JP5957373B2 - Charge / discharge device - Google Patents
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Description
この発明は二次電池等の蓄電デバイスの特性試験に使用される充放電装置に関する。 The present invention relates to a charge / discharge device used for a characteristic test of a power storage device such as a secondary battery.
この種の充放電装置は、入力側に電圧源コンデンサ、出力側に二次電池や電気二重層キャパシタなどの蓄電デバイスが接続され、スイッチング回路をチョッパ駆動して蓄電デバイスの充放電特性試験を行う。すなわち、蓄電デバイスへの充電時には電圧源コンデンサから蓄電デバイスにエネルギーが移行する（充電電流が流れる）ようにスイッチング回路を制御し、蓄電デバイスからの放電時には蓄電デバイスから電圧源コンデンサへエネルギーが移行する（放電電流が流れる）ようにスイッチング回路を制御する。 In this type of charging / discharging device, a voltage source capacitor is connected to the input side, and a power storage device such as a secondary battery or an electric double layer capacitor is connected to the output side, and the switching circuit is chopper driven to perform a charge / discharge characteristic test of the power storage device. . That is, when the storage device is charged, the switching circuit is controlled so that energy is transferred from the voltage source capacitor to the storage device (charging current flows), and when the storage device is discharged, the energy is transferred from the storage device to the voltage source capacitor. The switching circuit is controlled so that the discharge current flows.
充電モード時は、図１（Ａ）に示すように降圧型チョッパを構成して、電圧源コンデンサＣ１の電圧をスイッチング素子Ｑ１０でチョッピング制御することで、同電圧を降圧して蓄電デバイスＥに充電する。また、放電モード時は、図１（Ｂ）に示すように昇圧型チョッパを構成して、蓄電デバイスＥの電圧をスイッチング素子Ｑ１１でチョッピング制御することで、同電圧を昇圧して電圧源コンデンサＣ１に放電する。図１（Ａ）と図１（Ｂ）を合成すると図１（Ｃ）のようになり、昇降圧型チョッパとなる。この昇降圧型チョッパでは、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１を同期させてオンオフ制御することで、充電や放電を行う。図１（Ｃ）では、見掛け上、図１（Ａ）のダイオードＤ１０がスイッチング素子Ｑ１１に、図１（Ｂ）のダイオードＤ１１がスイッチング素子Ｑ１０にそれぞれ置き換わっている。 In the charging mode, a step-down chopper is configured as shown in FIG. 1A, and the voltage of the voltage source capacitor C1 is chopped and controlled by the switching element Q10. To do. In the discharge mode, a step-up chopper is configured as shown in FIG. 1B, and the voltage of the power storage device E is chopped by the switching element Q11, thereby boosting the voltage and voltage source capacitor C1. To discharge. When FIG. 1 (A) and FIG. 1 (B) are combined, the result is as shown in FIG. 1 (C), and a step-up / down type chopper is obtained. In this step-up / step-down chopper, charging and discharging are performed by controlling the switching elements Q10 and Q11 in synchronization. In FIG. 1C, the diode D10 in FIG. 1A is replaced with the switching element Q11 and the diode D11 in FIG. 1B is replaced with the switching element Q10.
従来の充放電装置としては、図１（Ｄ）に示すように、図１（Ｃ）に示すチョッパを２つ組み合わせて、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ接続して構成したものがある。この装置では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とでチョッパ１を構成し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とでチョッパ２を構成している。チョッパ１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、は、それぞれ、図１（Ｃ）のＱ１０、Ｑ１１に対応している。また、チョッパ２では、蓄電デバイスＥの接続される極性が図１（Ｃ）と逆となるため、チョッパ２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、それぞれ、図１（Ｃ）のＱ１１、Ｑ１０に対応している。チョッパ１、２を組み合わせることで、充電モード時では、チョッパ１による出力電圧とチョッパ２による出力電圧との差によって蓄電デバイスＥが充電される。放電モード時も同様である。図１（Ｄ）のように２つのチョッパ１、２を組み合わせることで、効率的な制御が可能とされる。（特許文献１）
As a conventional charging / discharging device, as shown in FIG. 1 (D), there is one configured by combining two choppers shown in FIG. 1 (C) and connecting four switching elements Q1 to Q4 in a full bridge. . In this apparatus, the
しかしながら、上記従来の充放電装置には次に説明するような問題がある。 However, the conventional charging / discharging device has the following problems.
充放電装置の概略構成図を示す図２を参照して上記問題点を説明する。 The above problem will be described with reference to FIG. 2 showing a schematic configuration diagram of the charging / discharging device.
スイッチング回路は、フルブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。スイッチング回路の入力側には電圧源コンデンサＣ１が接続され、出力側にはインダクタＬ１、Ｌ２が直列に接続され、出力コンデンサＣ２が並列に接続される。また、スイッチＭＣを介して充放電用コンデンサである蓄電デバイスＥが接続される。制御部１は、指令値に基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。指令値は、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ（出力コンデンサ電圧Ｖｃ）と設定電圧とを比較して算出され、Ｖｃ＜設定電圧のときは充電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。Ｖｃ＞設定電圧のときは放電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。出力側にはセンサが接続され、これらのセンサで検出した、出力コンデンサ電圧Ｖｃ、充放電電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏに基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を制御する。蓄電デバイスＥを充電する充電モードでは、指令値は高い値となり、蓄電デバイスＥから放電する放電モードでは指令値は低い値となる。
The switching circuit is composed of four switching elements Q1 to Q4 connected in a full bridge. Free wheel diodes D1 to D4 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q4. A voltage source capacitor C1 is connected to the input side of the switching circuit, inductors L1 and L2 are connected in series to the output side, and an output capacitor C2 is connected in parallel. In addition, an electricity storage device E, which is a charge / discharge capacitor, is connected via the switch MC. The
従来の充放電装置の動作の概要は次の通りである。 The outline of the operation of the conventional charging / discharging device is as follows.
今、蓄電デバイスＥを充電する場合を考える。この充電モードの起動時の制御シーケンスを図３に示す。 Consider a case where the power storage device E is charged. FIG. 3 shows a control sequence at the start of the charging mode.
設定電圧が高く設定されて充電モードが起動すると、出力側に充電電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４が生成される。 When the set voltage is set high and the charging mode is activated, PWM pulses G1 to G4 are generated for the switching elements Q1 to Q4 so that a charging current flows on the output side.
ｔ０〜ｔ１までは、制御部１のオフセットの調整が行われる。ｔ１〜ｔ２でＣ２に対する予備充電が行われる。予備充電は、スイッチＭＣ１をオンしたときに蓄電デバイスＥから出力コンデンサＣ２に放電電流が流れないように、Ｖｃ＝Ｖｏとするために行う。しかし、ｔ２においては、制御部１の制御誤差や、センサなどを含む制御部全体の誤差εのため、真のＶｏに対応する指令値ｄ２よりも低い指令値ｄ１のときにＶｃ＝Ｖｏになったと判断してＰＷＭパルス出力を停止する。したがって、ｔ２では、ＶｃがＶｏよりも僅かに低い電圧となっている。
From t0 to t1, the offset of the
制御部１は、ｔ２でＶｃ＝Ｖｏになったと判断したため、その直後のｔ３でスイッチＭＣをオンする。ｔ３では、実際にはＶｃ＜Ｖｏであるため若干の放電電流が流れてＶｃ＝Ｖｏとなる。
Since the
続いてｔ４で充電を再開する。このとき、Ｖｃはそのときの指令値ｄ１に対応する値よりも少し高くなっている。すると、制御部１は、Ｖｃを指令値ｄ１に対応する電圧に下げようとするため、出力コンデンサＣ２から電圧源コンデンサＣ１へエネルギーが移行するように、充電モードから放電モードに切り替える。つまり、指令値が下降する。一方、指令値は目標指令値ＭＡＸに向けて上昇していく。したがって、指令値が上昇してｄ２（真の電圧）に到達するまでのｔ４〜ｔ５の期間において、放電電流が流れることになる。
Subsequently, charging is resumed at t4. At this time, Vc is slightly higher than the value corresponding to the command value d1 at that time. Then, the
このときに放電電流が流れる理由については、図１（Ｃ）を参照すれば理解出来るであろう。図１（Ｃ）に示すように、充電モード時では、スイッチング素子Ｑ１１がオンすると図示の点線で示す閉ルートにより放電電流が流れてしまうことが分かる。 The reason why the discharge current flows at this time can be understood with reference to FIG. As shown in FIG. 1C, it can be seen that in the charging mode, when the switching element Q11 is turned on, a discharge current flows through the closed route indicated by the dotted line in the figure.
上記放電電流は、蓄電デバイスＥの過放電の可能性があり、特性が劣化する問題がある。また、出力電流Ｉｏの立ち上がり時間が遅延するため、応答速度が悪化する問題がある。 The discharge current may cause overdischarge of the electricity storage device E, and there is a problem that characteristics deteriorate. Further, since the rise time of the output current Io is delayed, there is a problem that the response speed is deteriorated.
以上の説明は充電モードの起動時での問題であるが、放電モードの起動時でも同様に、蓄電デバイスＥの過充電が生じたり放電時の応答速度が悪化する問題がある。 The above description is a problem at the time of starting the charging mode, but similarly, there is a problem that the electric storage device E is overcharged or the response speed at the time of discharging is deteriorated at the time of starting the discharging mode.
この発明の目的は、スイッチング素子に入力するＰＷＭパルスのオンオフを制御することによって、上記の問題を解決する充放電装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a charging / discharging device that solves the above problem by controlling on / off of a PWM pulse input to a switching element.
この発明は、ＤＣ電源に入力側が接続され、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子、及び各スイッチング素子に並列に接続されたフリーホイールダイオードを含むスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力側に直列に接続されるインダクタ及び並列に接続される出力コンデンサと
試験用の充放電用コンデンサと前記インダクタ間に直列に接続されるスイッチと、
前記出力コンデンサ、前記充放電用コンデンサの各電圧、及び前記充放電用コンデンサに流れる出力電流の大きさを検出するセンサと、
前記複数のスイッチング素子の制御端子に接続され、指令値に対応した出力電圧となるように、前記センサの出力を参照して充電モード又は放電モードのＰＷＭパルスを生成して前記制御端子に出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は次の制御を行うことを特徴とする。
The present invention includes a switching circuit including a plurality of switching elements connected to a DC power source on the input side and bridge-connected, and a free wheel diode connected in parallel to each switching element;
An inductor connected in series to the output side of the switching circuit, an output capacitor connected in parallel, a charge / discharge capacitor for testing, and a switch connected in series between the inductor;
A sensor for detecting the output capacitor, each voltage of the charging / discharging capacitor, and the magnitude of an output current flowing through the charging / discharging capacitor;
Connected to the control terminals of the plurality of switching elements, generates a PWM pulse in a charge mode or a discharge mode with reference to the output of the sensor so as to obtain an output voltage corresponding to a command value, and outputs the PWM pulse to the control terminal A control unit;
With
The control unit performs the following control.
（１）前記充電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。 (1) At the time of starting the charging mode, the command value is changed until the voltage Vc of the output capacitor and the voltage Vo of the charging / discharging capacitor match before turning on the switch, and the voltage Vc, When the coincidence of Vo is detected, the PWM pulse output is stopped, and then the switch is turned on.
（２）前記（１）の動作後、一定時間だけ放電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。 (2) After the operation of (1), the PWM pulse is generated so as not to operate in the discharge mode for a certain time.
（３）前記（２）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。 (3) After the operation of (2), the command value is changed so that the voltage Vo of the charging / discharging capacitor becomes a preset target voltage, and when the target voltage is reached, the PWM pulse output is stopped.
すなわち、この発明では、上記（２）の動作のように、図３のｔ４〜ｔ５の期間において、ＰＷＭＧ２、Ｇ３をオフする。後述のように、ｔ４〜ｔ５の期間において、ＰＷＭＧ２、Ｇ３をオフすると、この期間では放電電流が流れなくなる。したがって、上記の問題は解決する。 That is, in the present invention, PWMG2 and G3 are turned off during the period from t4 to t5 in FIG. 3 as in the operation (2). As will be described later, when PWMG2 and G3 are turned off during the period from t4 to t5, the discharge current does not flow during this period. Therefore, the above problem is solved.
制御部は、放電モードでは次の動作を行う。 The control unit performs the following operation in the discharge mode.
（４）前記放電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。 (4) At the time of starting the discharge mode, the command value is changed until the voltage Vc of the output capacitor and the voltage Vo of the charge / discharge capacitor match before turning on the switch, and the voltage Vc, When the coincidence of Vo is detected, the PWM pulse output is stopped, and then the switch is turned on.
（５）前記（４）の動作後、一定時間だけ充電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。 (5) After the operation of (4), the PWM pulse is generated so as not to operate in the charging mode for a certain time.
（６）前記（５）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。 (6) After the operation of (5), the command value is changed so that the voltage Vo of the charging / discharging capacitor becomes a preset target voltage, and the PWM pulse output is stopped when the target voltage is reached.
放電モードでは、図３において、このｔ４〜ｔ５期間においては、ＰＷＭ指令値が−の方向に増加していく。出力コンデンサ電圧Ｖｃは減少していく。また、出力電流Ｉｏは流れる方向が逆になる。そして、この発明の放電モードでは、ＰＷＭＧ１、Ｇ２がｔ４〜ｔ５期間にオフとなり同期間においては、充電電流が流れなくなる。すると、ｔ４〜ｔ５間において蓄電デバイスＥへの過充電を防止出来る。 In the discharge mode, in FIG. 3, the PWM command value increases in the negative direction during the period from t4 to t5. The output capacitor voltage Vc decreases. Further, the output current Io flows in the opposite direction. In the discharge mode of the present invention, PWMG1 and G2 are turned off during the period from t4 to t5, and no charging current flows during the same period. Then, overcharging to the electricity storage device E can be prevented between t4 and t5.
この発明では、蓄電デバイスの特性試験を行う時に、同デバイスが特性劣化するのを防ぐことが出来る。 According to the present invention, it is possible to prevent the characteristics of the power storage device from deteriorating when the characteristics test is performed.
図２はこの発明が適用される充放電装置のブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram of a charging / discharging device to which the present invention is applied.
スイッチング回路は、フルブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（上位アームのＱ１、Ｑ３と下位アームのＱ２、Ｑ４）で構成されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。スイッチング回路の入力側には電圧源コンデンサＣ１が接続され、出力側にはインダクタＬ１、Ｌ２が直列に接続され、出力コンデンサＣ２が並列に接続される。また、スイッチＭＣを介して充放電用コンデンサである蓄電デバイスＥが接続される。図１（Ｄ）と同様に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とでチョッパ１を構成し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とでチョッパ２を構成している。
The switching circuit is composed of four switching elements Q1 to Q4 (Q1 and Q3 of the upper arm and Q2 and Q4 of the lower arm) connected in a full bridge. Free wheel diodes D1 to D4 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q4. A voltage source capacitor C1 is connected to the input side of the switching circuit, inductors L1 and L2 are connected in series to the output side, and an output capacitor C2 is connected in parallel. In addition, an electricity storage device E, which is a charge / discharge capacitor, is connected via the switch MC. Similarly to FIG. 1D, the
制御部１は、指令値に基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。指令値は、出力コンデンサ電圧Ｖｃと設定電圧とを比較して算出されＶｃ＜設定電圧のときは充電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。Ｖｃ＞設定電圧のときは放電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。出力側にはセンサが接続され、これらのセンサで検出した、出力コンデンサ電圧Ｖｃ、充放電用コンデンサ電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏに基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を制御する。蓄電デバイスＥを充電する充電モードでは、指令値は＋の値、蓄電デバイスＥから放電する放電モードでは指令値は−の値をとる。したがって、指令値が＋のときは充電電流が流れ、−の時は放電電流が流れ、０のときは出力電流が流れない。
The
図４は、スイッチング回路に供給されるＰＷＭパルスの波形図である。 FIG. 4 is a waveform diagram of PWM pulses supplied to the switching circuit.
同図（Ａ）は、一般のスイッチング回路に適用されるＰＷＭ方式のパルスであり、同図（Ｂ）は、本実施形態のスイッチング回路に供給されるＰＷＭ方式のパルスである。 FIG. 2A shows a PWM pulse applied to a general switching circuit, and FIG. 2B shows a PWM pulse supplied to the switching circuit of the present embodiment.
制御部１は、ＰＷＭパルスを生成するためのアップカウンタで構成される鋸歯状波発生部を備えている。カウンタモードがスタートするとアップカウンタが計数を開始し、一定の計数値に達するとリセットされる。これを繰り返して図の鋸歯状波を生成する。
The
通常の（一般の）ＰＷＭ方式では、同図（Ａ）のように、鋸歯状波としきい値とを対比しながら休止期間を含むＰＷＭパルスを生成する。 In the normal (general) PWM method, as shown in FIG. 5A, a PWM pulse including a pause period is generated while comparing a sawtooth wave with a threshold value.
定常状態での充電モードでは、ＰＷＭ１とＰＷＭ２をオンする第１の期間ではインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーを蓄積し、休止期間後のＰＷＭ２、ＰＷＭ３をオンする第２の期間ではインダクタＬ１、Ｌ２のエネルギーを蓄電デバイスＥに放出する（充電する）。これを繰り返すことにより、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる出力電流Ｉｏは、図のように、鋸歯状波の周波数と同じ周波数のリップルを持つ電流となる。 In the charging mode in the steady state, energy is accumulated in the inductors L1 and L2 in the first period in which the PWM1 and PWM2 are turned on, and the energy of the inductors L1 and L2 in the second period in which the PWM2 and PWM3 are turned on after the idle period. Are discharged (charged) to the electricity storage device E. By repeating this, the output current Io flowing through the inductors L1 and L2 becomes a current having a ripple with the same frequency as the frequency of the sawtooth wave as shown in the figure.
これに対して、本実施例では、図４（Ｂ)に示すＰＷＭ方式を採用する。 On the other hand, in this embodiment, the PWM method shown in FIG.
このＰＷＭ方式は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を交互にオンする周期を繰り返し、これより半周期遅れて、第４スイッチング素子Ｑ４と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオンする周期を繰り返す。この方式は、図４（Ａ）に比べてＰＷＭ３、ＰＷＭ４のオンオフが、それぞれ、ＰＷＭ２、ＰＷＭ１に対して半周期遅れている。そして、その結果、後述の動作説明から理解出来るように、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる出力電流Ｉｏは、図のように、鋸歯状波の周波数に対して倍の周波数のリップルを持つ電流となる。このようなことから、このＰＷＭ方式を位相シフト倍周波ＰＷＭ方式と称する。位相シフト倍周波ＰＷＭ方式では、全体としてリップル分が少なくなる利点がある。 This PWM method repeats a cycle in which the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are alternately turned on, and has a period in which the fourth switching element Q4 and the third switching element Q3 are alternately turned on after a half cycle delay. repeat. In this method, on / off of PWM3 and PWM4 is delayed by a half cycle with respect to PWM2 and PWM1, respectively, as compared with FIG. As a result, as can be understood from the description of the operation described later, the output current Io flowing through the inductors L1 and L2 is a current having a ripple with a frequency twice that of the sawtooth frequency as shown in the figure. For this reason, this PWM method is referred to as a phase shift double frequency PWM method. The phase shift double frequency PWM method has an advantage that the ripple is reduced as a whole.
図５は、上記位相シフト倍周波ＰＷＭ方式で駆動したときの、定常状態での充電モードの電流経路を示す。 FIG. 5 shows a current path in a charging mode in a steady state when driven by the phase shift double frequency PWM method.
図５（Ａ）は、ＰＷＭＧ１〜ＰＷＭＧ４（以下、単にＧ１〜Ｇ４と称することがある）の波形図であり、図４（Ｂ）はタイミング毎の電流経路である。以下、これについて詳細に説明する。 FIG. 5A is a waveform diagram of PWMG1 to PWMG4 (hereinafter sometimes simply referred to as G1 to G4), and FIG. 4B is a current path for each timing. This will be described in detail below.
（ｔ１０〜ｔ１１）
Ｑ１、Ｑ４がオンするため、電圧源コンデンサＣ１からＱ１、Ｑ４をルートとして電流が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。
(T10 to t11)
Since Q1 and Q4 are turned on, current flows from the voltage source capacitor C1 through Q1 and Q4 as a route, and energy is stored in the inductors L1 and L2.
（ｔ１１〜ｔ１２）
Ｑ４がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３のフリーホイールダイオードとＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T11-t12)
Q4 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged (charged) to the electricity storage device E through the free wheel diode of Q3 and Q1 as a route.
（ｔ１２〜ｔ１３）
Ｑ３がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３とＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T12 to t13)
Q3 turns on. The energy stored in the inductors L1 and L2 is released (charged) to the electricity storage device E through Q3 and Q1 as a route.
（ｔ１３〜ｔ１４）
Ｑ３がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３のフリーホイールダイオードとＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T13-t14)
Q3 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged (charged) to the electricity storage device E through the free wheel diode of Q3 and Q1 as a route.
（ｔ１４〜ｔ１５）
Ｑ１、Ｑ４がオンするため、電圧源コンデンサＣ１からＱ１、Ｑ４をルートとして電流が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。
(T14 to t15)
Since Q1 and Q4 are turned on, current flows from the voltage source capacitor C1 through Q1 and Q4 as a route, and energy is stored in the inductors L1 and L2.
（ｔ１５〜ｔ１６）
Ｑ１がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２のフリーホイールダイオードとＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T15-t16)
Q1 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged (charged) to the electricity storage device E through the free wheel diode of Q2 and Q4 as a route.
（ｔ１６〜ｔ１７）
Ｑ２がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２とＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T16-t17)
Q2 turns on. The energy stored in the inductors L1 and L2 is released (charged) to the electricity storage device E through Q2 and Q4 as a route.
（ｔ１７〜ｔ１８）
Ｑ２がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２のフリーホイールダイオードとＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。
(T17 to t18)
Q2 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged (charged) to the electricity storage device E through the free wheel diode of Q2 and Q4 as a route.
以上の動作により、定常状態での充電モードでは、ＤＣ電源である電圧源コンデンサＣ１から蓄電デバイスＥに対して充電が行われる。また、Ｇ１〜Ｇ４の１周期の期間にインダクタＬ１、Ｌ２に対するエネルギー蓄積と、インダクタＬ１、Ｌ２から蓄電デバイスＥに対するエネルギー放出がそれぞれ２回行われるため、出力電流Ｉｏ（リップル電流）は、図４（Ａ）に対して、図４（Ｂ）のように、周波数が倍のリップルを持つ電流となる。そのため、全体としてリップル成分が少ない出力電流Ｉｏとなる。 With the above operation, in the charging mode in the steady state, the power storage device E is charged from the voltage source capacitor C1 that is a DC power source. Further, since energy storage for the inductors L1 and L2 and energy discharge from the inductors L1 and L2 to the power storage device E are performed twice during one period of G1 to G4, the output current Io (ripple current) is as shown in FIG. In contrast to (A), as shown in FIG. 4 (B), the current has a ripple having double the frequency. Therefore, the output current Io has a small ripple component as a whole.
図６は、上記位相シフト倍周波ＰＷＭ方式で駆動したときの、定常状態での放電モードの電流経路示す。 FIG. 6 shows a current path in a discharge mode in a steady state when driven by the phase shift double frequency PWM method.
図６（Ａ）は、ＰＷＭＧ１〜ＰＷＭＧ４（以下、単にＧ１〜Ｇ４と称することがある）の波形図であり、図６（Ｂ）はタイミング毎の電流経路である。以下、これについて詳細に説明する。 6A is a waveform diagram of PWMG1 to PWMG4 (hereinafter sometimes simply referred to as G1 to G4), and FIG. 6B is a current path for each timing. This will be described in detail below.
（ｔ２０〜ｔ２１）
Ｑ１、Ｑ３がオンするため、前のサイクルでインダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１、Ｑ３をルートとして放出される。このエネルギーの放出は還流電流となり、熱エネルギーとなって消費される。
(T20-t21)
Since Q1 and Q3 are turned on, the energy accumulated in the inductors L1 and L2 in the previous cycle is discharged through Q1 and Q3 as roots. This release of energy becomes a reflux current and is consumed as thermal energy.
（ｔ２１〜ｔ２２）
Ｑ１がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１のフリーホイールダイオード、Ｑ３をルートとして放出され、還流電流が流れる。
(T21 to t22)
Q1 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged through the free wheel diode Q3 of Q1, Q3 as a route, and a reflux current flows.
（ｔ２２〜ｔ２３）
Ｑ２がオンする。蓄電デバイスＥから、インダクタＬ１、Ｑ２、電圧源コンデンサＣ１、Ｑ３、インダクタＬ２をルートとして電流（放電電流）が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。
(T22 to t23)
Q2 turns on. A current (discharge current) flows from the power storage device E through the inductors L1 and Q2, the voltage source capacitors C1 and Q3, and the inductor L2, and energy is stored in the inductors L1 and L2.
（ｔ２３〜ｔ２４）
Ｑ３がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４のフリーホイールダイオードをルートとして放出され、還流電流が流れる。
(T23 to t24)
Q3 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged through the free wheel diodes of Q2 and Q4 as a route, and a reflux current flows.
（ｔ２４〜ｔ２５）
Ｑ４がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４をルートとして放出され、還流電流が流れる。
(T24 to t25)
Q4 turns on. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged through Q2 and Q4 as a route, and a reflux current flows.
（ｔ２５〜ｔ２６）
Ｑ４がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４のフリーホイールダイオードをルートとして放出され、還流電流が流れる。
(T25 to t26)
Q4 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged through the free wheel diodes of Q2 and Q4 as a route, and a reflux current flows.
（ｔ２６〜ｔ２７）
Ｑ３がオンする。蓄電デバイスＥから、インダクタＬ１、Ｑ２、電圧源コンデンサＣ１、Ｑ３、インダクタＬ２をルートとして電流（放電電流）が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。
(T26 to t27)
Q3 turns on. A current (discharge current) flows from the power storage device E through the inductors L1 and Q2, the voltage source capacitors C1 and Q3, and the inductor L2, and energy is stored in the inductors L1 and L2.
（ｔ２７〜ｔ２８）
Ｑ２がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１のフリーホイールダイオード、Ｑ３をルートとして放出され、還流電流が流れる。
(T27-t28)
Q2 turns off. The energy stored in the inductors L1 and L2 is discharged through the free wheel diode Q3 of Q1, Q3 as a route, and a reflux current flows.
以上の動作により、定常状態での放電モードでは、蓄電デバイスＥから放電が行われる。また、Ｇ１〜Ｇ４の１周期の期間にインダクタＬ１、Ｌ２に対するエネルギー蓄積と、インダクタＬ１、Ｌ２からのエネルギー放出がそれぞれ２回行われるため、出力電流Ｉｏ（リップル電流）は、通常のＰＷＭ方式に対して周波数が倍のリップルを持つ電流となる。なお、電流は放電電流であるため、電流方向は充電電流に対して逆となる。 Through the above operation, the electric storage device E is discharged in the discharge mode in the steady state. In addition, since energy storage for the inductors L1 and L2 and energy discharge from the inductors L1 and L2 are each performed twice during a period of one cycle of G1 to G4, the output current Io (ripple current) is a normal PWM method. On the other hand, the current has a ripple with double the frequency. Since the current is a discharge current, the current direction is opposite to the charging current.
図７は、充電モードの起動時の制御シーケンスを示す。 FIG. 7 shows a control sequence at the start of the charging mode.
設定電圧が高く設定されて充電モードが起動すると、出力側に充電電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４が生成される。 When the set voltage is set high and the charging mode is activated, PWM pulses G1 to G4 are generated for the switching elements Q1 to Q4 so that a charging current flows on the output side.
ｔ３０〜ｔ３１までは、制御部１のオフセットの調整が行われる。ｔ３１〜ｔ３２でＣ２に対する予備充電が行われる。予備充電は、スイッチＭＣ１をオンしたときに蓄電デバイスＥから出力コンデンサＣ２に放電電流が流れないように、Ｖｃ＝Ｖｏとするために行う。しかし、ｔ３２においては、制御部１の制御誤差とセンサ回路の誤差を含む制御回路全体の誤差εのため、真のＶｏに対応する指令値ｄ２よりも低い指令値ｄ１のときに、Ｖｃ＝Ｖｏになったと判断してＰＷＭパルス出力を停止する。したがって、ｔ３２では、ＶｃがＶｏよりも僅かに低い電圧となっている。
From t30 to t31, the offset of the
制御部１は、ｔ３２でＶｃ＝Ｖｏになったと判断したため、その直後のｔ３３でスイッチＭＣをオンする。ｔ３３では、実際にはＶｃ＜Ｖｏであるため若干の放電電流が流れてＶｃ＝Ｖｏとなる。
Since the
続いてｔ３４で充電を再開する。このとき、Ｖｃはそのときの指令値ｄ１に対応する値よりも少し高くなっている。すると、制御部１は、Ｖｃを指令値ｄ１に対応する値に下げようとするため、出力コンデンサＣ２から電圧源コンデンサＣ１へエネルギーが移行するように、充電モードから放電モードに切り替える。
Subsequently, charging is resumed at t34. At this time, Vc is slightly higher than the value corresponding to the command value d1 at that time. Then, the
しかし、本実施例では、このときから一定時間Ｔだけ、Ｇ２、Ｇ３をオフする。放電モードでは、図６の電流経路から明らかなように、Ｇ２、Ｇ３をオフすると、どの期間においてもインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積出来ない。つまり、ｔ２２〜ｔ２３、及び、ｔ２６〜ｔ２７において、電流が流れることはない。図１（Ｃ）で言えば、Ｑ１１がオフするために図の点線で示す電流が流れないことになる。一方、指令値は目標指令値ＭＡＸに向けて上昇していく。したがって、指令値が上昇してｄ２（真の電圧）に到達するまでのｔ３４〜ｔ３５の期間においては、放電電流が流れることはない。この点が図３と大きく異なっている。よって、ｔ３４〜ｔ３５の期間では、図３に示すような放電電流が蓄電デバイスＥから流れることはなくなる。また、ｔ３４〜ｔ３５の期間で放電電流が流れないため、出力電流Ｉｏの立ち上がりは図３に比べて早くなる。つまり、図３では、ｔ４から出力電流Ｉｏが流れ始め（マイナス値）、ｔ５でプラスに変化して上昇するが、図７では、ｔ３５から流れ始めるため、本実施例の出力電流Ｉｏの立ち上がりは、図３に比べてｔ３４〜ｔ３５の期間分だけ早くなる
なお、上記期間Ｔは、少なくともｔ３４〜ｔ３５の期間以上とする。本実施例では出力電流Ｉｏが設定電流Ｉｓに達するまでの長さにしている。また、充電モードでは出力電流Ｉｏが定電流となるようにＧ１〜Ｇ４を出力する。
However, in this embodiment, G2 and G3 are turned off for a certain time T from this time. In the discharge mode, as is apparent from the current path of FIG. 6, when G2 and G3 are turned off, energy cannot be stored in the inductors L1 and L2 in any period. That is, no current flows from t22 to t23 and t26 to t27. In FIG. 1C, since Q11 is turned off, the current indicated by the dotted line in the figure does not flow. On the other hand, the command value increases toward the target command value MAX. Therefore, the discharge current does not flow during the period from t34 to t35 until the command value increases and reaches d2 (true voltage). This point is very different from FIG. Therefore, during the period from t34 to t35, the discharge current as shown in FIG. In addition, since the discharge current does not flow during the period from t34 to t35, the rise of the output current Io is faster than that in FIG. That is, in FIG. 3, the output current Io starts to flow from t4 (minus value) and changes to a positive value at t5 and rises. However, in FIG. 7, since it starts to flow from t35, the rise of the output current Io in this embodiment is 3 is earlier than the period of t34 to t35 as compared with FIG. 3. Note that the period T is set to be at least the period of t34 to t35. In this embodiment, the output current Io is set to a length until it reaches the set current Is. In the charging mode, G1 to G4 are output so that the output current Io becomes a constant current.
図８は、充電モードのときの全体のタイミングチャートを示す。 FIG. 8 shows an overall timing chart in the charging mode.
ｔ４０で充電モードの起動シーケンスがスタートし、ｔ４１で回路のオフセット補正と出力コンデンサＣ２への予備充電が終了し、ＰＷＭパルスが停止する。その直後にスイッチＭＣがオンし、ＰＷＭパルスが再開する。ｔ４２〜ｔ４３においては、Ｇ１、Ｇ４がオンするが、Ｇ２、Ｇ３がオフするため放電が行われない。したがって、出力電流は−側に振れることなく（放電電流として流れることなく）、急速に立ち上がる。その後、定電流制御されながら、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃが所定の電圧になるまで充電が実行され、ｔ４でＰＷＭパルスが停止される。その後、スイッチＭＣがオフして充電モードが終了する。 At t40, the start sequence of the charging mode starts, and at t41, the offset correction of the circuit and the preliminary charging to the output capacitor C2 are completed, and the PWM pulse is stopped. Immediately thereafter, the switch MC is turned on and the PWM pulse is restarted. From t42 to t43, G1 and G4 are turned on, but no discharge is performed because G2 and G3 are turned off. Therefore, the output current rises rapidly without swinging to the minus side (without flowing as a discharge current). Thereafter, charging is executed until the voltage Vc of the output capacitor C2 reaches a predetermined voltage while constant current control is performed, and the PWM pulse is stopped at t4. Thereafter, the switch MC is turned off and the charging mode ends.
放電モードのときも同様な動作となり、ｔ２では、出力電流は＋側に振れることなく（充電電流として流れることなく）、急速に立ち下がる。 The same operation is performed also in the discharge mode, and at t2, the output current falls rapidly without swinging to the + side (without flowing as the charging current).
上記実施形態では、図７のｔ３２においての誤差εによる問題を解消するために、ｔ３４以下の一定期間ＴにおいてＧ２、Ｇ３をオフしたが、他の解決方法として、予め誤差εを考慮し、ｔ３２において指令値をε分の加算した値に設定しても良い。そのようにすると、ｔ３４では、指令値が下降しないため、ｔ３４〜ｔ３５において図３に示すような放電電流が流れることを避けられる。また、スイッチング回路を、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子で構成したが、ハーフブリッジ接続した複数のスイッチング素子で構成することも可能である。 In the above embodiment, in order to solve the problem due to the error ε at t32 in FIG. 7, G2 and G3 are turned off during a certain period T after t34. However, as another solution, the error ε is considered in advance, and t32 The command value may be set to a value obtained by adding ε. By doing so, since the command value does not decrease at t34, it is possible to avoid the discharge current as shown in FIG. 3 from t34 to t35. In addition, the switching circuit is configured by a plurality of switching elements connected in a full bridge, but may be configured by a plurality of switching elements connected in a half bridge.
以上の説明は充電モードの説明だったが、放電モードのときも同様である。すなわち、放電モードでは、ｔ３４〜ｔ３５の期間で充電電流が流れるようになるため、この期間において充電モードの動作とならないようにＰＷＭパルスを生成する。このときにオフするＰＷＭパルスはＧ１、Ｇ４である。 Although the above description is about the charging mode, the same applies to the discharging mode. That is, in the discharge mode, the charging current flows during the period from t34 to t35, and thus the PWM pulse is generated so as not to operate in the charging mode during this period. The PWM pulses that are turned off at this time are G1 and G4.
Ｑ１〜Ｑ４−スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４−フリーホイールダイオード
Ｌ１、Ｌ２−インダクタ
Ｃ１−電圧源コンデンサ
Ｃ２−出力コンデンサ
ＭＣ−スイッチ
Ｅ−蓄電デバイス
Q1-Q4-switching elements D1-D4-freewheel diode L1, L2-inductor C1-voltage source capacitor C2-output capacitor MC-switch E-electric storage device
Claims (3)
前記スイッチング回路の出力側に直列に接続されるインダクタ及び並列に接続される出力コンデンサと
試験用の充放電用コンデンサと前記インダクタ間に直列に接続されるスイッチと、
前記出力コンデンサ、前記充放電用コンデンサの各電圧、及び前記充放電用コンデンサに流れる出力電流の大きさを検出するセンサと、
前記複数のスイッチング素子の制御端子に接続され、指令値に対応した出力電圧となるように、前記センサの出力を参照して充電モード又は放電モードのＰＷＭパルスを生成して前記制御端子に出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は次の制御を行うことを特徴とする充放電装置。
（１）前記充電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致すると判定するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致判定時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。
（２）前記（１）の動作後、一定時間だけ放電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。
（３）前記（２）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。 A switching circuit including a plurality of switching elements connected to a DC power source on the input side and bridge-connected, and a free wheel diode connected in parallel to each switching element;
An inductor connected in series to the output side of the switching circuit, an output capacitor connected in parallel, a charge / discharge capacitor for testing, and a switch connected in series between the inductor;
A sensor for detecting the output capacitor, each voltage of the charging / discharging capacitor, and the magnitude of an output current flowing through the charging / discharging capacitor;
Connected to the control terminals of the plurality of switching elements, generates a PWM pulse in a charge mode or a discharge mode with reference to the output of the sensor so as to obtain an output voltage corresponding to a command value, and outputs the PWM pulse to the control terminal A control unit;
With
The said control part performs the following control, The charging / discharging apparatus characterized by the above-mentioned.
(1) At the time of starting the charging mode, the command value is changed until it is determined that the voltage Vc of the output capacitor and the voltage Vo of the charging / discharging capacitor match before turning on the switch. When the coincidence of Vc and Vo is determined, the PWM pulse output is stopped, and then the switch is turned on.
(2) After the operation of (1), the PWM pulse is generated so as not to operate in the discharge mode for a certain time.
(3) After the operation of (2), the command value is changed so that the voltage Vo of the charging / discharging capacitor becomes a preset target voltage, and when the target voltage is reached, the PWM pulse output is stopped.
（４）前記放電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。
（５）前記（４）の動作後、一定時間だけ充電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。
（６）前記（５）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。 The charging / discharging device according to claim 1, wherein the control unit further performs the following control.
(4) At the time of starting the discharge mode, the command value is changed until the voltage Vc of the output capacitor and the voltage Vo of the charge / discharge capacitor match before turning on the switch, and the voltage Vc, When the coincidence of Vo is detected, the PWM pulse output is stopped, and then the switch is turned on.
(5) After the operation of (4), the PWM pulse is generated so as not to operate in the charging mode for a certain time.
(6) After the operation of (5), the command value is changed so that the voltage Vo of the charging / discharging capacitor becomes a preset target voltage, and the PWM pulse output is stopped when the target voltage is reached.
前記制御部は、前記第１スイッチング素子Ｑ１と前記第２スイッチング素子Ｑ２を交互にオンする周期を繰り返し、これより半周期遅れて、前記第４スイッチング素子Ｑ４と前記第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオンする周期を繰り返すＰＷＭ制御を行う、請求項１又は２に記載の充放電装置。 The plurality of switching elements include a first switching element Q1 of an upper arm, a second switching element Q2 of a lower arm, a third switching element Q3 of an upper arm, and a fourth switching element Q4 of a lower arm, and these switching elements Is fully bridged,
The controller repeats a cycle of alternately turning on the first switching device Q1 and the second switching device Q2, and alternately turns the fourth switching device Q4 and the third switching device Q3 behind by a half cycle. The charge / discharge device according to claim 1, wherein PWM control is performed to repeat a turn-on period.
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