JP5668442B2 - Single-phase AC / DC converter and air conditioner using single-phase AC / DC converter - Google Patents
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Description
この発明は、単相交流電源を直流に変換する単相交流直流変換装置に関するものであり、また、この交流直流変換装置を用いた空気調和機に関するものである。 The present invention relates to a single-phase AC / DC converter that converts a single-phase AC power source into DC, and also relates to an air conditioner using the AC / DC converter.
空気調和機に備えられたモータ等の負荷を駆動する際には、インバータにより駆動することが一般的に行われている。ここで、インバータへの入力は直流電圧でなければならないため、単相の交流電源から出力される電圧を直流電圧に変換する必要がある。 When driving a load such as a motor provided in an air conditioner, it is generally performed by an inverter. Here, since the input to the inverter must be a DC voltage, it is necessary to convert the voltage output from the single-phase AC power source into a DC voltage.
この単相交流電源を直流電源に変換する装置として、従来、様々なものが提案されている。例えば、特許文献1は、交流入力を全波整流して得られる直流電圧より高い直流出力電圧を得るためのAC/DC変換回路において、半導体による発生損失を低減すると共に変換効率を向上し、小型に構成することを目的としたもので、全波整流回路の交流入力側に交流リアクトルを直列接続すると共に直流出力側にコンデンサを接続し、さらに全波整流回路を構成する整流素子アーム数の半数の整流素子と逆並列に自己消弧形半導体スイッチを接続することを特徴とするAC/DC変換回路が開示されている。
Various devices have been proposed as devices for converting this single-phase AC power source into a DC power source. For example,
このように構成された従来の単相直流交流変換装置では、逆阻止スイッチ素子を交流入力の周波数より十分高い周波数でオン・オフすることで、交流入力側には交流入力電圧と位相および波形が一致した電流が流れ、直流平滑用コンデンサの端子電圧が上昇するようにしいる。しかし、このように回路動作する従来の単相直流交流変換装置においては、逆阻止スイッチ素子のオン・オフの周期で入力電流が脈動すると共に、電流の脈動がノイズ増加の要因となっているという課題があった。 In the conventional single-phase DC-AC converter configured in this way, the AC input voltage, phase, and waveform are present on the AC input side by turning on and off the reverse blocking switch element at a frequency sufficiently higher than the frequency of the AC input. A matching current flows so that the terminal voltage of the DC smoothing capacitor rises. However, in the conventional single-phase DC / AC converter that operates in this way, the input current pulsates with the ON / OFF cycle of the reverse blocking switch element, and the pulsation of the current is the cause of noise increase. There was a problem.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置及びこの単相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and reduces a pulsation of an input current and suppresses noise caused by the pulsation of the current, and the single-phase AC / DC converter. The purpose is to obtain an air conditioner using the above.
本発明にかかる単相交流直流変換装置は、2つの整流素子を直列接続して形成され、整流素子同士の接続点に単相交流電源の一方の極が接続される整流素子列と、2つの整流素子を直列接続してそれぞれ形成され、前記整流素子列と並列接続された2列の整流素子列と、前記2列の整流素子列を構成するそれぞれの整流素子に並列に接続された逆阻止スイッチ素子と、一方の端部は単相交流電源の他方の極より分岐した電源線に接続され、他方の端部は前記2列の整流素子列それぞれの整流素子同士の接続点に接続される2つのリアクトルと、互いに逆位相となっている2つの三角波により2種類のPWM制御信号を生成し、一方のPWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち一方の整流素子列に接続された逆阻止スイッチ素子を制御し、他方のPWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち他方の整流素子列に接続された逆阻止スイッチ素子を制御するパルス幅変調制御手段と、を備えている。 Single-phase AC-DC converter according to the present invention, the two rectifying elements are formed by connection series contact, a rectifying element rows one pole is connected to single-phase AC power source to a connection point between the rectifier elements, Two rectifier elements are connected in series, respectively, and two rectifier element arrays connected in parallel to the rectifier element array, and connected in parallel to each rectifier element constituting the two rectifier element arrays The reverse blocking switch element and one end are connected to a power line branched from the other pole of the single-phase AC power supply, and the other end is connected to a connection point between the rectifying elements in the two rectifying element arrays. Two types of PWM control signals are generated by the two reactors and two triangular waves having opposite phases to each other, and one PWM control signal generates one of the two rectifying element arrays. Control the connected reverse blocking switch element. And a pulse width modulation control means for controlling a reverse blocking switch element connected to the other rectifying element array of the two rectifying element arrays in accordance with the other PWM control signal .
本発明にかかる単相交流直流変換装置は、互いに逆位相となっている2つの三角波により2種類のPWM制御信号を生成し、一方の前記PWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち一方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御し、他方の前記PWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち他方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御するパルス幅変調制御手段を備えているため、2列の整流素子列それぞれに接続された逆阻止スイッチが互いに逆位相の三角波により生成されたPWM制御信号で駆動されるため、電流脈動が逆位相となって歪み電流が抑制され、入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置及びこの単相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることができる。
The single-phase AC / DC converter according to the present invention generates two types of PWM control signals from two triangular waves having opposite phases, and one of the two rectifying element arrays is generated by one of the PWM control signals. The reverse blocking switch connected to one of the rectifying element arrays, and the reverse blocking switch connected to the other rectifying element array of the two rectifying element arrays is controlled by the other PWM control signal. Since pulse width modulation control means for controlling the element is provided, the reverse blocking switch connected to each of the two rectifying element arrays is driven by the PWM control signal generated by the triangular wave having the opposite phase, so that the current pulsation There distortion current is suppressed is reverse phase, while reducing the pulsation of the input current, suppressing noise due to the pulsation of the current single-phase AC-DC converter and the single-phase AC linear It is possible to obtain an air conditioner using the converter.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。
図1において、単相交流電源1は、一方の極が接地されているとともに、他方の極からのびる電源線は分岐してリアクトル2a、リアクトル2bの一端にそれぞれ接続されている。
1 is a circuit configuration diagram of a single-phase AC / DC converter according to
In FIG. 1, a single-phase
逆阻止スイッチ素子3a〜3dは、ブリッジ接続されて構成されている。すなわち、逆阻止スイッチ素子3aと3bが直列に接続され、逆阻止スイッチ素子3cと3dが直列に接続されている。そして、逆阻止スイッチ素子3a、3cのコレクタ側は上側の直流母線に接続されており、逆阻止スイッチ素子3b、3dのエミッタ側は下側の直流母線に接続されている。なお、上側の直流母線とは、直流母線のうち高電圧が出力される側の直流母線のことを指しており、下側の直流母線とは、直流母線のうち低電圧が出力される側の直流母線を指している。以下では、上側の直流母線に接続されている逆阻止スイッチ素子を上アーム側の逆阻止スイッチ素子と呼び、下側の直流母線に接続されている逆阻止スイッチ素子を下アーム側の逆阻止スイッチ素子と呼ぶ。 The reverse blocking switch elements 3a to 3d are configured by bridge connection. That is, reverse blocking switch elements 3a and 3b are connected in series, and reverse blocking switch elements 3c and 3d are connected in series. The collector sides of the reverse blocking switch elements 3a and 3c are connected to the upper DC bus, and the emitter sides of the reverse blocking switch elements 3b and 3d are connected to the lower DC bus. The upper DC bus refers to the DC bus on the high voltage output side of the DC bus, and the lower DC bus refers to the low voltage output side of the DC bus. It points to the DC bus. Hereinafter, the reverse blocking switch element connected to the upper DC bus is referred to as the upper arm reverse blocking switch element, and the reverse blocking switch element connected to the lower DC bus is the lower arm reverse blocking switch. Called an element.
逆阻止スイッチ素子3a〜3dのそれぞれには、整流素子4a〜4dが並列に接続されている。整流素子4a〜4dは、例えばダイオードであって、逆阻止スイッチ素子3a〜3dがオン状態のときの電流の向きと逆向きに、電流が流れるように接続されている。すなわち、それぞれの逆阻止スイッチ素子のエミッタ側とダイオードのアノード側が接続され、それぞれの逆阻止スイッチ素子のコレクタ側とダイオードのカソード側が接続されている。この回路では、整流素子4aと4bとが直列接続されて整流素子列を構成し、整流素子4cと4dとが直列接続されて整流素子列を構成している。 Rectifying elements 4a to 4d are connected in parallel to the reverse blocking switch elements 3a to 3d, respectively. The rectifying elements 4a to 4d are, for example, diodes, and are connected so that current flows in a direction opposite to the direction of current when the reverse blocking switch elements 3a to 3d are in the on state. That is, the emitter side of each reverse blocking switch element and the anode side of the diode are connected, and the collector side of each reverse blocking switch element and the cathode side of the diode are connected. In this circuit, rectifying elements 4a and 4b are connected in series to form a rectifying element array, and rectifying elements 4c and 4d are connected in series to form a rectifying element array.
逆阻止スイッチ素子3aのエミッタ側(すなわち、逆阻止スイッチ素子3bのコレクタ側)には、リアクトル2aの一端が接続されており、同様に、逆阻止スイッチ素子3cのエミッタ側(すなわち、逆阻止スイッチ素子3dのコレクタ側)には、リアクトル2bの一端が接続されている。なお、詳細には図示していないが、逆阻止スイッチ素子3a〜3dの駆動信号入力部(逆阻止スイッチ素子がトランジスタ構成の場合はベース-エミッタ間、IGBT構成の場合はゲート-エミッタ間、FET構成の場合はゲート-ソース間)は、後述するパルス幅変調制御手段9に接続されている。なお、リアクトル2a、2bの他端側は、前述した単相交流電源1に接続されている。
One end of the reactor 2a is connected to the emitter side of the reverse blocking switch element 3a (that is, the collector side of the reverse blocking switch element 3b). Similarly, the emitter side (that is, the reverse blocking switch 3c) of the reverse blocking switch element 3c is connected. One end of the reactor 2b is connected to the collector side of the element 3d. Although not shown in detail, the drive signal input portions of the reverse blocking switch elements 3a to 3d (base-emitter when the reverse blocking switch element is a transistor structure, gate-emitter when the IGBT structure is used, FET In the case of the configuration, the gate-source) is connected to pulse width modulation control means 9 described later. In addition, the other end side of reactor 2a, 2b is connected to the single phase alternating
逆阻止スイッチ素子3a〜3dの出力側には、さらに、整流素子4eと4fとが並列に接続されている。すなわち、整流素子4eのカソード側が上側の直流母線に接続され、整流素子4eのアノード側と整流素子4fのカソード側とが接続され、整流素子4fのアノード側が下側の直流母線に接続されている。整流素子4eと4fとは整流素子列を構成している。さらに、単相交流電源1の接地側の電源線が、整流素子4eと整流素子4fとの接続点に接続されている。
Further, rectifying elements 4e and 4f are connected in parallel to the output side of the reverse blocking switch elements 3a to 3d. That is, the cathode side of the rectifying element 4e is connected to the upper DC bus, the anode side of the rectifying element 4e and the cathode side of the rectifying element 4f are connected, and the anode side of the rectifying element 4f is connected to the lower DC bus. . The rectifying elements 4e and 4f constitute a rectifying element array. Furthermore, the power line on the ground side of the single-phase
整流素子4eと4fの出力側には、直流平滑用コンデンサ5が直流母線間に並列接続されており、直流平滑用コンデンサ5の出力側には負荷6が直流母線間に並列接続されている。なお、負荷6として直流負荷または、インバータを介した交流負荷が接続されるが、詳細な図示は省略している。負荷6としては、例えば空気調和機においては、圧縮機や送風機等を駆動しているモータが接続される。
A
電源電圧位相検出手段7は、単相交流電源1と並列に接続されており、単相交流電源1の電圧位相(極性)を検出する。また、直流電圧検出手段8は、直流平滑用コンデンサ5の両端に接続され、直流平滑用コンデンサ5にかかる電圧(すなわち直流母線間の出力電圧)を検出する。パルス幅変調制御手段9は、電源電圧位相検出手段7と直流電圧検出手段8との検出結果に基づいて、逆阻止スイッチ素子3a〜3dのゲートに対して制御信号を送出することにより、逆阻止スイッチ素子3a〜3dを駆動している。
The power supply voltage phase detection means 7 is connected in parallel with the single-phase
次に動作について説明する。
図2は、実施の形態1に係る動作を示す波形図である。図2では、電源電圧波形10の1周期分について示している。電源電圧波形10は、一般には商用交流電源で、正弦波となっている。三角波11a、11bはパルス幅変調制御手段9の内部で生成される波形であり、互いに逆位相の波形が生成されている。また、パルス幅変調制御手段9では、この三角波11a、11bと別途生成する目標波形とを比較して、三角波11a、11bの方が小さい区間で、PWM制御信号12a〜12dがオンとなるように制御している。また、PWM制御信号12a〜12dは、それぞれ逆阻止スイッチ素子3a〜3dの駆動信号入力部に印加されて、逆阻止スイッチ素子3a〜3dをオン制御するための信号である。
Next, the operation will be described.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation according to the first embodiment. FIG. 2 shows one cycle of the power
パルス幅変調制御手段9は、電源電圧が正の区間においては、下アーム側の逆阻止スイッチ素子3b、3dを制御し、電源電圧が負の区間においては、上アーム側の逆阻止スイッチ素子3a、3cを制御するように、PWM制御信号12a〜12dを出力する。 The pulse width modulation control unit 9 controls the reverse blocking switch elements 3b and 3d on the lower arm side when the power supply voltage is positive, and the reverse blocking switch element 3a on the upper arm side when the power supply voltage is negative. PWM control signals 12a to 12d are output so as to control 3c.
下アーム側の逆阻止スイッチ素子3bと逆阻止スイッチ素子3dとは、互いに逆位相となる三角波11a、11bにより生成されたPWM制御信号12b、12dにより制御される。また、上アーム側の逆阻止スイッチ素子3aと逆阻止スイッチ素子3cとも、互いに逆位相となる三角波11a、11bにより生成されたPWM制御信号12a、12cにより制御される。
The reverse blocking switch element 3b and the reverse blocking switch element 3d on the lower arm side are controlled by PWM control signals 12b and 12d generated by
図3は、実施の形態1に係るPWM制御信号の生成例を示す波形図である。図3において、別途生成する目標波形13と、三角波11a及び三角波11bとの大小比較がパルス幅変調制御手段9によってなされる。目標波形13としては電源電圧波形10に対して直流電圧検出手段8を目標値に近づけるためのゲインを掛け合わせた値が取り込まれている。目標波形13よりも三角波11aが小さい区間において、PWM制御信号12bがオンとなり、また、目標波形13よりも三角波11bが小さい区間において、PWM制御信号12dがオンとなる。そして、PWM制御信号12bは逆阻止スイッチ素子3bのベースに印加され、PWM制御信号12dは逆阻止スイッチ素子3dのベースに印加され、それぞれの逆阻止スイッチ素子をオン制御する。
FIG. 3 is a waveform diagram illustrating a generation example of a PWM control signal according to the first embodiment. In FIG. 3, the pulse width modulation control means 9 makes a comparison between the separately generated
なお、図3では、逆阻止スイッチ素子3b、3dを例にあげたが、逆阻止スイッチ素子3a、3cにおいても同様である。また、図3では、三角波11aによりPWM制御信号12bを生成し、三角波11bによりPWM制御信号12dを生成しているが、PWM制御信号が互いに逆位相の三角波により生成されていればよいので、図3の例と逆であってもかまわない。
In FIG. 3, the reverse blocking switch elements 3b and 3d are taken as an example, but the same applies to the reverse blocking switch elements 3a and 3c. In FIG. 3, the PWM control signal 12b is generated by the
上記のように逆阻止スイッチ素子を制御したとき、電流の流れる経路は、電源電圧の正負、逆阻止スイッチ素子のオン/オフの状態、及び、制御対象となっている逆阻止スイッチ素子、により以下の8パターンが存在する。 When the reverse blocking switch element is controlled as described above, the current flow path depends on whether the power supply voltage is positive or negative, the on / off state of the reverse blocking switch element, and the reverse blocking switch element being controlled. There are 8 patterns.
(A)電源電圧が正の区間
<逆阻止スイッチ素子3bがオン>
(1)単相交流電源1→リアクトル2a→逆阻止スイッチ素子3b→整流素子4f→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3bがオフ>
(2)単相交流電源1→リアクトル2a→整流素子4a→直流平滑用コンデンサ5→整流素子(4b、4d、4f)→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3dがオン>
(3)単相交流電源1→リアクトル2b→逆阻止スイッチ素子3d→整流素子4f→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3dがオフ>
(4)単相交流電源1→リアクトル2b→整流素子4c→直流平滑用コンデンサ5→整流素子(4b、4d、4f)→単相交流電源1
(A) Section in which power supply voltage is positive <Reverse blocking switch element 3b is on>
(1) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3b is off>
(2) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3d is on>
(3) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3d is off>
(4) Single-phase
(B)電源電圧が負の区間
<逆阻止スイッチ素子3aがオン>
(5)単相交流電源1→整流素子4e→逆阻止スイッチ素子3a→リアクトル2a→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3aがオフ>
(6)単相交流電源1→整流素子4e→直流平滑用コンデンサ5→整流素子(4b、4d)→リアクトル(2a、2b)→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3cがオン>
(7)単相交流電源1→整流素子4e→逆阻止スイッチ素子3c→リアクトル2b→単相交流電源1
<逆阻止スイッチ素子3cがオフ>
(8)単相交流電源1→整流素子4e→直流平滑用コンデンサ5→整流素子(4b、4d)→リアクトル(2a、2b)→単相交流電源1
(B) Negative power supply voltage section <Reverse blocking switch element 3a is on>
(5) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3a is off>
(6) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3c is on>
(7) Single-phase
<Reverse blocking switch element 3c is off>
(8) Single-phase
上記(1)(3)(5)(7)の状態は、逆阻止スイッチ素子を用いて、リアクトルを介して電源の正負間を短絡する経路をつくり、リアクトルにエネルギーを蓄積している状態である。また、上記(2)(4)(6)(8)の状態は、リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出する状態であり、放出されたエネルギーは直流平滑用コンデンサ5を充電することになる。
The states of (1), (3), (5), and (7) above are the states in which a reverse blocking switch element is used to create a path that short-circuits the positive and negative of the power source via the reactor, and energy is accumulated in the reactor. is there. The states (2), (4), (6), and (8) are states in which the energy accumulated in the reactor is released, and the released energy charges the
このとき、逆阻止スイッチ素子3bと3d、及び、逆阻止スイッチ素子3aと3cは、互いに逆位相の三角波によって生成されているために、リアクトル2a、2bに流れる電流の脈動も互いに逆位相となる。そして、リアクトル2a、2bに流れる電流の総和が直流平滑用コンデンサ5に流れ込むため、直流平滑用コンデンサ5に流れる電流の脈動は小さくなる。また、このことにより電源に流れる入力電流の脈動も小さくなる。
At this time, since the reverse blocking switch elements 3b and 3d and the reverse blocking switch elements 3a and 3c are generated by triangular waves having opposite phases, the pulsations of the currents flowing through the reactors 2a and 2b are also opposite in phase. . Since the sum of the currents flowing through the reactors 2a and 2b flows into the
発明者らは、この効果を回路シミュレーションにより確認している。用いた回路シミュレータは、Maywayプラス株式会社製の回路シミュレータPSIMであり、図4は、シミュレーションにおいて使用した回路図である。この回路図は基本的に、図1と同様の回路構成であるが、ノイズ計測を行うために、擬似電源回路14を回路に挿入している。擬似電源回路14とは、擬似電源回路とは供試機が電源線に漏洩する伝導妨害波の端子電圧を測定する場合に使用する回路網のことである。 The inventors have confirmed this effect by circuit simulation. The circuit simulator used is a circuit simulator PSIM manufactured by Mayway Plus, and FIG. 4 is a circuit diagram used in the simulation. This circuit diagram basically has the same circuit configuration as that of FIG. 1, but a pseudo power supply circuit 14 is inserted in the circuit in order to perform noise measurement. The pseudo power supply circuit 14 is a circuit network used when the EUT measures the terminal voltage of a conducted disturbance wave that leaks to the power supply line.
擬似電源回路14は、単相交流電源1からの出力直後の上下両方の直流母線に、それぞれリアクトル15、16を挿入するとともに、リアクトル15、16の出力側の直流母線間に、上側の直流母線から順に、コンデンサ17、抵抗18、抵抗19、コンデンサ20を直列接続して構成されている。また、抵抗18と抵抗19との間は接地されている。
The pseudo power supply circuit 14 inserts the reactors 15 and 16 into both the upper and lower DC buses immediately after the output from the single-phase
なお、シミュレーションにおいて、擬似電源回路の定数は、リアクトル15、16は50μH、抵抗18、19は50Ω、コンデンサ17、20は0.1μFである。
In the simulation, the constants of the pseudo power supply circuit are 50 μH for reactors 15 and 16, 50 Ω for
図5は、従来技術におけるシミュレーション結果を示す図である。従来技術におけるシミュレーションとしては、特許文献1の第1図を模したもので、図4におけるリアクトル2b、逆阻止スイッチ素子3c、3d、整流素子4c、4dを取り除いた回路で行っている。図6は、実施の形態1におけるシミュレーション結果を示す図である。両図において、シミュレーション結果の波形は、それぞれ上から順番に、電源電圧、入力電流、対地間電圧(直流母線電圧の対地間電位の変動)および雑音端子電圧(抵抗18の両端の電圧)である。対地間電圧はアース(大地)と直流平滑用コンデンサ5の負側との間の電圧であり、対地間容量21を介して、アースとの間に電位差が生じているものである。また、回路の定数として電源電圧200V、キャリア周波数25kHz、母線電圧指令380V、リアクトル2a、2bはそれぞれ550μH、直流平滑用コンデンサ5は1500μFでシミュレーションを行ったものである。
FIG. 5 is a diagram showing a simulation result in the prior art. The simulation in the prior art is similar to FIG. 1 of
図5及び図6において、雑音端子電圧を比較してみると、図5においてピークで20mV以上あったものが、図6においては、ゼロに近いレベルまで低減していることがわかる。 When comparing the noise terminal voltage in FIGS. 5 and 6, it can be seen that the peak in FIG. 5 that is 20 mV or more is reduced to a level close to zero in FIG.
なお、図5及び図6において、対地間電圧は、電源の位相の変化に伴い2つの値を取ることが分かる。そして、電源電圧が0V付近では、電源電圧位相の判定が困難となり、短時間の間に対地間電圧の変化が繰り返される現象が発生することが考えられる。図7は、電源電圧ゼロクロス付近の対地間電圧の変化を示す図である。図7においては、電源電圧波形10が正から負へと変化するときに、電源電圧位相の判定を誤りON/OFF制御する逆阻止スイッチ素子の上アーム・下アームが逆になった場合を示しており、短時間の間に正電圧・負電圧の間を繰り返し変化してしまい、対地間電圧が、0Vと380Vとの間の変化が繰り返されている。
In FIGS. 5 and 6, it can be seen that the ground voltage takes two values as the phase of the power supply changes. When the power supply voltage is in the vicinity of 0 V, it is difficult to determine the power supply voltage phase, and a phenomenon in which the change in the ground voltage is repeated in a short time may occur. FIG. 7 is a diagram showing a change in the voltage between the grounds near the power supply voltage zero cross. In FIG. 7, when the power
対地間電圧が変化することは、ノイズの増加だけでなく、漏洩電流の増加をも引き起こしてしまう要因となる。このため、電源電圧値が0V前後の所定範囲内にあるときには、パルス幅変調制御手段9により、逆阻止スイッチ素子3a〜3dのスイッチングを行わない期間を設けるようにしてもよい。 The change in the voltage to ground causes not only an increase in noise but also an increase in leakage current. For this reason, when the power supply voltage value is within a predetermined range of around 0 V, the pulse width modulation control means 9 may provide a period during which the reverse blocking switch elements 3a to 3d are not switched.
本発明によれば、逆阻止スイッチ素子3bと3d、および、逆阻止スイッチ素子3aと3cは、互いに逆位相の三角波で駆動されるため、整流回路を流れる電流の電流脈動が逆位相となって歪電流が抑制され、電流脈動に起因して生じるノイズが低減される効果がある。このため、入力電流の脈動を低減するとともに、電流の脈動に起因するノイズを抑制する単相交流直流変換装置を得ることができる。 According to the present invention, since the reverse blocking switch elements 3b and 3d and the reverse blocking switch elements 3a and 3c are driven by triangular waves with opposite phases, the current pulsation of the current flowing through the rectifier circuit is in reverse phase. The distortion current is suppressed, and there is an effect that noise generated due to current pulsation is reduced. For this reason, while reducing the pulsation of input current, the single phase alternating current direct current converter which suppresses the noise resulting from the pulsation of an electric current can be obtained.
また、整流素子および逆阻止スイッチ素子は、SiC等のワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。SiC等のワイドバンドギャップ半導体を用いることで高速動作が可能となりリアクトル2a、2bの小型化が可能になりコスト低減できるだけでなく、負荷の変動に対して追従性が改善され制御性が向上する。 Further, the rectifying element and the reverse blocking switch element may be composed of a wide band gap semiconductor such as SiC. By using a wide bandgap semiconductor such as SiC, high-speed operation is possible, and the reactors 2a and 2b can be reduced in size. In addition to cost reduction, followability with respect to load fluctuations is improved and controllability is improved.
なお、ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコン(Si)素子と比較して、バンドギャップが大きい半導体素子の総称であり、炭化ケイ素(SiC)素子の他、例えば、窒化ガリウム(GaN)、ダイヤモンド素子等があげられる。 The wide band gap semiconductor is a general term for semiconductor elements having a larger band gap compared to silicon (Si) elements. In addition to silicon carbide (SiC) elements, for example, gallium nitride (GaN), diamond elements, etc. Can be given.
なお、SiCなどのワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、PWM信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧などEMCのエミッション規制(例えば、EN61000−6−3:2007、J55014−1(H20)、VCCI(2008.4)クラスA)の観点から、規制となる周波数に、キャリア周波数、および、その側帯波がかからない周波数にすることが良い。例えば、PWM信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧規制の下限周波数である150kHzに対して、キャリア周波数の整数倍の側帯波が150kHz弱となるように、150kHzの1/2未満の73kHz程度、150kHzの1/3未満の49kHz程度、150kHzの1/4未満の36kHz程度とするとよい。 Note that when a wide band gap semiconductor such as SiC is used, the carrier frequency of the triangular wave that generates the PWM signal is determined by EMC emission regulations such as noise terminal voltage (for example, EN61000-6-3: 2007, J55014-1 (H20), From the viewpoint of VCCI (2008. 4) class A), it is preferable to set the frequency to be a frequency that is not subject to the carrier frequency and its sideband. For example, the carrier frequency of the triangular wave that generates the PWM signal is less than 1/2 of 150 kHz so that the sideband wave that is an integral multiple of the carrier frequency is less than 150 kHz with respect to 150 kHz, which is the lower limit frequency of noise terminal voltage regulation. About 73 kHz, about 49 kHz which is less than 1/3 of 150 kHz, and about 36 kHz which is less than 1/4 of 150 kHz.
また、直流電源の場合は特定の素子が常に駆動することとなり、素子にかかる負担も大きくなる欠点があるが、交流電源の場合は実施の形態1で解説したとおり、電流が通過する逆阻止スイッチ素子は電源電圧が正のときは逆阻止スイッチ素子3bと3d、電源電圧が負のときは逆阻止スイッチ素子3aと3cと通電区間180度ごとに切り替わるため、平均的な発熱を抑制さえることがでる。さらに高温動作が可能なSiCなどをもちいることで、複雑さとコストの増大を招く可能性がある外付け放熱フィンなどの部品数削減を図ることができる。 Further, in the case of a DC power supply, a specific element is always driven, and there is a disadvantage that the burden on the element becomes large. In the case of an AC power supply, as described in the first embodiment, a reverse blocking switch through which a current passes is provided. When the power supply voltage is positive, the elements are switched between the reverse blocking switch elements 3b and 3d, and when the power supply voltage is negative, the reverse blocking switch elements 3a and 3c are switched every 180 degrees in the energizing section, so that the average heat generation can be suppressed. Out. Further, by using SiC that can be operated at high temperature, it is possible to reduce the number of components such as external heat radiation fins that may increase complexity and cost.
上記説明では、PWM制御は簡易な方式で説明したが、入力電流のフィードバックによる追従制御などを用いれば入力電源電圧の歪に対しても対応でき、より入力電流を正弦波に近づける高精度の制御が可能になることは言うまでもないが、高価になることと複雑になることから負荷容量と規制値や周囲環境への影響に応じて費用対効果選択をすればよい。 In the above description, the PWM control has been described with a simple method. However, if tracking control based on feedback of the input current is used, distortion of the input power supply voltage can be dealt with, and high-precision control that makes the input current closer to a sine wave. Needless to say, it is possible to select cost-effectiveness depending on the load capacity, the regulation value, and the influence on the surrounding environment.
また、PWM制御信号を生成する際、基準信号と比較する三角波の周波数は、固定周波数でも良いが、周波数ジッタを持たすなど周波数を可変することで、主回路からの放射ノイズが特定周波数に集中することなく、周波数分散することができ、放射ノイズのピークを低減できる。 Further, when generating a PWM control signal, the frequency of the triangular wave to be compared with the reference signal may be a fixed frequency. However, by changing the frequency such as having frequency jitter, the radiation noise from the main circuit concentrates on a specific frequency. Without being dispersed, and the peak of radiation noise can be reduced.
実施の形態2.
図8は、実施の形態2に係る単相交流直流変換装置の回路構成図である。図1の回路構成図において、負荷6としてインバータ22によって駆動されるモータ23を接続したものである。モータ23は、例えば図示しない圧縮機に用いられるものである。
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the single-phase AC / DC converter according to the second embodiment. In the circuit configuration diagram of FIG. 1, a motor 23 driven by an inverter 22 is connected as a load 6. The motor 23 is used for a compressor (not shown), for example.
通常、圧縮機は空調室外機の金属筐体に取り付けられるため、圧縮機の筐体はアースに接続される。また、圧縮機を構成しているモータのコイルは、冷却のため循環している冷媒や油の中に存在することとなるため、モータのコイルと筐体(対地)間には、大きな浮遊容量Cmが形成される。したがって、インバータの直流部の対地間との電位変動が大きい場合、浮遊容量Cmを介して、対地に電位変動に応じた高周波の電流が流れるため、漏洩電流が大きくなる問題があった。 Usually, since the compressor is attached to the metal casing of the air conditioner outdoor unit, the compressor casing is connected to the ground. In addition, since the motor coil constituting the compressor is present in the refrigerant or oil circulating for cooling, a large stray capacitance is present between the motor coil and the casing (ground). Cm is formed. Therefore, when the potential fluctuation between the DC portion of the inverter and the ground is large, a high-frequency current corresponding to the potential fluctuation flows to the ground via the stray capacitance Cm.
しかし、本実施の形態に係る単相交流直流変換装置を用いた空気調和機によれば、実施の形態1で述べたように、交流直流変換装置部での対地間電位変動が抑制され漏洩電流を抑制することができるので、交流直流変化装置部にスイッチ素子を持たない単純な整流回路構成の場合程度に浮遊容量Cmを介して対地に流れる電流を抑制することができるので、空気調和機全体としての漏洩電流も抑制できるという効果がある。 However, according to the air conditioner using the single-phase AC / DC converter according to the present embodiment, as described in the first embodiment, the ground potential fluctuation in the AC / DC converter unit is suppressed and the leakage current is reduced. Since the current flowing to the ground via the stray capacitance Cm can be suppressed to the same extent as in the case of a simple rectifier circuit configuration that does not have a switch element in the AC / DC change device unit, the entire air conditioner As a result, the leakage current can be suppressed.
本発明は、単相交流を直流に変換する機器に対して幅広く適用可能である。特に、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバータ負荷を有する電機機器に対して、幅広く適用することができる。 The present invention is widely applicable to devices that convert single-phase alternating current into direct current. In particular, the present invention can be widely applied to electrical equipment having an inverter load such as an air conditioner, a refrigerator, a refrigerator, and a heat pump water heater.
1 単相交流電源
2a、2b リアクトル
3a、3b、3c、3d 逆阻止スイッチ素子
4a、4b、4c、4d、4e、4f 整流素子
5 直流平滑用コンデンサ
6 負荷
7 電源電圧位相検出手段
8 直流電圧検出手段
9 パルス幅変調制御手段
10 電源電圧波形
11a、11b 三角波
12a、12b、12c、12d PWM制御信号
13 目標波形
14 擬似電源回路
15、16 リアクトル
17 コンデンサ
18、19 抵抗
20 コンデンサ
21 対地間容量
22 インバータ
23 モータ
1 Single-phase AC power supply 2a, 2b Reactor 3a, 3b, 3c, 3d Reverse blocking switch element 4a, 4b, 4c, 4d, 4e, 4f
Claims (6)
2つの整流素子を直列接続してそれぞれ形成され、前記整流素子列と並列接続された2列の整流素子列と、
前記2列の整流素子列を構成するそれぞれの前記整流素子に並列に接続された逆阻止スイッチ素子と、
一方の端部は前記単相交流電源の他方の極より分岐した電源線に接続され、他方の端部は前記2列の整流素子列それぞれの前記整流素子同士の接続点に接続される2つのリアクトルと、
互いに逆位相となっている2つの三角波により2種類のPWM制御信号を生成し、一方の前記PWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち一方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御し、他方の前記PWM制御信号により、前記2列の整流素子列のうち他方の前記整流素子列に接続された前記逆阻止スイッチ素子を制御するパルス幅変調制御手段と、
を備える単相交流直流変換装置。 Two rectifying element is formed by connection series contact, a rectifying element rows one pole is connected to single-phase AC power source to a connection point between the rectifier elements,
Two rectifier elements connected in series with each other, and two rectifier elements connected in parallel with the rectifier element;
Reverse blocking switch elements connected in parallel to each of the rectifying elements constituting the two rectifying element arrays;
One end is connected to a power supply line branched from the other pole of the single-phase AC power supply, and the other end is connected to a connection point between the rectifying elements of each of the two rectifying element arrays. Reactor,
Two types of PWM control signals are generated by two triangular waves having opposite phases, and the reverse connected to one of the two rectifying element arrays by the one PWM control signal. Pulse width modulation control means for controlling the blocking switch element connected to the other rectifying element row of the two rectifying element rows by controlling the blocking switch element, and the other PWM control signal ;
Single-phase AC-DC converter of Ru with a.
前記単相交流電源の電圧値が0V前後の所定範囲内では、前記逆阻止スイッチ素子の制御を行わない請求項1に記載の単相交流直流変換装置。 The pulse width modulation control means includes
2. The single-phase AC / DC converter according to claim 1, wherein the reverse blocking switch element is not controlled when the voltage value of the single-phase AC power source is within a predetermined range of about 0V.
前記単相交流電源が正電位の間は、下アーム側の前記逆阻止スイッチ素子を制御するとともに、
前記単相交流電源が負電位の間は、上アーム側の前記逆阻止スイッチ素子を制御する請求項1又は2に記載の単相交流直流変換装置。 The pulse width modulation control means includes
While the single-phase AC power supply is positive potential, while controlling the reverse blocking switch element on the lower arm side,
3. The single-phase AC / DC converter according to claim 1, wherein the reverse blocking switch element on the upper arm side is controlled while the single-phase AC power supply is at a negative potential.
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