JP6563081B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保しつつ、より小型化が可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】本発明に係る電力変換装置（１）は、電源（２０１）から供給される電力の変換を行うものである。この電力変換装置は、電力の供給に用いられる２つのライン間に直列に接続された複数の第１のコンデンサ（１１、１２）と、複数の第１のコンデンサのうちの２つの第１のコンデンサ間の接続点（３０３）とグランドとの間に接続された１つ以上の第２のコンデンサ（１３）と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電源から供給される電力の変換を行う電力変換装置に関する。

電力変換装置は、電源から供給される電力を変換し、電気諸量、つまり電圧、電流、周波数、位相、相数などを異ならせる装置である。この電力変換装置を用いることで、様々な電気電子機器を利用することができる。

電力変換装置のなかには、スイッチ素子を用いて、電力変換を行うものがある。近年、このタイプの電力変換装置は、高周波化が進んでいる。その理由は、高周波化には、高効率化、小型軽量化、などの利点があるためである。しかし、高周波化により、高周波域のノイズの発生への対応も不可欠となっている。また、例えば、中華人民共和国国家標準の推薦制標準として制定されたＧＢ（Guojia Biaozhun）／Ｔ１８４４８８．１等の法規対応に伴い、高電圧ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保する必要がある。

電力変換装置のノーマルモードノイズは、一般的にライン−ライン間にコンデンサを配置することにより対策される。コモンモードノイズは、一般的にライン−グランド間にコンデンサを配置することにより対策される。なお、以下の説明では、「ライン−ライン間のコンデンサ」を、「Ｘコンデンサ」と称し、「ライン−グランド間のコンデンサ」を「Ｙコンデンサ」と称す。しかし、Ｘコンデンサ及びＹコンデンサには、電極構造等に起因する寄生インダクタンスが存在する。

高周波化された電力変換装置では、この寄生インダクタンスは、無視できない。従って、高周波化された電力変換装置において、Ｘコンデンサに存在する寄生インダクタンスは、ノーマルモードノイズのバイパス性能を低下させる要因となっている。また、高周波化された電力変換装置において、Ｙコンデンサに存在する寄生インダクタンスは、コモンモードノイズのバイパス性能を低下させる要因となっている。

このようなことから、従来、寄生インダクタンス成分を低減させることが行われている。寄生インダクタンス成分を低減させる電力変換装置としては、２つの信号ラインとグランドとの間に、コモンモードノイズが流れる向きが対向するように配置したＹコンデンサをそれぞれ接続させたものがある（例えば、特許文献１参照）。このように、２つのＹコンデンサを磁気結合させることにより、相互インダクタンスは、負の値となって、各Ｙコンデンサのインダクタンス成分は、低減する。そのため、コモンモードノイズは、より効率的に除去される。

特許第６０７５８３４号公報

コモンモードノイズが流れるＹコンデンサには、上記のように、ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保させる必要がある。コンデンサは、定格電圧が大きくなるほど、サイズもより大きくなる傾向がある。よりサイズの大きいコンデンサを採用することは、電力変換装置を小型化するうえでは望ましくない。このことから、信号ラインとグランドとの間の絶縁耐性の確保には、電力変換装置を小型化する視点も重要となる。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、その目的は、ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保しつつ、より小型化が可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明に係る第１の態様の電力変換装置は、電源から供給される電力の変換を行うことを前提とし、電力の供給に用いられる２つのライン間に直列に接続された複数の第１のコンデンサと、複数の第１のコンデンサのうちの２つの第１のコンデンサ間の接続点とグランドとの間に接続された１つ以上の第２のコンデンサと、を備え、接続点と、グランドに接続された他の接続点との間の電流経路には、コモンモード電流の向きが１８０度、異なるようにした２つの部分経路が存在する。
また、本発明に係る第２の態様の電力変換装置は、電源から供給される電力の変換を行うことを前提とし、電力の供給に用いられる２つのライン間に直列に接続された複数の第１のコンデンサと、複数の第１のコンデンサのうちの２つの第１のコンデンサ間の接続点とグランドとの間に接続された１つ以上の第２のコンデンサと、を備え、第２のコンデンサを複数、有し、各第２のコンデンサは、それぞれ異なるグランド用の接続点と接続され、２つの第２のコンデンサのうちの一方、及び２つの第１のコンデンサのうちの一方は、それぞれに流れるコモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置され、２つの第２のコンデンサのうちの他方、及び２つの第１のコンデンサのうちの他方は、それぞれに流れるコモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置されている。

本発明によれば、ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保しつつ、電力変換装置をより小型化することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 各スイッチ素子に対するオン／オフ制御例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のライン−グランド間の絶縁耐性試験のための構成例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置の変形例を説明する図である。 周波数によるフィルタ特性例を示す図である。 ワイドギャップ半導体のオン／オフ駆動例を説明する図である。 ワイドギャップ半導体をスイッチ素子として採用した場合の周波数特性例を説明する図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 本発明の実施の形態６に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態６に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 本発明の実施の形態７に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態７に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。 本発明の実施の形態８に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。 本発明の実施の形態８に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

以下、本発明に係る電力変換装置の各実施の形態を、図を参照して説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。

この電力変換装置１は、図１に示すように、４つのスイッチ素子１０１〜１０４をオン／オフ制御することにより、電源２０１から供給される電力を変換するインバータ装置である。この電源２０１は、直流の電圧Ｖｉｎを発生させる。

本実施の形態１では、スイッチ素子１０１〜１０４として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を採用しているが、採用可能なスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体素子は、スイッチ素子として幅広く採用することができる。電力変換装置１の種類も、インバータ装置に限定されない。

電源２０１の正側、つまりＰ（Positive）側には、スイッチ素子１０１、及び１０３の各ドレインが接続され、電源２０１の負側、つまりＮ（Negative）側には、スイッチ素子１０２、及び１０４の各ソースが接続されている。スイッチ素子１０１のソースは、スイッチ素子１０２のドレインと接続され、スイッチ素子１０３のソースは、スイッチ素子１０４のドレインと接続されている。それにより、電源２０１間に、直列に接続されたスイッチ素子１０１、及び１０２と、直列に接続されたスイッチ素子１０３、及び１０４とが並列に接続されている。負荷２０２、つまり電力変換装置１が電力を供給する電子機器、或いは電気機器は、スイッチ素子１０１、及び１０３の各ソースに接続されている。

各スイッチ素子１０１〜１０４は、図示しない制御部によってオン／オフ制御される。そのために、各スイッチ素子１０１〜１０４のゲートは、例えば制御部に直接、接続されている。

図３は、各スイッチ素子に対するオン／オフ制御例を示すタイミングチャートである。ここで、図３を参照し、制御部が各スイッチ素子１０１〜１０４に対して行うオン／オフ制御の例について具体的に説明する。

図３において、「Ｑ１」〜「Ｑ４」は、それぞれスイッチ素子１０１〜１０４を表している。「Ｖｄｓ」は、ドレイン−ソース間の電圧を表している。それにより、電圧ＶｄｓがＬ（Low）となっている期間が、制御部によってゲートに電圧が印加されているオン期間である。電圧ＶｄｓがＨ（High）となっている期間が、制御部によってゲートに電圧が印加されていないオフ期間である。

このようなことから、時刻ｔ０において、スイッチ素子１０１及び１０３はターンオンし、スイッチ素子１０２及び１０４はターンオフする。その後、時刻ｔ１において、スイッチ素子１０１及び１０３はターンオフし、スイッチ素子１０２及び１０４はターンオンする。このようなオン／オフ駆動を実現させる制御がスイッチ素子１０１〜１０４に対して繰り返し行われる。

図１の説明に戻る。電源２０１間には、コンデンサ１１、及び１２が直列に接続されている。コンデンサ１３は、一端が２つのコンデンサ１１、及び１２と接続され、他端がグランドと接続されている。このグランドは、金属筐体等である。ここで、３００は、コンデンサ１３をグランドと接続する接続点、つまりノードである。３０１は、電源２０１の正側ラインとコンデンサ１１との接続点、３０２は、電源２０１の負側ラインとコンデンサ１２との接続点、３０３は、コンデンサ１１、コンデンサ１２、及びコンデンサ１３の接続点である。

コンデンサ１１及び１２は、主に、ライン−ライン間に存在するノーマルモードノイズの除去用として機能する。このことから、以降、コンデンサ１１は「第１のＸコンデンサ１１」、コンデンサ１２は「第２のＸコンデンサ１２」とも表記する。コンデンサ１３は、「Ｙコンデンサ１３」とも表記する。

上記のように、スイッチ素子１０１〜１０４は、オン／オフ駆動される。スイッチ素子１０１〜１０４の動作を切り換えるタイミング、つまり図３に示す時刻ｔ０、及びｔ１では、接続点３０１→スイッチ素子１０１〜１０４→接続点３０２の電流経路上に存在する寄生のインダクタンスＬにより、サージ電圧Ｖが発生する。このサージ電圧Ｖは、コモンモード電流を発生させる。そのため、スイッチ素子１０１〜１０４の動作の切り換えは、コモンモードノイズを発生させる１つの要因となっている。なお、サージ電圧Ｖは、以下の式により表される。
Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ

このコモンモード電流は、第１のＸコンデンサ１１、及び第２のＸコンデンサ１２を介してＹコンデンサ１３に流れる。ここでは、混乱を避けるために、以降、第１のＸコンデンサ１１、及び第２のＸコンデンサ１２に流れる電流として、コモンモード電流のみを想定する。

第１のＸコンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏｍ１、つまり接続点３０１−３０３間に発生する電圧は、接続点３０１−３０３間のインピーダンスをＺｃｏｍ１、接続点３０３−３００間のインピーダンスをＺｃｏｍ３とすると
Ｖｃｏｍ１＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１／（Ｚｃｏｍ１＋Ｚｃｏｍ３）
により求められる。同様に、第２のＸコンデンサ１２の端子間電圧Ｖｃｏｍ２、つまり接続点３０２−３０３間に発生する電圧は、接続点３０２−３０３間のインピーダンスをＺｃｏｍ２とすると
Ｖｃｏｍ２＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２／（Ｚｃｏｍ２＋Ｚｃｏｍ３）
により求められる。

次に、接続点３０１から接続点３０３に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１は
Ｉｃｘ１＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１／（Ｚｃｏｍ１＋Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ１
により表される。同様に、接続点３０２から接続点３０３に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２は
Ｉｃｘ２＝−１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２／（Ｚｃｏｍ２＋Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ２により表される。接続点３０３から接続点３００に流れるコモンモード電流Ｉｃｙは
Ｉｃｙ＝Ｉｃｘ１＋Ｉｃｘ２
により表される。それにより、接続点３０３−３００間の電圧であるＹコンデンサ１３の両端電圧Ｖｃｏｍ３は
Ｖｃｏｍ３＝Ｉｃｙ×Ｚｃｏｍ３＝（Ｉｃｘ１＋Ｉｃｘ２）Ｚｃｏｍ３
により表される。

接続点３０１−３００間の電圧をＶｏとすると
Ｖｏ＝Ｖｃｏｍ１＋Ｖｃｏｍ３
となる。接続点３０１−３００間には、第１のＸコンデンサ１１とＹコンデンサ１３とが直列に接続されていることから、電圧Ｖｏは分圧され、Ｙコンデンサ１３の両端電圧Ｖｃｏｍ３は電圧Ｖｏより低くなる。このため、電圧Ｖｏを直接、印加させる従来と比較して、ラインとグランドとの間の絶縁耐性の確保は、定格電圧のより低いコンデンサ、言い換えればより小型のコンデンサにより実現させることができる。そのようなコンデンサをＹコンデンサ１３として採用することにより、電力変換装置１の更なる小型化もより容易に実現できるようになる。

図２は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。図２に示すように、第２のＸコンデンサ１２、Ｙコンデンサ１３は、隣接させつつ、コモンモード電流が流れる向きが１８０度、或いは略１８０度、異なるように配置させている。このため、Ｙコンデンサ１３がコモンモード電流Ｉｃｙにより発生させる磁束Φｃｙは、第１のＸコンデンサ１１が発生させる磁束Φｃｘ１には殆ど影響しなくとも、第２のＸコンデンサ１２が発生させる磁束Φｃｘ２を打ち消すように働く。図２では、各コンデンサ１１〜１３に想定するコモンモード電流Ｉｃｘ１、Ｉｃｘ２、Ｉｃｙをそれぞれ矢印により表している。矢印の向きは、対応するコモンモード電流が流れる向きを表している。これは、他の図でも同様である。

そのように、第２のＸコンデンサ１２とＹコンデンサ１３とを磁気結合させたことから、相互インダクタンスは負の値となり、インピーダンスＺｃｏｍ２、Ｚｃｏｍ３はより小さくなる。インピーダンスＺｃｏｍ３がより小さくなることにより、Ｙコンデンサ１３の両端電圧Ｖｃｏｍ３もより小さくなる。第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２は、図２に示すように、それぞれ流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１、Ｉｃｘ２の向きが１８０度、或いは略１８０度、異なるように配置されている。

図４は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のライン−グランド間の絶縁耐性試験のための構成例を示す図である。この絶縁耐性試験は、ＧＢ／Ｔ１８４４８８．１等の法規対応のための試験である。図４に示すように、絶縁耐性試験では、電源２０１の代わりに、交流電圧Ｖａｃを印加する交流電源２０１ｂが用いられている。交流電源２０１ｂの一端は、グランド用の別の接続点３００ｃと接続され、他端は接続点３０１、及び３０２と接続されている。接続点３００と接続点３００ｃは、基本的に同じ電位である。

交流電源２０１ｂの周波数をｆａｃ、第１のＸコンデンサ１１の容量をＣｘ１、第２のＸコンデンサ１２の容量をＣｘ２とすると、第１のＸコンデンサ１１と第２のＸコンデンサ１２との合成容量Ｃｘは
Ｃｘ＝Ｃｘ１＋Ｃｘ２
により表される。第１のＸコンデンサ１１と第２のＸコンデンサ１２との合成インピーダンスをＺｃｘとすると、この合成インピーダンスＺｃｘは
Ｚｃｘ＝１／（２×π×ｆａｃ×Ｃｘ）
により表される。

同様に、Ｙコンデンサ１３の容量をＣｙとすると、Ｙコンデンサ１３のインピーダンスＺｙは
Ｚｙ＝１／（２×π×ｆａｃ×Ｃｙ）
により表される。第１のＸコンデンサ１１及び第２のＸコンデンサ１２の各両端電圧Ｖｃｘは
Ｖｃｘ＝Ｖａｃ×Ｚｃｘ／（Ｚｃｘ＋Ｚｙ）
により表される。Ｙコンデンサ１３の両端電圧Ｖｃｙは
Ｖｃｙ＝Ｖａｃ×Ｚｃｙ／（Ｚｃｘ＋Ｚｙ）
により表される。従って、各Ｘコンデンサ１１、１２の両端電圧Ｖｃｘ及びＹコンデンサ１３の両端電圧Ｖｃｙは、各Ｘコンデンサ１１、１２の合成容量Ｃｘと、Ｙコンデンサ１３の容量Ｃｙとを用いて算出されるインピーダンス比によって決定される。

このようなことから、本実施の形態１では、上記インピーダンス比の調整を通して、Ｙコンデンサ１３の両端にかかる電圧を制御することができる。そのため、必要な絶縁耐圧を確保しつつ、より定格電圧の低いコンデンサ、例えばより小型のコンデンサをＹコンデンサ１３として採用することができる。

なお、本実施の形態１が適用された電力変換装置１は、インバータ装置であるが、本実施の形態１が適用可能な電力変換装置１の種類は、インバータ装置に限定されない。つまり、本実施の形態１は、様々な種類の電力変換装置１に適用することができる。その電力変換装置１は、絶縁トランスを備えたものであっても良い。

また、ライン−ライン間、つまり接続点３０１−３０２間に２つのコンデンサ１１、１２をＸコンデンサとして直列に接続させているが、直列に接続させるＸコンデンサは３つ以上であっても良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、図２に示すように、第２のＸコンデンサ１２、Ｙコンデンサ１３は、発生させる磁束を互いに打ち消すように配置されている。そのように配置した場合、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２の静電容量を同じにしたとしても、上記のように、第２のＸコンデンサ１２のインピーダンスＺｃｏｍ２は第１のＸコンデンサ１１のインピーダンスＺｃｏｍ１よりも小さくなる。

Ｙコンデンサ１３に流れるコモンモード電流Ｉｃｙは
Ｉｃｙ＝Ｉｃｘ１＋Ｉｃｘ２＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１／（Ｚｃｏｍ１＋
Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ１−１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２／（Ｚｃｏｍ２＋
Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ２
により表される。そのため、Ｉｃｙ≠０、となり、Ｙコンデンサ１３にコモンモード電流Ｉｃｙが流れることになる。コモンモード電流Ｉｃｙが流れることにより、コモンモードノイズが発生し、ノイズ性能を悪化させる恐れがある。このことから、本実施の形態２は、コモンモード電流Ｉｃｙをより抑制するようにしたものである。ここでは、上記実施の形態１と同一、または相当する部分については、上記実施の形態１で付した符号をそのまま用いて、異なる部分を具体的に説明する。これは、後述する他の実施の形態でも同様である。

図５は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

図５、及び図６に示すように、本実施の形態２では、上記実施の形態１と同じく、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２は、それぞれ想定するコモンモード電流Ｉｃｘ１、Ｉｃｘ２の向きが１８０度、或いは略１８０度、異なるように配置させている。言い換えれば、Ｙコンデンサ１３は、コモンモード電流Ｉｃｙの向きが、コモンモード電流Ｉｃｘ１、Ｉｃｘ２の向きと絶対値で９０度、或いは略９０度、異なるように配置されている。

このように各コンデンサ１１〜１３を配置したことにより、各コンデンサ１１〜１３がそれぞれ発生させる磁束Φｃｘ１、Φｃｘ２、Φｃｙが互いに干渉しないか、或いは殆ど干渉しなくなる。そのため、各コンデンサ１１〜１３のインピーダンスＺｃｏｍ１〜Ｚｃｏｍ３も、相互インダクタンスによって変化しないか、或いは殆ど変化しなくなる。従って、第１のＸコンデンサ１１、及び第２のＸコンデンサ１２の静電容量を等しくすることにより、接続点３０１−３０２間の電圧の変動時にも、コモンモード電流Ｉｃｙが流れるのを回避するか、或いは抑制することができる。

コモンモード電流Ｉｃｙが流れるのを抑制することにより、コモンモードノイズも抑制される。そのため、上記実施の形態１と比較して、より高いノイズ性能を実現させることができる。接続点３０１−３０２間の電圧は、上記のように、各スイッチ素子１０１〜１０４のオン／オフの切り換え等によって変動する。

実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。本実施の形態３では、図７に示すように、第１のＸコンデンサ１１、及び第２のＸコンデンサ１２のそれぞれに対し、第１のレジスタ１４、及び第２のレジスタ１５を並列に接続させている。言い換えれば、接続点３０１−３０３間には、第１のＸコンデンサ１１、及び第１のレジスタ１４を並列に接続し、接続点３０３−３０２間には、第２のＸコンデンサ１２、及び第２のレジスタ１５を並列に接続している。

第１のレジスタ１４の抵抗値、つまりインピーダンスをＲｘ１、接続点３０１−３０２間の電圧が変動する周波数、つまりスイッチング周波数をｆとすると、接続点３０１−３０３間のインピーダンスＺｃｏｍ１３は
Ｚｃｏｍ１３＝Ｒｘ１×Ｚｃｏｍ１／（Ｒｘ１＋Ｚｃｏｍ１）
＝Ｒｘ１（２π×ｆ×Ｃｘ１）／（Ｒｘ１＋（２π×ｆ×Ｃｘ１））
により表される。同様に、第２のレジスタ１５の抵抗値、つまりインピーダンスをＲｘ２とすると、接続点３０２−３０３間のインピーダンスＺｃｏｍ２３は
Ｚｃｏｍ２３＝Ｒｘ２×Ｚｃｏｍ２／（Ｒｘ２＋Ｚｃｏｍ２）
＝Ｒｘ２（２π×ｆ×Ｃｘ２）／（Ｒｘ２＋（２π×ｆ×Ｃｘ２））
により表される。

接続点３０１−３０３間の電圧Ｖｃｏｍ１は
Ｖｃｏｍ１＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１３／（Ｚｃｏｍ１３＋Ｚｃｏｍ３）
により表される。接続点３０２−３０３間の電圧Ｖｃｏｍ２は
Ｖｃｏｍ２＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２３／（Ｚｃｏｍ２３＋Ｚｃｏｍ３）
により表される。

接続点３０１−３０３間を流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１は
Ｉｃｘ１＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１３／（Ｚｃｏｍ１３＋Ｚｃｏｍ３）
／Ｚｃｏｍ１３
により表される。接続点３０２−３０３間を流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２は
Ｉｃｘ２＝−１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２３／（Ｚｃｏｍ２３＋Ｚｃｏｍ３）
／Ｚｃｏｍ２３
により表される。それにより、接続点３０３−３００間を流れるコモンモード電流Ｉｃｙは
Ｉｃｙ＝Ｉｃｘ１＋Ｉｃｘ２＝１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ１３／（Ｚｃｏｍ１３＋
Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ１３−１／２×Ｖｉｎ×Ｚｃｏｍ２３／
（Ｚｃｏｍ２３＋Ｚｃｏｍ３）／Ｚｃｏｍ２３
により表される。

上記実施の形態１では、インピーダンスＺｃｏｍ１、Ｚｃｏｍ２は、それぞれ第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２のみに依存すると想定している。その想定では、インピーダンスＺｃｏｍ１、Ｚｃｏｍ２は、周波数ｆの局所的な変化、例えば接続点３０１−３０２間の電圧の変化に応じて変動する。

これに対し、本実施の形態３では、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２に対し、それぞれ第１のレジスタ１４、第２のレジスタ１５を並列に接続させている。これら第１のレジスタ１４、第２のレジスタ１５がそれぞれインピーダンスとして有する抵抗値Ｒｘ１、Ｒｘ２により、周波数ｆの局所的な変化に応じたインピーダンスＺｃｏｍ１、Ｚｃｏｍ２の変動割合は、上記実施の形態１と比較して小さくなる。そのため、上記実施の形態１と比較して、コモンモード電流Ｉｃｙをより確実に抑制することができる。

なお、Ｙコンデンサ１３は、上記実施の形態２と同様に、コモンモード電流Ｉｃｙの向きが、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２をそれぞれ流れるコモンモード電流の向きと絶対値で９０度、或いは略９０度、異なるように配置しても良い。つまり、Ｙコンデンサ１３は、コモンモード電流Ｉｃｙの向きと、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２をそれぞれ流れるコモンモード電流の向きとが成す角度が絶対値で９０度、或いは略９０度となるように配置しても良い。第１のレジスタ１４、第２のレジスタ１５は、それぞれ複数個、用いて、多直列、或いは多並列に接続させるようにしても良い。

実施の形態４．
図８は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図９は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

図８において、Ｌｃｙ１は、例えば接続点３０３からＹコンデンサ１３までのインダクタンスであり、金属導体及びＹコンデンサ１３の寄生インダクタンスを含んでいる。Ｌｃｙ２は、例えばＹコンデンサ１３から接続点３００までの金属導体のインダクタンスである。

本実施の形態４では、図９に示すように、インダクタンスＬｃｙ１に流れるコモンモード電流Ｉｃｙ１と、インダクタンスＬｃｙ２に流れるコモンモード電流Ｉｃｙ２とは、向きが１８０度、或いは略１８０度、異なるように、インダクタンスＬｃｙ１、Ｌｃｙ２となる金属導体、及びＹコンデンサ１３を配置する。言い換えれば、接続点３０３−３００間に存在するＹコンデンサ１３、及び金属導体を含む電流経路を２つの部分経路に分けて配置し、想定するコモンモード電流Ｉｃｙ１、Ｉｃｙ２の向きが異なるインダクタンスＬｃｙ１、及びＬｃｙ２を実現させる。このため、コモンモード電流Ｉｃｙ１、Ｉｃｙ２によってそれぞれ発生する磁束Φｃｙ１、Φｃｙ２は、互いを打ち消すように働く。この結果、相互インダクタンスにより、接続点３０３−３００間の実効インダクタンスはより小さくなって、コモンモードノイズに対するフィルタ効果をより向上させることができる。

各コンデンサ１１〜１３は、図示しない基板に実装される。その基板は、多層基板である。図９では、図９に向かって上下方向上、コモンモード電流Ｉｃｙ１が流れるＹコンデンサ１３と、コモンモード電流Ｉｃｙ２が流れる金属導体との位置を異ならせている。これは、コモンモード電流Ｉｃｙ２が流れる金属導体は、Ｙコンデンサ１３が実装された面よりも下層に配置されていることを示している。これは、他の図でも同様である。

なお、図１０に示すよう、Ｌｃｙ１を接続点３０３からＹコンデンサ１３までの金属導体のインダクタンスとし、Ｌｃｙ２をＹコンデンサ１３から接続点３００までのＹコンデンサ１３の寄生インダクタンス及び金属導体のインダクタンスとしても良い。その場合であっても、コモンモード電流Ｉｃｙ１、Ｉｃｙ２の向きが１８０度、或いは略１８０度、異なるようにする。それにより、コモンモード電流Ｉｃｙ１、Ｉｃｙ２によってそれぞれ発生する磁束Φｃｙ１、Φｃｙ２は、互いを打ち消すように働くことから、接続点３０３−３００間の実効インダクタンスは小さくなって、コモンモードノイズに対するフィルタ効果はより向上する。

図１１は、周波数によるフィルタ特性例を示す図である。次に図１１を参照し、本実施の形態４におけるフィルタ特性について具体的に説明する。

図１１では、横軸に周波数、縦軸に減衰レベルをとっている。減衰レベルは、より小さくなるほど、フィルタ特性が優れていることを表す。実線は、従来の電力変換装置におけるフィルタ特性を表し、本実施の形態４におけるフィルタ特性は破線で表している。ｆｒは共振周波数であり、この共振周波数ｆｒは、Ｙコンデンサ１３の静電容量Ｃｙ、その寄生インダクタンスＬｙを用いて、
ｆｒ＝１／（２×π×（Ｌｙ×Ｃｙ）^１／２）
により表される。

上記のように、本実施の形態４では、接続点３０３−３００間のインピーダンスは、容量Ｃｙ、Ｙコンデンサ１３の形状、金属導体形状を全て同一としても、互いに打ち消すように、磁束Φｃｙ１、Φｃｙ２を発生させることから、より小さくなる。このため、共振周波数ｆｒは、従来と比較してより高い周波数にシフトしている。それにより、図１１に示すように、比較的に周波数の高い領域でフィルタ効果が向上している。従って、電力変換装置１を高周波化するうえで有効であることが分かる。

図１２は、ワイドギャップ半導体のオン／オフ駆動例を説明する図であり、図１３は、ワイドギャップ半導体をスイッチ素子として採用した場合の周波数特性例を説明する図である。ここで、ワイドギャップ半導体をスイッチ素子１０１〜１０４として採用した場合の電力変換装置１について具体的に説明する。なお、図１２、及び図１３では、ワイドギャップ半導体は「ワイドバンドギャップ半導体」と表記している。

図１２では、横軸に時間、縦軸に信号レベルをとっている。図１３では、横軸に周波数、縦軸に減衰レベルをとっている。図１２、及び図１３ともに、従来、つまりシリコン等の材料を用いた半導体の採用時は実線、ワイドギャップ半導体の採用時は破線で表している。

ワイドギャップ半導体は、バンドギャップが比較的に広い半導体であり、熱伝導度・電子速度・絶縁破壊電界強度等の値が高いという物性を有している。その物性の優位性から、近年、大幅な機器の小型化、高効率化等に大きく期待されている。

ワイドギャップ半導体は、その物性の優位性から、図１２に示すように、高速・高周波駆動化することができる。しかし、高周波化に伴い、パルスの印加時間Ｔ及びパルスの立ち上がり時間ｔｒは短くなる。

一方、信号レベルは、図１３に示すように、バンドギャップ半導体は従来と比較して、高周波数領域で大きく改善している。信号レベルが２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅで減衰し始める周波数ｆａ、４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅで減衰し始める周波数ｆｃは共に、バンドギャップ半導体は従来より大きく高周波数側にシフトしている。なお、周波数ｆａは
ｆａ＝１／（π×Ｔ）
により表され、周波数ｆｃは
ｆｃ＝１／（π×ｔｒ）
により表される。それにより、パルス印加時間Ｔが短くなるほど、周波数ｆａは高くなり、パルス立ち上がり時間ｔｒが短くなるほど、周波数ｆｃは高くなる。

このような周波数特性を有していることから、ワイドギャップ半導体をスイッチ素子１０１〜１０４として採用した電力変換装置１に対して本実施の形態４を適用した場合、更にフィルタ効果向上によるノイズ低減効果が得られる。そのため、ワイドギャップ半導体をスイッチ素子１０１〜１０４として採用した場合、ラインとグランドとの間の絶縁耐性を確保しつつ、電力変換装置１の更なる小型化をより容易に実現できるようになる。なお、電力変換装置１は高周波化が要求されていることから、ワイドギャップ半導体は、上記実施の形態１〜３でスイッチ素子１０１〜１０４として採用しても良い。

実施の形態５．
図１４は、本発明の実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図１５は、本発明の実施の形態５に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

図１４において、Ｌｃｘ１は、接続点３０１から接続点３０３までのインダクタンスであり、金属導体及び第１のＸコンデンサ１１の寄生インダクタンスを含んでいる。Ｌｃｘ２は、接続点３０２から接続点３０３までのインダクタンスであり、金属導体及び第２のＸコンデンサ１２の寄生インダクタンスを含んでいる。Ｌｃｙは、接続点３０３から接続点３００までのインダクタンスであり、金属導体及びＹコンデンサ１３の寄生インダクタンスを含んでいる。

本実施の形態５では、図１５に示すように、インダクタンスＬｃｘ１に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１と、インダクタンスＬｃｙに流れるコモンモード電流Ｉｃｙとは、向きを１８０度、或いは略１８０度、異なるようにしている。また、インダクタンスＬｃｘ２に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２と、インダクタンスＬｃｙに流れるコモンモード電流Ｉｃｙとは、向きを１８０度、或いは略１８０度、異なるようにしている。第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２、Ｙコンデンサ１３及び各金属導体は、これらコモンモード電流Ｉｃｘ１、Ｉｃｘ２、Ｉｃｙの向きの関係を満たすように配置されている。

このため、図１５に示すように、コモンモード電流Ｉｃｘ１による磁束ΦＣｘ１とコモンモード電流Ｉｃｙによる磁束ΦＣｙとは、互いに磁束を打ち消すように働く。また、コモンモード電流Ｉｃｘ２による磁束ΦＣｘ２とコモンモード電流Ｉｃｙによる磁束ΦＣｙとは、互いに磁束を打ち消すように働く。この結果、相互インダクタンスにより接続点３０１−３００間の実効インダクタンス及び接続点３０２−３００間の実効インダクタンスは共により小さくなり、コモンモードノイズに対するフィルタ効果をより向上させることができる。

実施の形態６．
図１６は、本発明の実施の形態６に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図１７は、本発明の実施の形態６に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

図１６において、Ｌｃｘ１は、接続点３０１から接続点３０３までのインダクタンスであり、金属導体及び第１のＸコンデンサ１１の寄生インダクタンスを含んでいる。Ｌｃｘ２は、接続点３０２から接続点３０３までのインダクタンスであり、金属導体及び第２のＸコンデンサ１２の寄生インダクタンスを含んでいる。

本実施の形態６では、インダクタンスＬｃｘ１に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１とインダクタンスＬｃｘ２に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２との向きを１８０度、或いは略１８０度、異なるようにしている。その向きの関係を満たすように、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２及び各金属導体は配置されている。

このため、コモンモード電流Ｉｃｘ１による磁束Φｃｘ１とコモンモード電流Ｉｃｘ２による磁束Φｃｘ２とは、互いに磁束を打ち消すように働く。この結果、相互インダクタンスにより、接続点３０１−３０３間の実効インダクタンス及び接続点３０２−３０３間の実効インダクタンスは共により小さくなり、コモンモードノイズに対するフィルタ効果をより向上させることができる。

実施の形態７．
図１８は、本発明の実施の形態７に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図１９は、本発明の実施の形態７に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

本実施の形態７では、図１８に示すように、接続点３０３に第１のＹコンデンサ１３ａ、及び第２のＹコンデンサ１３ｂの一端を接続させている。第１のＹコンデンサ１３ａの他端は、グランドの接続点３００ａと接続されている。第２のＹコンデンサ１３ｂの他端は、グランドの別の接続点３００ｂと接続されている。

接続点３００ａ、接続点３００ｂは、基本的には同電位である。しかし、その電位は、コモンモードノイズによって変動し、接続点３００ａ、３００ｂとで電位に差が生じる場合がある。各コンデンサ１３ａ、１３ｂをそれぞれ異なる接続点３００ａ、３００ｂに接続させたのは、その電位の変動によるコモンモードノイズの影響をより抑えるためである。

Ｌｃｙａは、接続点３０３−３００ａ間のインダクタンスであり、金属導体及び第１のＹコンデンサ１３ａの寄生インダクタンスを含んでいる。Ｌｃｙｂは、接続点３０３−３００ｂ間のインダクタンスであり、金属導体及び第２のＹコンデンサ１３ｂの寄生インダクタンスを含んでいる。

本実施の形態７では、図１８に示すように、接続点３０３とグランドとの間に、第１のＹコンデンサ１３ａと第２のＹコンデンサ１３ｂを並列に接続させている。そのため、接続点３０３とグランドとの間の合成インダクタンスＬｃｙは
Ｌｃｙ＝Ｌｃｙａ×Ｌｃｙｂ／（Ｌｃｙａ＋Ｌｃｙｂ）
となり、合成インダクタンスＬｃｙはより小さくなる。そのため、コモンモードノイズに対するフィルタ効果はより向上することになる。

また、本実施の形態７では、図１８に示すように、インダクタンスＬｃｙａに流れるコモンモード電流Ｉｃｙａと接続点３０２−３０３間に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２との向きを１８０度、或いは略１８０度、異なるようにしている。また、インダクタンスＬｃｙｂに流れるコモンモード電流Ｉｃｙｂとコモンモード電流Ｉｃｘ２との向きも１８０度、或いは略１８０度、異なるようにしている。それにより、コモンモードノイズに対するフィルタ効果を更に向上させている。

なお、本実施の形態７では、２つのコンデンサ１３ａ、１３ｂをＹコンデンサとして用いているが、Ｙコンデンサの数は３以上であっても良い。各Ｙコンデンサは並列に接続しても良いが、２つ以上のＹコンデンサを直列に接続させても良い。このことからも、様々な変形が可能である。

実施の形態８．
図２０は、本発明の実施の形態８に係る電力変換装置の回路構成例を示す図であり、図２１は、本発明の実施の形態８に係る電力変換装置に用いられている各コンデンサの配置例を説明する図である。

本実施の形態８では、図２０に示すように、上記実施の形態７と同じく、接続点３０３−３００ａ間に第１のＹコンデンサ１３ａ、接続点３０３−３００ｂ間に第２のＹコンデンサ１３ｂをそれぞれ接続させている。また、図２１に示すように、接続点３０３−３００ａ間のインダクタンスＬｃｙａに流れるコモンモード電流Ｉｃｙａと、接続点３０１−３０３間のインダクタンスＬｃｘ１に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ１とは、向きを１８０度、或いは略１８０度、異ならせている。同様に、接続点３０３−３００ｂ間のインダクタンスＬｃｙｂに流れるコモンモード電流Ｉｃｙｂと、接続点３０２−３０３間のインダクタンスＬｃｘ２に流れるコモンモード電流Ｉｃｘ２とは、向きを１８０度、或いは略１８０度、異ならせている。これらの向きの関係を満たすように、第１のＸコンデンサ１１、第２のＸコンデンサ１２、第１のＹコンデンサ１３ａ、第２のＹコンデンサ１３ｂ及び各金属導体は配置されている。

このため、図２１に示すように、コモンモード電流Ｉｃｘ１による磁束Φｃｘ１とコモンモード電流Ｉｃｙａによる磁束Φｃｙａとは、互いに相手の磁束を打ち消すように働く。同様に、コモンモード電流Ｉｃｘ２による磁束Φｃｘ２とコモンモード電流Ｉｃｙｂによる磁束Φｃｙｂも、互いに相手の磁束を打ち消すように働く。この結果、相互インダクタンスにより、接続点３０１−３００ａ間の実効インダクタンス及び接続点３０２−３００ｂ間の実効インダクタンスは共により小さくなり、コモンモードノイズに対するフィルタ効果はより向上する。

なお、本実施の形態８では、第１のＸコンデンサ１１と第１のＹコンデンサ１３ａ、第２のＸコンデンサ１２と第２のＹコンデンサ１３ｂ、をそれぞれ磁気的に結合させているが、結合させる組み合わせはこれに限定されない。つまり、本実施の形態８では、第１のＸコンデンサ１１と第２のＹコンデンサ１３ｂ、第２のＸコンデンサ１２と第１のＹコンデンサ１３ａ、をそれぞれ磁気的に結合させても良い。

また、上記実施の形態１〜８は、様々に組み合わせることができる。例えば上記実施の形態３で採用したようなレジスタは、上記実施の形態２、上記実施の形態４〜８であっても用いることができる。レジスタ以外の回路素子を採用することも可能である。接続点３０３−３００間を２つの部分に分け、想定する電流の向きを１８０度、異ならせるのは、接続点３０１−３０３間、接続点３０２−３０３間で行っても良い。このようなことからも、様々な変形を行うことができる。

１ 電力変換装置、１１ 第１のＸコンデンサ（第１のコンデンサ）、１２ 第２のＸコンデンサ（第１のコンデンサ）、１３ Ｙコンデンサ（第２のコンデンサ）、１３ａ 第１のＹコンデンサ（第２のコンデンサ）、１３ｂ 第２のＹコンデンサ（第２のコンデンサ）、１４ 第１のレジスタ、１５ 第２のレジスタ、１０１〜１０４ スイッチ素子、２０１ 電源、２０２ 負荷、３００、３００ａ、３００ｂ、３０１〜３０３ 接続点。

Claims (9)

1. 電源から供給される電力の変換を行う電力変換装置であって、
   前記電力の供給に用いられる２つのライン間に直列に接続された複数の第１のコンデンサと、
   前記複数の第１のコンデンサのうちの２つの第１のコンデンサ間の接続点とグランドとの間に接続された１つ以上の第２のコンデンサと、を備え、
   前記接続点と、前記グランドに接続された他の接続点との間の電流経路には、コモンモード電流の向きが１８０度、異なるようにした２つの部分経路が存在する、
   電力変換装置。
2. 前記第２のコンデンサ、及び前記２つの第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサに流れる前記コモンモード電流の向きと、前記接続点と接続された前記２つの第１のコンデンサにそれぞれ流れる前記コモンモード電流の向きとが成す角度の絶対値が９０度となるように配置されている、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２のコンデンサ、及び前記２つの第１のコンデンサは、前記第２のコンデンサに流れる前記コモンモード電流の向きと、前記２つの第１のコンデンサにそれぞれ流れる前記コモンモード電流の向きとが１８０度、異なるように配置されている、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記２つの第１のコンデンサは、それぞれに流れる前記コモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置されている、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記第２のコンデンサを複数、有し、各第２のコンデンサは、それぞれ異なる前記グランド用の接続点と接続されている、
   請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. ２つの前記第２のコンデンサのうちの一方、及び前記２つの第１のコンデンサのうちの一方は、それぞれに流れる前記コモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置され、
   前記２つの前記第２のコンデンサのうちの他方、及び前記２つの第１のコンデンサのうちの他方は、それぞれに流れる前記コモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置されている、
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 電源から供給される電力の変換を行う電力変換装置であって、
   前記電力の供給に用いられる２つのライン間に直列に接続された複数の第１のコンデンサと、
   前記複数の第１のコンデンサのうちの２つの第１のコンデンサ間の接続点とグランドとの間に接続された１つ以上の第２のコンデンサと、を備え、
   前記第２のコンデンサを複数、有し、各第２のコンデンサは、それぞれ異なる前記グランド用の接続点と接続され、
   ２つの前記第２のコンデンサのうちの一方、及び前記２つの第１のコンデンサのうちの一方は、それぞれに流れるコモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置され、
   前記２つの前記第２のコンデンサのうちの他方、及び前記２つの第１のコンデンサのうちの他方は、それぞれに流れる前記コモンモード電流の向きが１８０度、異なるように配置されている、
   電力変換装置。
8. 前記２つの第１のコンデンサに対して、それぞれ並列に接続されているレジスタ、
   をさらに備える請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記変換に用いるスイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体である、
   請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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