necessary to suppress the magnitude of the ripple to a certain level or less. Regarding the suppression of current ripple, by connecting multiple switching power supplies in parallel and then connecting them in series, high voltage and large capacity can be obtained, and current wraparound between the switching power supplies connected in parallel is prevented and connected in parallel. There is a power supply device that reduces current ripple that affects imaging accuracy by operating the switching power supply in a shifted phase (see, for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1). Further, there is a power supply device that suppresses current ripple by providing a circuit that cancels current ripple between the switching power supply and the magnetic field generation coil (see, for example, Non-Patent Document 1).

特開平９−２８９９７９号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 9-289979

M. J. Schutten, R. L. Steigerwald, and J. A. Sabate, “Ripple current cancellation circuit,” in Proc. 18th Annu. IEEE APEC, Feb. 2003,pp. 464-470.M. J. Schutten, R. L. Steigerwald, and J. A. Sabate, “Ripple current cancellation circuit,” in Proc. 18th Annu. IEEE APEC, Feb. 2003, pp. 464-470.

特許文献１に示す電源装置は、並列に接続されたスイッチング電源間の電流回り込みを防止するため、スイッチング電源の入出力にリアクトルとコンデンサを設けている。しかしながら、特許文献１では、傾斜磁場コイルにリアクトルとコンデンサによる共振電流が生じ、また、パルス電流生成時にコンデンサへの突入電流が大きく、スイッチング電源およびコンデンサへの電流が過大になるという課題がある。 The power supply device shown in Patent Document 1 is provided with a reactor and a capacitor at the input and output of the switching power supply in order to prevent current wraparound between the switching power supplies connected in parallel. However, Patent Document 1 has a problem that a resonance current is generated in the gradient magnetic field coil by the reactor and the capacitor, the inrush current to the capacitor is large when the pulse current is generated, and the current to the switching power supply and the capacitor becomes excessive.

また、非特許文献１に、降圧コンバータと出力にＬＣフィルタを設けた電源に対し、トランスとリアクトル、ＤＣカットコンデンサによる電流リプルキャンセル回路を設けた構成が示されている。非特許文献１の構成では、トランス比Ｎが１より小さいことが電流リプルをキャンセルする条件であり、電流リプルキャンセル用に設けたリアクトルの両端電圧がＬＣフィルタのリアクトルの両端電圧より低いため、電流リプルキャンセル用のリアクトルはＬＣフィルタのリアクトルの容量より大きくできない。傾斜磁場用電源に、非特許文献１の回路を適用すると、傾斜磁場コイルに大電流を流すため、このＬＣフィルタ部のリアクトルの容量は、損失の観点で大きい容量をとりにくく、このため、ＬＣフィルタと電流リプルキャンセル用のリアクトルの合計値が小さく、パルス電流生成時にコンデンサへの充電電流を抑制しにくいという課題がある。 Further, Non-Patent Document 1 discloses a configuration in which a current ripple canceling circuit using a transformer, a reactor, and a DC cut capacitor is provided for a power supply having a step-down converter and an LC filter at the output. In the configuration of Non-Patent Document 1, it is a condition for canceling the current ripple that the transformer ratio N is smaller than 1, and the voltage across the reactor provided for canceling the current ripple is lower than the voltage across the reactor of the LC filter. The ripple canceling reactor cannot be larger than the capacitance of the LC filter reactor. When the circuit of Non-Patent Document 1 is applied to the power supply for the gradient magnetic field, a large current is passed through the gradient magnetic field coil, so that the capacitance of the reactor of the LC filter section is difficult to obtain a large capacitance from the viewpoint of loss. There is a problem that the total value of the filter and the reactor for canceling the current ripple is small, and it is difficult to suppress the charging current to the capacitor when generating the pulse current.

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、直列接続の関係にあるスイッチング電源と負荷の間に電流リプルキャンセル回路を設け、負荷の電流リプルを低減するとともに、突入電流を抑制することができる電力変換装置の提供を目的とする。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and a current ripple canceling circuit is provided between a switching power supply and a load which are connected in series to reduce the current ripple of the load and at the same time. An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of suppressing an inrush current.

本発明に係る電源装置は、スイッチング素子および直流電圧源を有するスイッチング電源と、一端がスイッチング電源に、他端が負荷に接続され、負荷に流れる電流のリプルを低減する電流リプルキャンセル回路と、スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、電流リプルキャンセル回路は、一端がスイッチング電源の一端に接続され、他端が負荷の一端に接続された直流リアクトルと、直列に接続された第１のＤＣカットコンデンサ、およびトランスの一次巻線を有し、一端が直流リアクトルの一端に接続されるとともに、他端が負荷の他端およびスイッチング電源の他端に接続された第１回路と、直列に接続された交流リアクトル、第２のＤＣカットコンデンサ、および一次巻線と逆結合されたトランスの二次巻線を有し、一端が直流リアクトルの他端に接続されるとともに、他端が負荷の他端およびスイッチング電源の他端に接続された第２回路と、を有すること、を特徴とする。 The power supply device according to the present invention includes a switching power supply having a switching element and a DC voltage source, a current ripple cancel circuit in which one end is connected to a switching power supply and the other end is connected to a load to reduce ripple of current flowing through the load, and switching. The current ripple cancel circuit includes a control circuit for controlling the element, and a first DC connected in series with a DC reactor having one end connected to one end of a switching power supply and the other end connected to one end of a load. It has a cut capacitor and the primary winding of the transformer, one end is connected to one end of the DC reactor, and the other end is connected in series with the other end of the load and the other end of the switching power supply. It has an AC reactor, a second DC cut capacitor, and a secondary winding of the transformer that is inversely coupled to the primary winding, one end is connected to the other end of the DC reactor and the other end is the load. It is characterized by having a second circuit connected to one end and the other end of a switching power supply.

本発明に係る電源装置は、スイッチング電源から出力され、負荷に流れる電流リプルを抑制するとともに、突入電流を抑制することができる。 The power supply device according to the present invention can suppress the current ripple that is output from the switching power supply and flows through the load, and can also suppress the inrush current.

この発明の実施の形態１に係る電源装置の構成図である。It is a block diagram of the power supply device which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係る電源装置のスイッチング電源の詳細構成を説明する図である。It is a figure explaining the detailed structure of the switching power supply of the power supply apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係る電源装置により生成する傾斜磁場コイルの電流波形を説明する図である。It is a figure explaining the current waveform of the gradient magnetic field coil generated by the power supply device which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係る電源装置の電流経路および出力電圧を説明する図である。It is a figure explaining the current path and output voltage of the power supply apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係る電源装置における電流リプルをキャンセルする動作を説明する図である。It is a figure explaining the operation which cancels the current ripple in the power supply apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention.

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る電源装置について、図面を用いて説明する。本実施の形態においては、電源装置がＭＲＩ装置に適用される場合について説明するものとする。そのため、電源装置に接続される負荷を傾斜磁場コイルとして説明するが、これに限定されるものでないことは言うまでもない。Embodiment 1.
The power supply device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, a case where the power supply device is applied to the MRI device will be described. Therefore, the load connected to the power supply device will be described as a gradient magnetic field coil, but it goes without saying that the load is not limited to this.

図１は、この発明の実施の形態１による電源装置１および本電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ装置）を示す構成図である。図１において、電源装置１は、第１のスイッチング電源１０、第２のスイッチング電源２０、電流リプルキャンセル回路３０、電流センサ４０、および制御回路５０を備えており、出力側端子は傾斜磁場コイル２に接続されている。なお、図１において、本発明に直接的に関係しないＭＲＩ装置の構成要素については記載を省略している。 FIG. 1 is a configuration diagram showing a power supply device 1 according to the first embodiment of the present invention and a magnetic resonance imaging device (MRI device) using the power supply device. In FIG. 1, the power supply device 1 includes a first switching power supply 10, a second switching power supply 20, a current ripple canceling circuit 30, a current sensor 40, and a control circuit 50, and the output side terminal is a gradient magnetic field coil 2. It is connected to the. In FIG. 1, the components of the MRI apparatus that are not directly related to the present invention are omitted.

第１のスイッチング電源１０は、第１の電力変換回路１１および第１の直流電圧源１２を備えている。同様に、第２のスイッチング電源２０は、第２の電力変換回路２１および第２の直流電圧源２２を備えており、第１のスイッチング電源１０と第２のスイッチング電源２０は、互いに直列に接続されている。すなわち、第１のスイッチング電源の出力側端子が、第２のスイッチング電源の入力側端子に接続されており、第２のスイッチング電源の出力側端子は電流リプルキャンセル回路３０を介して傾斜磁場コイル２に接続されている。なお、本実施の形態に係る電源装置では、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は直列に接続されているが、電流容量を確保するため、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を、互いに並列に接続させた構成としてもよい。また、本実施の形態に係る電源装置では、スイッチング電源の数を２つとしているが、１つまたは３つ以上としてもよく、３つ以上の場合、スイッチング電源を並列接続と直列接続を組み合わせた構成としてもよい。 The first switching power supply 10 includes a first power conversion circuit 11 and a first DC voltage source 12. Similarly, the second switching power supply 20 includes a second power conversion circuit 21 and a second DC voltage source 22, and the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are connected in series with each other. Has been done. That is, the output side terminal of the first switching power supply is connected to the input side terminal of the second switching power supply, and the output side terminal of the second switching power supply is the gradient magnetic field coil 2 via the current ripple cancel circuit 30. It is connected to the. In the power supply device according to the present embodiment, the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are connected in series, but in order to secure the current capacity, the first switching power supply 10 and the second switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are connected in series. The switching power supplies 20 of the above may be connected in parallel with each other. Further, in the power supply device according to the present embodiment, the number of switching power supplies is two, but one or three or more may be used, and in the case of three or more, the switching power supplies are combined in parallel connection and series connection. It may be configured.

電流リプルキャンセル回路３０は、直流リアクトル３１、第１のＤＣカットコンデンサ３２、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂとが逆結合されたトランス３５、および抵抗３６を備えており、傾斜磁場コイル２に生じる電流リプルを低減させるとともに、突入電流を抑制する機能を有する。直流リアクトル３１は、一端が第２のスイッチング電源２０の出力側端子に接続されており、他端が傾斜磁場コイル２の一端に接続されている。 The current ripple canceling circuit 30 includes a DC reactor 31, a first DC cut capacitor 32, an AC reactor 33, a second DC cut capacitor 34, and a transformer 35 in which the primary winding 35a and the secondary winding 35b are inversely coupled. It also has a resistor 36 and has a function of reducing the current ripple generated in the gradient magnetic field coil 2 and suppressing the inrush current. One end of the DC reactor 31 is connected to the output side terminal of the second switching power supply 20, and the other end is connected to one end of the gradient magnetic field coil 2.

第１のＤＣカットコンデンサ３２、トランス３５の一次巻線３５ａ、および抵抗３６はこの順で直列に接続されており、以下の説明では、この直列回路を第１回路と称する場合がある。第１回路の第１のＤＣカットコンデンサ３２側の端部は、第２のスイッチング電源２０の出力側端子と直流リアクトル３１との接続点に接続されており、第１回路の抵抗３６側の端部は第１のスイッチング電源１０の入力側端子と傾斜磁場コイル２の他端に接続されている。なお、第１のＤＣカットコンデンサ３２、トランス３５の一次巻線３５ａ、および抵抗３６の接続順は上述したものに限定されるものではない。 The first DC cut capacitor 32, the primary winding 35a of the transformer 35, and the resistor 36 are connected in series in this order, and in the following description, this series circuit may be referred to as a first circuit. The end of the first circuit on the first DC cut capacitor 32 side is connected to the connection point between the output side terminal of the second switching power supply 20 and the DC reactor 31, and the end on the resistor 36 side of the first circuit. The unit is connected to the input side terminal of the first switching power supply 10 and the other end of the gradient magnetic field coil 2. The connection order of the first DC cut capacitor 32, the primary winding 35a of the transformer 35, and the resistor 36 is not limited to the above.

また、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、およびトランス３５の二次巻線３５ｂはこの順で直列に接続されており、以下の説明ではこの直列回路を第２回路と称する場合がある。第２回路の交流リアクトル３３側の端部は、直流リアクトル３１の他端と接続されており、第２回路のトランス３５側の端部は、第１のスイッチング電源１０の入力側端子および傾斜磁場コイル２の他端に接続されている。ここで、トランス３５の一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂとのトランス比は１：Ｎに設定されている。なお、以下で、一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂのトランス比が１：Ｎであることを、単にトランス比Ｎと称する場合がある。また、交流リアクトル３３、第２のＤＣカットコンデンサ３４、およびトランス３５の二次巻線３５ｂの接続順は上述したものに限定されるものではない。 Further, the AC reactor 33, the second DC cut capacitor 34, and the secondary winding 35b of the transformer 35 are connected in series in this order, and this series circuit may be referred to as the second circuit in the following description. .. The end of the second circuit on the AC reactor 33 side is connected to the other end of the DC reactor 31, and the end of the second circuit on the transformer 35 side is the input side terminal of the first switching power supply 10 and the gradient magnetic field. It is connected to the other end of the coil 2. Here, the transformer ratio between the primary winding 35a and the secondary winding 35b of the transformer 35 is set to 1: N. In the following, the fact that the transformer ratio of the primary winding 35a and the secondary winding 35b is 1: N may be simply referred to as a transformer ratio N. Further, the connection order of the AC reactor 33, the second DC cut capacitor 34, and the secondary winding 35b of the transformer 35 is not limited to the above.

電流センサ４０は、傾斜磁場コイル２に流れる電流を計測するセンサであり、電流センサ４０の計測結果である計測電流４１は制御回路５０に入力される。 The current sensor 40 is a sensor that measures the current flowing through the gradient magnetic field coil 2, and the measured current 41, which is the measurement result of the current sensor 40, is input to the control circuit 50.

制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を制御する制御回路であり、ハードウェアで実現しても、ソフトウェアで実現してもよい。ソフトウェアで実現する場合には、ＣＰＵとメモリを備えており、メモリに記憶されたプログラムをＣＰＵにおいて読み込み、処理する構成となる。制御回路５０は、電源装置１の外部から入力される電流指令値と計測電流４１とを比較演算し、傾斜磁場コイル２の電流が電流指令値に一致するように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０へのゲート信号５１を生成し、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０を制御する。 The control circuit 50 is a control circuit that controls the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20, and may be realized by hardware or software. When realized by software, it is provided with a CPU and a memory, and the program stored in the memory is read by the CPU and processed. The control circuit 50 compares and calculates the current command value input from the outside of the power supply device 1 and the measured current 41, and so that the current of the gradient magnetic field coil 2 matches the current command value, the first switching power supply 10 and A gate signal 51 to the second switching power supply 20 is generated to control the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20.

傾斜磁場コイル２は、大電流を流すことにより傾斜磁場コイル２の周囲に傾斜磁場を生成するためのコイルである。なお、ここでは本発明に係る電源装置をＭＲＩ装置に適用した場合について示すため、負荷として傾斜磁場コイルを用いた場合について説明しているが、負荷が傾斜磁場コイルに限定されるものではないことは言うまでもない。 The gradient magnetic field coil 2 is a coil for generating a gradient magnetic field around the gradient magnetic field coil 2 by passing a large current. In addition, since the case where the power supply device according to the present invention is applied to the MRI device is shown here, the case where the gradient magnetic field coil is used as the load is described, but the load is not limited to the gradient magnetic field coil. Needless to say.

図２に、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の詳細な構成について説明する。第１のスイッチング電源１０は、４つのスイッチング素子を有する第１の電力変換回路１１と、第１の電力変換回路１１に接続された第１の直流電圧源１２と、を備えている。第１の電力変換回路１１は、制御回路５０からのゲート信号５１に基づいて、各スイッチング素子をオンオフ制御することにより、所望の電圧を出力側端子から出力する。第１の電力変換回路１１は、第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４が、フルブリッジ型に接続されている。すなわち、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第２のスイッチング素子ＳＷ１２、第３のスイッチング素子ＳＷ１３および第４のスイッチング素子ＳＷ１４がそれぞれ直列接続されており、これらの直列回路の両端同士が接続されている。また、第１の直流電圧源１２の両端は、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第２のスイッチング素子ＳＷ１２の直列回路と、第３のスイッチング素子ＳＷ１３および第４のスイッチング素子ＳＷ１４の直列回路との接続点にそれぞれ接続されている。第２のスイッチング電源２０は、第１のスイッチング電源１０と同様の構成をしており、第２の電力変換回路２１と第２の電力変換回路２１に接続された第２の直流電圧源２２とを有している。また、第２の電力変換回路２１は、第５〜第８のスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４が、フルブリッジ型に接続されており、第１の電力変換回路１１と同様の構成となっている。 FIG. 2 describes a detailed configuration of the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20. The first switching power supply 10 includes a first power conversion circuit 11 having four switching elements and a first DC voltage source 12 connected to the first power conversion circuit 11. The first power conversion circuit 11 outputs a desired voltage from the output side terminal by controlling each switching element on and off based on the gate signal 51 from the control circuit 50. In the first power conversion circuit 11, the first to fourth switching elements SW11 to SW14 are connected in a full bridge type. That is, the first switching element SW11, the second switching element SW12, the third switching element SW13, and the fourth switching element SW14 are connected in series, and both ends of these series circuits are connected to each other. Further, both ends of the first DC voltage source 12 are connected to a series circuit of the first switching element SW11 and the second switching element SW12 and a series circuit of the third switching element SW13 and the fourth switching element SW14. Each is connected to a point. The second switching power supply 20 has the same configuration as the first switching power supply 10, and includes a second power conversion circuit 21 and a second DC voltage source 22 connected to the second power conversion circuit 21. have. Further, in the second power conversion circuit 21, the fifth to eighth switching elements SW21 to SW24 are connected in a full bridge type, and have the same configuration as the first power conversion circuit 11.

また、図１および図２に示すように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は、直列に接続されており、第１のスイッチング電源１０の出力側端子は、第２のスイッチング電源２０の入力側端子に接続される。また、第１のスイッチング電源１０の入力側端子および第２のスイッチング電源２０の出力側端子は、電流リプルキャンセル回路３０を介して傾斜磁場コイル２の両端にそれぞれ接続される。
なお、図２に示す電力変換回路のスイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた場合について記載しているが、どのようなスイッチング素子でもよく、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた構成としてもよい。Further, as shown in FIGS. 1 and 2, the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are connected in series, and the output side terminal of the first switching power supply 10 is the second switching. It is connected to the input side terminal of the power supply 20. Further, the input side terminal of the first switching power supply 10 and the output side terminal of the second switching power supply 20 are connected to both ends of the gradient magnetic field coil 2 via the current ripple cancel circuit 30.
Although the case where a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) is used as the switching element of the power conversion circuit shown in FIG. 2 is described, any switching element may be used, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). ) May be used.

次に、本実施の形態に示す電源装置の動作について説明する。
本実施の形態に示す電源装置では、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０から傾斜磁場コイル２に対して所望の電圧を出力することにより、傾斜磁場コイル２に大電流を流し、傾斜磁場コイル２の周囲に所望の傾斜磁場を発生させる。図３に、傾斜磁場コイル２に流す電流波形と第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０から出力する電流波形を示す。傾斜磁場コイル２に流す電流の波形は、方形波状のパルス電流を、第１および第２のスイッチング電源１０、２０により発生させるもので、電流立ち上がり期間ｔ０、電流フラット期間ｔ１、立ち下がり期間ｔ２により構成される。Next, the operation of the power supply device shown in the present embodiment will be described.
In the power supply device shown in the present embodiment, a large current is passed through the gradient magnetic field coil 2 by outputting a desired voltage from the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 to the gradient magnetic field coil 2. A desired gradient magnetic field is generated around the gradient magnetic field coil 2. FIG. 3 shows a current waveform flowing through the gradient magnetic field coil 2 and a current waveform output from the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20. The waveform of the current flowing through the gradient magnetic field coil 2 is that a square wavy pulse current is generated by the first and second switching power supplies 10 and 20, and the current rising period t0, the current flat period t1, and the falling period t2. It is composed.

電流立ち上がり期間ｔ０においては、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０、および第２のスイッチング電源２０ともにオン動作を行い、傾斜磁場コイル２に高電圧をかけて電流の立ち上がり速度を早くする。すなわち、制御回路５０は、第１および第２のスイッチング電源の対角の位置にある第２のスイッチング素子ＳＷ１２と第３のスイッチング素子ＳＷ１３、および、第６のスイッチング素子ＳＷ２２と第７のスイッチング素子ＳＷ２３をオンに制御することに、出力電圧がＶ１＋Ｖ２となる。 In the current rising period t0, the control circuit 50 turns on both the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20, and applies a high voltage to the gradient magnetic field coil 2 to increase the current rising speed. That is, the control circuit 50 includes the second switching element SW12 and the third switching element SW13, and the sixth switching element SW22 and the seventh switching element at diagonal positions of the first and second switching power supplies. By controlling the SW23 on, the output voltage becomes V1 + V2.

一方、電流フラット期間ｔ１において、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０うち、少なくとも一方を正負にＰＷＭ（Pulse Width Modulation)制御を行い、傾斜磁場コイル２に流す電流量および電流極性を制御する。本実施の形態では、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定し、第２のスイッチング電源２０をＰＷＭ動作する場合について説明する。ここで、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定するとは、各スイッチング素子をオンまたはオフに制御することにより、第１のスイッチング電源１０の入力端子から出力端子までの電流経路に第１の直流電圧源１２を含まないようにすることをいう。すなわち、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定するとは、例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ１２および第４のスイッチング素子ＳＷ１４をオンとし、第１のスイッチング素子ＳＷ１１および第３のスイッチング素子ＳＷ１３をオフとすることをさす。制御回路５０は、電流センサ４０により検出された電流値とあらかじめ定められた電流指令値とを比較演算し、電流センサ４０により検出された電流値が電流指令値と一致するよう各スイッチング素子のデューティ比（オン期間）を演算する。また、制御回路５０は、演算したデューティ比に基づいて、第２の電力変換回路２１の各スイッチング素子を制御するゲート信号５１を生成する。制御回路５０は、生成したゲート信号５１を、各スイッチング素子に送信することにより、各スイッチング素子をオンオフ制御することにより、所望の電流極性および電流量の電流が傾斜磁場コイル２に流れるよう制御する。一方、第２のスイッチング電源２０のスイッチング動作のオンオフ動作に起因して、傾斜磁場コイル２には、第２のスイッチング電源２０のスイッチング周波数に応じた電流リプルが生じることとなる。 On the other hand, in the current flat period t1, the control circuit 50 performs PWM (Pulse Width Modulation) control of at least one of the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 positively and negatively, and the current flows through the gradient magnetic field coil 2. Controls quantity and current polarity. In the present embodiment, a case where the first switching power supply 10 is set to through and the second switching power supply 20 is PWM-operated will be described. Here, setting the first switching power supply 10 to through means that by controlling each switching element to be on or off, the first direct current is connected to the current path from the input terminal to the output terminal of the first switching power supply 10. It means that the voltage source 12 is not included. That is, setting the first switching power supply 10 to through means, for example, turning on the second switching element SW12 and the fourth switching element SW14 and turning off the first switching element SW11 and the third switching element SW13. It means to do. The control circuit 50 compares and calculates the current value detected by the current sensor 40 and the predetermined current command value, and the duty of each switching element so that the current value detected by the current sensor 40 matches the current command value. Calculate the ratio (on period). Further, the control circuit 50 generates a gate signal 51 that controls each switching element of the second power conversion circuit 21 based on the calculated duty ratio. The control circuit 50 controls the on / off control of each switching element by transmitting the generated gate signal 51 to each switching element so that a current having a desired current polarity and a current amount flows through the gradient magnetic field coil 2. .. On the other hand, due to the on / off operation of the switching operation of the second switching power supply 20, current ripple is generated in the gradient magnetic field coil 2 according to the switching frequency of the second switching power supply 20.

なお、図３に示す例では、第１のスイッチング電源１０をスルーに設定し、第２のスイッチング電源２０をＰＷＭ動作する場合について示したが、第２のスイッチング電源２０をスルーに設定し、第１のスイッチング電源１０をＰＷＭ動作させてもよい。また、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の両方をＰＷＭ動作させてもよい。この場合、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０との間の位相をずらしてＰＷＭ動作させることにより、傾斜磁場コイル２に発生する電流リプルを低減させることができる。例えば、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０との間の位相を１８０度ずらしたインターリーブ駆動とすることにより、電流リプルを互いにキャンセルさせることができる。 In the example shown in FIG. 3, the case where the first switching power supply 10 is set to through and the second switching power supply 20 is PWM-operated is shown, but the second switching power supply 20 is set to through and the second switching power supply 20 is set to through. The switching power supply 10 of 1 may be PWM-operated. Further, both the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 may be PWM-operated. In this case, the current ripple generated in the gradient magnetic field coil 2 can be reduced by shifting the phase between the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 and performing the PWM operation. For example, the current ripples can be canceled by using the interleave drive in which the phases of the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are shifted by 180 degrees.

立ち下がり期間ｔ２においては、スイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０をオフにし、電流を立ち下げる。すなわち、制御回路５０は、第１の電力変換回路１１および第２の電力変換回路２１が有するすべてのスイッチング素子をオフに制御することにより、スイッチング電源より出力する電圧を０とする。これにより、傾斜磁場コイル２に流れる電流を急速に立ち下げることができる。 In the fall period t2, the switching power supply 10 and the second switching power supply 20 are turned off to lower the current. That is, the control circuit 50 sets the voltage output from the switching power supply to 0 by controlling off all the switching elements of the first power conversion circuit 11 and the second power conversion circuit 21. As a result, the current flowing through the gradient magnetic field coil 2 can be rapidly reduced.

電流立ち上がり期間ｔ０の動作についてさらに詳細に説明する。電流立ち上がり期間ｔ０において、電流の立ち上がり速度を早くするため、制御回路５０は、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の両方をオンとする。これにより、傾斜磁場コイル２に第１および第２の直流電圧源１２、２２の合計した電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が印加されることとなる。そのため、第１のＤＣカットコンデンサ３２および第２のＤＣカットコンデンサ３４にコンデンサを充電する突入電流が流れることとなる。この突入電流を抑制しない場合、スイッチング電源やＤＣカットコンデンサに過大な電流が流れてしまい、発熱や故障の原因となる。本実施の形態に係る電源装置では、電流リプルキャンセル回路３０により、この突入電流を抑制することができる。すなわち、直流リアクトル３１と交流リアクトル３３のインダクタンスにより、スイッチング電源およびＤＣカットコンデンサへの突入電流を抑制することができる。 The operation of the current rising period t0 will be described in more detail. In the current rising period t0, the control circuit 50 turns on both the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 in order to increase the current rising speed. As a result, the total voltage (V1 + V2) of the first and second DC voltage sources 12 and 22 is applied to the gradient magnetic field coil 2. Therefore, an inrush current for charging the capacitors flows through the first DC cut capacitor 32 and the second DC cut capacitor 34. If this inrush current is not suppressed, an excessive current will flow through the switching power supply and the DC cut capacitor, causing heat generation and failure. In the power supply device according to the present embodiment, this inrush current can be suppressed by the current ripple cancel circuit 30. That is, the inductance of the DC reactor 31 and the AC reactor 33 can suppress the inrush current to the switching power supply and the DC cut capacitor.

また、電流フラット期間ｔ１において、傾斜磁場コイル２に平坦な電流を流すため第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０の少なくとも一方が、ＰＷＭ動作を行う。そのため、傾斜磁場コイル２には直流電流に電流リプルが重畳された電流が流れることとなるが、撮像精度の観点でこの傾斜磁場コイルの電流リプルを小さくすることが望まれる。 Further, in the current flat period t1, at least one of the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 performs a PWM operation in order to allow a flat current to flow through the gradient magnetic field coil 2. Therefore, a current in which a current ripple is superimposed on a DC current flows through the gradient magnetic field coil 2, but it is desired to reduce the current ripple of this gradient magnetic field coil from the viewpoint of imaging accuracy.

図４に、第１のスイッチング電源１０、第２のスイッチング電源２０の動作とスイッチング電源に流れる電流について説明する。図４上段に示すように、第１のスイッチング電源１０および第２のスイッチング電源２０は、対角のスイッチング素子（例えば、第２のスイッチング素子ＳＷ１２と第３のスイッチング素子ＳＷ１３）をオンとすることにより、正または負に電圧を出力し、その正負の出力の差から電流の向きと電流量を調整することができる。制御回路５０は、電源装置の外部から入力される電流指令値に基づいて、デューティ指令値（Ｄ指令値）を設定し、鋸波を用いたＰＷＭ用比較信号とデューティ指令値とを比較することにより、第２のスイッチング電源２０の各スイッチング素子のデューティ比Ｄを決定する。図４下段に示す例では、電流要求値が大きい場合には、電流要求値が小さい場合に比べてデューティ指令値を大きくすることにより、第２のスイッチング電源２０のデューティ比が大きくなり、傾斜磁場コイル２に対して大電流を供給することができる。一方で、図４下段に示すように、大きな電流を出力する場合には、小さな電流を出力する場合に比べ、生じる電流リプルが大きくなる。 FIG. 4 describes the operation of the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 and the current flowing through the switching power supply. As shown in the upper part of FIG. 4, the first switching power supply 10 and the second switching power supply 20 turn on diagonal switching elements (for example, the second switching element SW12 and the third switching element SW13). Therefore, a voltage can be output positively or negatively, and the direction and amount of current can be adjusted from the difference between the positive and negative outputs. The control circuit 50 sets a duty command value (D command value) based on a current command value input from the outside of the power supply device, and compares the PWM comparison signal using a sawtooth wave with the duty command value. Therefore, the duty ratio D of each switching element of the second switching power supply 20 is determined. In the example shown in the lower part of FIG. 4, when the current required value is large, the duty ratio of the second switching power supply 20 is increased by increasing the duty command value as compared with the case where the current required value is small, and the gradient magnetic field is increased. A large current can be supplied to the coil 2. On the other hand, as shown in the lower part of FIG. 4, when a large current is output, the generated current ripple is larger than when a small current is output.

図５に、電流フラット期間ｔ１における電流リプルキャンセル回路３０の動作について説明する。図５に示す例では、第２のスイッチング電源２０の出力電圧が正の期間をI、負の期間をIIとし、直流リアクトル３１に流れる電流をＩＬ１、交流リアクトル３３に流れる電流をＩＬ２、トランス３５の一次巻線３５ａに流れる電流をＩＬ３とする。また、トランス３５の一次巻線３５ａと二次巻線３５ｂのトランス比を１：Ｎと設定されている。 FIG. 5 describes the operation of the current ripple canceling circuit 30 in the current flat period t1. In the example shown in FIG. 5, the positive period of the output voltage of the second switching power supply 20 is I, the negative period is II, the current flowing through the DC reactor 31 is IL1, the current flowing through the AC reactor 33 is IL2, and the transformer 35. Let the current flowing through the primary winding 35a be IL3. Further, the transformer ratio of the primary winding 35a and the secondary winding 35b of the transformer 35 is set to 1: N.

Iの期間では、第２のスイッチング電源２０が、正電圧を出力しているため、直流リアクトル３１には、直流リアクトル３１の両端電圧差に応じた正の傾きを持った電流リプルが重畳された直流電流が生じる。トランス３５の二次巻線３５ｂには、トランス３５により、トランス３５の一次巻線３５ａに印加される第２のスイッチング電源２０の電圧のＮ倍の電圧が印加されるため、交流リアクトル３３には交流リアクトル３３の両端電圧差に応じたゼロを中心とした負の傾きをもった電流が流れることとなる。トランス３５の一次巻線３５ａには、交流リアクトル３３のＮ倍のゼロを中心とした正の傾きをもった電流が流れる。直流リアクトル３１と交流リアクトル３３に流れる電流の傾きが正負逆であり、この電流振幅を合わせて足し込めば、負荷２に流れる電流リプルはキャンセルされることになる。一方、IIの期間では、第２のスイッチング電源２０が負電圧を出力しているため、Iの期間の正負の電流の向きが逆になることになる。 In the period I, since the second switching power supply 20 outputs a positive voltage, a current ripple having a positive gradient corresponding to the voltage difference across the DC reactor 31 is superimposed on the DC reactor 31. A direct current is generated. Since the transformer 35 applies a voltage N times the voltage of the second switching power supply 20 applied to the primary winding 35a of the transformer 35 to the secondary winding 35b of the transformer 35, the AC reactor 33 has a voltage N times higher than the voltage of the second switching power supply 20. A current having a negative inclination centered on zero flows according to the voltage difference across the AC reactor 33. A current having a positive inclination centered on zero, which is N times that of the AC reactor 33, flows through the primary winding 35a of the transformer 35. The slopes of the currents flowing through the DC reactor 31 and the AC reactor 33 are opposite, and if the current amplitudes are added together, the current ripple flowing through the load 2 will be cancelled. On the other hand, in the period II, since the second switching power supply 20 outputs a negative voltage, the directions of the positive and negative currents in the period I are reversed.

上述の条件が傾斜磁場コイル２に印可される電圧をＶＬ、第２の直流電圧源２２の電圧をＶ２、直流リアクトル６ａのインダクタンスをＬ１、交流リアクトル３３のインダクタンスＬ２、トランス６ｅのトランス比を１：Ｎとし、第１のスイッチング電源１０がスルー、第２のスイッチング電源２０がＰＷＭ動作しているとすると、直流リアクトル３１の電流ＩＬ１の電流リプル成分は式（１）、交流リアクトル３３の電流ＩＬ２は式（２）で表わされる。
ＩＬ１＝（Ｖ２−ＶＬ）/Ｌ１ （１）
ＩＬ２＝（Ｎ×Ｖ２−ＶＬ）/Ｌ２ （２）The voltage applied to the gradient magnetic field coil 2 is VL, the voltage of the second DC voltage source 22 is V2, the inductance of the DC reactor 6a is L1, the inductance of the AC reactor 33 is L2, and the transformer ratio of the transformer 6e is 1. : N, assuming that the first switching power supply 10 is through and the second switching power supply 20 is PWM-operated, the current ripple component of the current IL1 of the DC reactor 31 is the equation (1), the current IL2 of the AC reactor 33. Is expressed by the equation (2).
IL1 = (V2-VL) / L1 (1)
IL2 = (N × V2-VL) / L2 (2)

傾斜磁場コイル２に流れる電流リプルをキャンセルするためには、この式（１）、式（２）が等しくなるようリアクトルのインダクタンスとトランス比を設定すればよいことになる。すなわち、
（Ｖ２−ＶＬ）/Ｌ１＝（Ｎ×Ｖ２−ＶＬ）/Ｌ２ （３）
の関係式を満たすように直流リアクトル３１のインダクタンスＬ１、交流リアクトル３３のインダクタンスＬ２、トランス比Ｎを設定する。簡単には直流リアクトル３１のインダクタンスと交流リアクトル３３のインダクタンスを等しく、トランス比を１：１にすると条件が成立する。In order to cancel the current ripple flowing through the gradient magnetic field coil 2, the inductance and the transformer ratio of the reactor should be set so that the equations (1) and (2) are equal. That is,
(V2-VL) / L1 = (N × V2-VL) / L2 (3)
The inductance L1 of the DC reactor 31, the inductance L2 of the AC reactor 33, and the transformer ratio N are set so as to satisfy the relational expression of. Simply, if the inductance of the DC reactor 31 and the inductance of the AC reactor 33 are equal and the transformer ratio is 1: 1, the condition is satisfied.

実施の形態１に示す電源装置は、以上のような構成および動作をすることにより、直列接続の関係にあるスイッチング電源と傾斜磁場コイルに対し、傾斜磁場コイルの入出力間に電流リプルキャンセル回路を設け、傾斜磁場コイルの電流リプルを低減することができる。また、電流リプルキャンセル回路に交流リアクトルおよび直流リアクトルを設けることにより、コンデンサへの突入電流を抑制することができる。 The power supply device shown in the first embodiment has the above configuration and operation, and provides a current ripple cancel circuit between the input and output of the gradient magnetic field coil for the switching power supply and the gradient magnetic field coil that are connected in series. It can be provided to reduce the current ripple of the gradient magnetic field coil. Further, by providing an AC reactor and a DC reactor in the current ripple cancel circuit, it is possible to suppress the inrush current to the capacitor.

１ 電源装置、２ 傾斜磁場コイル、１０ 第１のスイッチング電源、１１ 第１の電力変換回路、１２ 第１の直流電圧源、２０ 第２のスイッチング電源、２１ 第２の電力変換回路、２２ 第２の直流電圧源、３０ 電流リプルキャンセル回路、３１ 直流リアクトル、３２ 第１のＤＣカットコンデンサ、３３ 交流リアクトル、３４ 第２のＤＣカットコンデンサ、３５ トランス、３５ａ 一次巻線、３５ｂ 二次巻線、３６ 抵抗、４０ 電流センサ、５０ 制御回路、５１ ゲート信号 1 power supply device, 2 gradient magnetic field coil, 10 first switching power supply, 11 first power conversion circuit, 12 first DC voltage source, 20 second switching power supply, 21 second power conversion circuit, 22 second DC voltage source, 30 current ripple cancel circuit, 31 DC reactor, 32 1st DC cut capacitor, 33 AC reactor, 34 2nd DC cut coil, 35 transformer, 35a primary winding, 35b secondary winding, 36 Resistance, 40 current sensor, 50 control circuit, 51 gate signal

Claims (7)

スイッチング素子および直流電圧源を有するスイッチング電源と、
一端が前記スイッチング電源に、他端が負荷に接続され、前記負荷に流れる電流のリプルを低減する電流リプルキャンセル回路と、
前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
を備え、
前記電流リプルキャンセル回路は、
一端が前記スイッチング電源の一端に接続され、他端が前記負荷の一端に接続された直流リアクトルと、
直列に接続された第１のＤＣカットコンデンサ、およびトランスの一次巻線を有し、一端が前記直流リアクトルの一端に接続されるとともに、他端が前記負荷の他端および前記スイッチング電源の他端に接続された第１回路と、
直列に接続された交流リアクトル、第２のＤＣカットコンデンサ、および前記一次巻線と逆結合された前記トランスの二次巻線を有し、一端が前記直流リアクトルの他端に接続されるとともに、他端が前記負荷の他端および前記スイッチング電源の他端に接続された第２回路と、
を有すること、
を特徴とする電源装置。A switching power supply with a switching element and a DC voltage source,
A current ripple cancel circuit in which one end is connected to the switching power supply and the other end is connected to the load to reduce the ripple of the current flowing through the load.
A control circuit that controls the switching element and
With
The current ripple cancel circuit
A DC reactor with one end connected to one end of the switching power supply and the other end connected to one end of the load.
It has a first DC cut capacitor connected in series and a primary winding of a transformer, one end of which is connected to one end of the DC reactor and the other end of the load and the other end of the switching power supply. The first circuit connected to
It has an AC reactor connected in series, a second DC cut capacitor, and a secondary winding of the transformer that is inversely coupled to the primary winding, with one end connected to the other end of the DC reactor. A second circuit whose other end is connected to the other end of the load and the other end of the switching power supply.
To have
A power supply that features. 前記負荷に流れる電流を検出する電流センサを備え、
前記スイッチング電源は、
第１の直流電圧源および第１の電力変換回路を有する第１のスイッチング電源と、
第２の直流電圧源および第２の電力変換回路を有する第２のスイッチング電源と、
が直列に接続されており、
前記制御回路は、
電流立ち上がり期間においては、前記第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源をオンに制御し、
電流フラット期間においては、第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源の少なくとも一方を、前記電流センサにより検出された電流とあらかじめ定められた電流指令値とに基づいたＰＷＭ制御を行い、
電流立ち下がり期間においては、前記第１のスイッチング電源および前記第２のスイッチング電源をオフに制御すること、
を特徴とする請求項１記載の電源装置。A current sensor for detecting the current flowing through the load is provided.
The switching power supply is
A first switching power supply with a first DC voltage source and a first power conversion circuit,
A second switching power supply with a second DC voltage source and a second power conversion circuit,
Are connected in series,
The control circuit
During the current rise period, the first switching power supply and the second switching power supply are controlled to be turned on.
During the current flat period, at least one of the first switching power supply and the second switching power supply is PWM-controlled based on the current detected by the current sensor and a predetermined current command value.
In the current fall period, controlling the first switching power supply and the second switching power supply to be off.
The power supply device according to claim 1. 前記制御回路は、
前記電流フラット期間において、第１のスイッチング電源および第２のスイッチング電源の両方をＰＷＭ動作させ、前記第１のスイッチング電源の有するスイッチング素子と前記第２のスイッチング電源の有するスイッチング素子とを、１８０度位相をずらして動作させること、
を特徴とする請求項２記載の電源装置。The control circuit
In the current flat period, both the first switching power supply and the second switching power supply are PWM-operated, and the switching element of the first switching power supply and the switching element of the second switching power supply are 180 degrees. To operate out of phase,
2. The power supply device according to claim 2. 前記負荷に印可される電圧をＶＬ、前記直流電圧源の電圧をＶとした場合に、
前記直流リアクトルのインダクタンスＬ１、前記交流リアクトルのインダクタンスＬ２、および、前記トランスの一次巻線と二次巻線とのトランス比Ｎは、
（Ｖ−ＶＬ）／Ｌ１＝（Ｎ×Ｖ−ＶＬ）／Ｌ２
の関係式を満たすこと、
を特徴とする請求項１記載の電源装置。When the voltage applied to the load is VL and the voltage of the DC voltage source is V,
The inductance L1 of the DC reactor, the inductance L2 of the AC reactor, and the transformer ratio N of the primary winding and the secondary winding of the transformer are
(V-VL) / L1 = (N × V-VL) / L2
Satisfying the relational expression of
The power supply device according to claim 1. 前記直流リアクトルのインダクタンスと交流リアクトルのインダクタンスが等しく、かつ、前記トランスの一次巻線と二次巻線とのトランス比Ｎが１であること、
を特徴とする請求項４記載の電源装置。The inductance of the DC reactor and the inductance of the AC reactor are equal, and the transformer ratio N of the primary winding and the secondary winding of the transformer is 1.
4. The power supply device according to claim 4. 前記トランスの前記一次巻線と前記二次巻線のトランス比Ｎが１以上であること、
を特徴とする請求項４記載の電源装置。The transformer ratio N of the primary winding and the secondary winding of the transformer is 1 or more.
4. The power supply device according to claim 4. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置と、
前記電源装置に接続され、電流が流れることにより傾斜磁場を生成する、前記負荷としての傾斜磁場コイルと、
を備えたこと、
を特徴とする磁気共鳴イメージング装置。The power supply device according to any one of claims 1 to 6.
A gradient magnetic field coil as a load, which is connected to the power supply device and generates a gradient magnetic field by flowing an electric current,
To have
A magnetic resonance imaging apparatus characterized by.
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