JP5544750B2 - Electric motor - Google Patents
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Description
本発明は、電動機に関する。 The present invention relates to an electric motor.
従来、異なる複数の磁極数に相当する磁石磁束を、その表面に合算して発生させる磁束発生部材を有する回転子と、複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子とを備えた電動機が知られている（特許文献１参照）。 Conventionally, a rotor having a magnetic flux generating member that generates a magnetic flux corresponding to a plurality of different magnetic poles on its surface and a plurality of current magnetic fields corresponding to the plurality of magnetic poles are added together, and the rotor There is known an electric motor including a stator to which an electric current is applied so that the motor can be rotated (see Patent Document 1).
しかしながら、特許文献１の技術では、複数の磁極数に相当する磁石磁束を組み合わせた際に生じる、トルクに寄与しない高調波成分の影響によって、モータの損失が増加し、電動機の効率が低下してしまうという問題点があった。 However, in the technique of Patent Document 1, the loss of the motor increases due to the influence of the harmonic component that does not contribute to the torque generated when the magnetic fluxes corresponding to the plurality of magnetic poles are combined. There was a problem of end.
本発明による電動機は、異なる複数の磁極数に相当する磁石磁束を、その表面に合算して発生させる磁束発生部材を有する回転子と、複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子とを備え、複数の磁極数成分の磁束の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、基本波成分とは異なる高調波成分の比率である歪率が最小となるように設定した。特に、ｎを２以外の偶数とした場合に、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍の場合には、位相差を０に設定し、ｎを３以外の奇数とした場合に、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍の場合には、位相差をπ／ｎに設定したことを特徴とする。
また、本発明による電動機は、異なる複数の磁極数に相当する磁石磁束を、その表面に合算して発生させる磁束発生部材を有する回転子と、複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子と、を備え、複数の磁極数成分の磁束の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、該基本波成分とは異なる高調波成分の比率である歪率が最小となるように設定したものであり、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｓ／ｐ倍（ｓ＞ｐ＞１、かつ、ｓとｐは互いに素）であることを特徴とする。
An electric motor according to the present invention adds a rotor having a magnetic flux generating member that generates magnetic fluxes corresponding to different numbers of magnetic poles on the surface thereof, and a plurality of current magnetic fields corresponding to the number of magnetic poles, And a stator to which a current is applied so that the rotor can be rotated, and the phase difference of the magnetic flux of the plurality of magnetic pole number components is different from the fundamental wave component for the fundamental wave component contributing to magnetic flux generation. The distortion, which is the ratio of harmonic components, was set to be minimum . In particular, when n is an even number other than 2, when the number of pole pairs on the multipole side is n times the number of pole pairs on the small pole side, the phase difference is set to 0 and n is an odd number other than 3. If the number of pole pairs on the multipole side is n times the number of pole pairs on the small pole side, the phase difference is set to π / n .
In addition, the electric motor according to the present invention includes a rotor having a magnetic flux generating member that generates a magnetic flux corresponding to a plurality of different magnetic poles on its surface and a plurality of current magnetic fields corresponding to the plurality of magnetic poles. And a stator to which an electric current is applied so that the rotor can be rotated, and the fundamental wave with respect to the fundamental wave component that contributes to the magnetic flux generation is determined by changing the phase difference of the magnetic flux of the plurality of magnetic pole number components. It is set so that the distortion, which is the ratio of harmonic components different from the components, is minimized, and the number of pole pairs on the multipole side is s / p times the number of pole pairs on the small pole side (s>p> 1 and s and p are relatively prime).
本発明によれば、モータの損失を抑制することができるので、電動機の効率を向上させることができる。 According to the present invention, since the loss of the motor can be suppressed, the efficiency of the electric motor can be improved.
一実施の形態における電動機は、異なる極対数の複数の回転子を一体に統合して形成されている。まず始めに、異なる極対数の複数の回転子を一体に統合した電動機について説明する。 The electric motor in one embodiment is formed by integrally integrating a plurality of rotors having different numbers of pole pairs. First, an electric motor in which a plurality of rotors having different numbers of pole pairs are integrated will be described.
図１（ａ）は、１８スロットのステータ（固定子）１と、６極対の磁石を有するロータ（回転子）２により構成されるモータ３の断面図である。各スロットには、巻線４が集中的に巻かれている。図１（ｂ）は、１８スロットのステータ５と、３極対の磁石を有するロータ６により構成されるモータ７の断面図であり、各スロットには、巻線８が集中的に巻かれている。スロットに巻かれている巻線は、６個おきに配置されている３個が１セット（トータル６セット）となっており、直列、あるいは並列に接続され、その一方が中性点として他の相の一方と接続され、他方は、図示しないインバータの内部で、電源ラインのＰ側・Ｎ側にスイッチング素子を介して接続されている。 FIG. 1A is a cross-sectional view of a motor 3 including an 18-slot stator (stator) 1 and a rotor (rotor) 2 having a six-pole pair of magnets. In each slot, the winding 4 is intensively wound. FIG. 1B is a cross-sectional view of a motor 7 including an 18-slot stator 5 and a rotor 6 having a three-pole magnet, and windings 8 are concentrated around each slot. Yes. The windings wound in the slot are arranged in sets of 3 every 6 pieces in one set (6 sets in total) and are connected in series or in parallel, and one of them is the other as a neutral point. One of the phases is connected, and the other is connected to the P side and the N side of the power supply line via a switching element inside an inverter (not shown).
なお、ステータ１、５は分割されたコアにより構成されているが、分割されていないコアとしてもよいし、スロットレス型であってもよい。また、巻線は、集中巻に限らず分布巻でもよい。 In addition, although the stators 1 and 5 are comprised by the divided | segmented core, it is good also as an undivided core and a slotless type. Further, the winding is not limited to concentrated winding but may be distributed winding.
図１（ｃ）は、図１（ａ）のロータ２を抽出した図であり、図１（ｄ）は、図１（ｂ）のロータ６を抽出した図である。 FIG. 1C is a diagram in which the rotor 2 in FIG. 1A is extracted, and FIG. 1D is a diagram in which the rotor 6 in FIG. 1B is extracted.
図１（ｅ）は、図１（ｃ）に示すロータ２の磁石を内周側に、図１（ｄ）に示すロータ５の磁石を外周側に重ねて配置した図である。図１（ｅ）を見ると、着磁方向の異なる２種類の磁石（Ｎ極、Ｓ極）が幾つかの位置で互いに接している。周知のように、着磁方向の異なる磁石を張り合わせた場合、双方の磁力が同じであれば、磁石が無いものと等価である。 FIG. 1E is a diagram in which the magnet of the rotor 2 shown in FIG. 1C is arranged on the inner peripheral side and the magnet of the rotor 5 shown in FIG. 1D is arranged on the outer peripheral side. Referring to FIG. 1E, two types of magnets (N pole and S pole) having different magnetization directions are in contact with each other at several positions. As is well known, when magnets having different magnetization directions are bonded together, if both magnetic forces are the same, it is equivalent to one without a magnet.
図１（ｆ）は、径方向に見て異なる着磁の磁石が張り合わせてある部分から磁石を排除したモータの断面構成を示す図である。図１（ｆ）に示すように、このモータのロータは、３つのＮ極磁石１１〜１３と、６つのＳ極磁石１４〜１９とを有し、これらの磁石は、３極対と６極対の２種類の極対数を備える２組の磁石として機能する。ここで、３極対、６極対の極対数とは、ロータが一周（０deg〜３６０deg）する間に、ロータ表面に現れる磁束のことである。この場合の２組の磁石は、概念的なものであり、部材が明確に分離されているものではなく、ステータの巻線に供給される複合電流を構成する１つの電流に対して、３極対の磁石のセットとして振る舞う磁石の組が１つあり、複合電流を構成するもう１つの電流に対して、６極対の磁石のセットとして振る舞う磁石の組が１つあることを意味するものであり、各磁石１１〜１３、１４〜１９が同時に双方の組の磁石として機能するものである。これらの磁石１１〜１９が複合磁束を発生する。この場合、基本波３極対、ｎ次基本波６極対（ｎ＝６／３＝２）の複合起磁力分布モータとなる。 FIG. 1 (f) is a diagram showing a cross-sectional configuration of a motor in which magnets are excluded from a portion where magnets with different magnetizations as seen in the radial direction are bonded together. As shown in FIG.1 (f), the rotor of this motor has three N pole magnets 11-13 and six S pole magnets 14-19, and these magnets are 3 pole pairs and 6 poles. It functions as two sets of magnets having two pairs of pole pairs. Here, the number of pole pairs of three-pole pairs and six-pole pairs is magnetic flux that appears on the rotor surface while the rotor makes one round (0 deg to 360 deg). The two sets of magnets in this case are conceptual, the members are not clearly separated, and three poles for one current constituting the composite current supplied to the stator windings. This means that there is one set of magnets that behaves as a set of pairs of magnets, and one set of magnets that behaves as a set of magnets with 6 pole pairs for the other current that constitutes the composite current. The magnets 11 to 13 and 14 to 19 function as both sets of magnets at the same time. These magnets 11-19 generate a composite magnetic flux. In this case, the motor is a composite magnetomotive force distribution motor having a fundamental wave 3 pole pair and an n-order fundamental wave 6 pole pair (n = 6/3 = 2).
なお、図１（ｆ）では、不要な磁石を除去した領域は空間となっており、空気がその領域を占めているが、この空気が占める領域は、磁束を通さない機能を果たしている。すなわち、磁石を除去したこの領域には、鉄などの磁束を通しやすい素材以外の部材を置く必要があるが、通常は、空間（空気）でこと足りる。もちろん、当該領域には、空気以外の磁束を通しにくい部材が設置されていてもかまわない。 In FIG. 1F, the area from which unnecessary magnets are removed is a space, and air occupies that area. The area occupied by this air functions to prevent magnetic flux from passing therethrough. That is, it is necessary to place a member other than a material that easily allows magnetic flux such as iron in this region from which the magnet has been removed, but space (air) is usually sufficient. Of course, a member that is difficult to pass magnetic flux other than air may be provided in the region.
図２は、異なる極対数成分を組み合わせる際の位相の定義について説明するための図である。ここでは、基本波１極対、ｎ次基本波２極対（ｎ＝２）の複合起磁力分布モータを例に挙げて説明する。図２において、Ｎ極の磁束をプラス（＋）、Ｓ極の磁束をマイナス（−）と便宜的に表現し、上から順に、基本波、ｎ次基本波、基本波にｎ次基本波を重畳させた複合波形をそれぞれ示している。 FIG. 2 is a diagram for explaining the definition of the phase when combining different pole pair number components. Here, a description will be given by taking as an example a composite magnetomotive force distribution motor having a fundamental wave 1-pole pair and an n-order fundamental wave 2-pole pair (n = 2). In FIG. 2, the magnetic flux of the N pole is expressed positively (+) and the magnetic flux of the S pole is expressed negatively (−), and the fundamental wave, the nth fundamental wave, and the fundamental wave are arranged in order from the top. Each superimposed composite waveform is shown.
基本波に対して、ｎ次基本波を重畳する場合に、基本波の位相が０度の位置を基準として、ｎ次基本波の０度位置との差を、位相差φと定義する。以下、位相差φによって、複合起磁力分布を得るために必要な磁石数が異なることを説明する。図２に示す例では、複合波形から明らかなように、必要な磁石が３つとなる。 When the nth order fundamental wave is superimposed on the fundamental wave, the difference from the 0 degree position of the nth order fundamental wave is defined as a phase difference φ with reference to the position where the phase of the fundamental wave is 0 degree. Hereinafter, it will be described that the number of magnets necessary for obtaining the composite magnetomotive force distribution varies depending on the phase difference φ. In the example shown in FIG. 2, three magnets are required as is apparent from the composite waveform.
図３（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ、１極対の磁石と２極対の磁石とを、異なる位相差φで配置した場合に、着磁方向の異なる磁石が張り合わせてある部分から磁石を排除して、残った磁石を示す図である。 3 (a) to 3 (c) respectively show a case where magnets having different magnetization directions are bonded to each other when one pole pair magnet and two pole pair magnets are arranged with different phase differences φ. It is a figure which shows the magnet which was excluded and remained.
図３（ａ）は、位相差φを０とした場合である。この場合、磁石数は２となる。一方、図３（ｂ）および（ｃ）は、位相差φが０ではない場合である。この場合、図３（ｂ）および（ｃ）にそれぞれ示すように、磁石数は３となる。 FIG. 3A shows a case where the phase difference φ is zero. In this case, the number of magnets is two. On the other hand, FIGS. 3B and 3C show a case where the phase difference φ is not zero. In this case, the number of magnets is 3, as shown in FIGS. 3 (b) and 3 (c).
一般に、磁石の個数が増える（１個あたりの磁石の大きさは小さくなる）と、磁石端部における磁束漏洩の影響によって起磁力が減少するので、位相差φについては考慮が必要である。 In general, when the number of magnets increases (the size of one magnet decreases), the magnetomotive force decreases due to the influence of magnetic flux leakage at the end of the magnet, so the phase difference φ needs to be considered.
図４は、３極対の磁石４１を外周側に、５極対の磁石４２を内周側に配置した図である。上述したように、異なる磁性の磁石を排除して、同一磁性の磁石のみを残したロータ５１と、９スロットのステータ５２とを備えるモータの断面構成図を図５に示す。 FIG. 4 is a diagram in which a three-pole pair of magnets 41 is disposed on the outer peripheral side and a five-pole pair of magnets 42 is disposed on the inner peripheral side. As described above, FIG. 5 shows a cross-sectional configuration diagram of a motor including the rotor 51 that excludes different magnetic magnets and leaves only the same magnetic magnet, and the 9-slot stator 52.
図６（ａ）は、３極対の磁石を有するロータを回転駆動させるための正弦波の電流波形を、図６（ｂ）は、５極対の磁石を有するロータを回転駆動させるための正弦波の電流波形をそれぞれ示している。ただし、図６（ｂ）は、３極対の磁石に対する５極対の磁石の位相差φをπとした場合の電流波形を示している。また、図６（ｃ）は、図６（ａ）に示す電流波形と図６（ｂ）に示す電流波形とを複合させた複合電流の波形の一例を示している。図６（ｃ）に示すような複合電流をティースに巻かれた巻線に流すことにより、３極対と５極対のロータのトルクを合算したトルクを得ることができる。 6A shows a sine wave current waveform for rotationally driving a rotor having a three-pole pair magnet, and FIG. 6B shows a sine wave for driving a rotor having a five-pole pair magnet. Wave current waveforms are shown respectively. However, FIG. 6B shows a current waveform when the phase difference φ of the five-pole pair magnet with respect to the three-pole pair magnet is π. FIG. 6C shows an example of a composite current waveform obtained by combining the current waveform shown in FIG. 6A and the current waveform shown in FIG. By causing a composite current as shown in FIG. 6C to flow through the winding wound around the teeth, a torque obtained by adding the torques of the rotors of the three-pole pair and the five-pole pair can be obtained.
なお、この極対数の組み合わせでは、磁石数は合計６個となっている（図５参照）。ここで、スロット数に対して、極対数が決まったときの巻線係数について説明する。ここでの巻線係数とは、短節係数のことであり、その値が大きいほど、トルク特性に優れていることを示す。 In this combination of pole pairs, the total number of magnets is six (see FIG. 5). Here, the winding coefficient when the number of pole pairs is determined with respect to the number of slots will be described. The winding coefficient here is a short-pitch coefficient, and the larger the value, the better the torque characteristics.
図７は、極対数およびスロット数と、巻線係数との関係を示す図である。横軸が極対数を、縦軸がスロット数をそれぞれ示している。上述した９スロット３極対の場合の巻線係数は、０．８６６であり、９スロット５極対の場合の巻線係数は、０．９８５と高い値になっており、トルク特性に優れている。 FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the number of pole pairs and the number of slots and the winding coefficient. The horizontal axis indicates the number of pole pairs, and the vertical axis indicates the number of slots. The winding coefficient in the case of the 9-slot 3-pole pair described above is 0.866, and the winding coefficient in the case of the 9-slot 5-pole pair is as high as 0.985, which is excellent in torque characteristics. Yes.
本実施の形態では、異なる極対数を組み合わせる際の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、磁束発生に寄与しない高調波成分の比率として定義される歪率が最小となるように設定する。以下、歪率について説明する。 In the present embodiment, the phase difference when combining different pole pairs is set so that the distortion rate defined as the ratio of the harmonic component that does not contribute to magnetic flux generation to the fundamental wave component that contributes to magnetic flux generation is minimized. To do. Hereinafter, the distortion rate will be described.
基本波の歪率δｂは、次式（１）により定義される。 The distortion factor δb of the fundamental wave is defined by the following equation (1).
また、ｎ次基本波の歪率δｎは、次式（２）により定義される。 Further, the distortion factor δn of the nth-order fundamental wave is defined by the following equation (2).
ここで、複合磁石配置時の磁束密度波形は、次式（３）により表される。 Here, the magnetic flux density waveform when the composite magnet is arranged is expressed by the following equation (3).
ただし、ｘは位相、φは上述した基本波に対するｎ次基本波の位相差である。 Where x is the phase and φ is the phase difference of the nth-order fundamental wave with respect to the fundamental wave described above.
以下では、極対数ｐ、極対数ｓ（ｐ＜ｓ）の磁石を組み合わせる場合において、少極側の極対数ｐに対する多極側の極対数ｓの割合ｎ（ｎ＝ｓ／ｐ）が整数であるか、分数であるかで場合分けをして、式（１）および式（２）で定義される歪率を算出する。 Hereinafter, in the case of combining magnets having the number of pole pairs p and the number of pole pairs s (p <s), the ratio n (n = s / p) of the number of pole pairs s on the multipole side to the number p of pole pairs on the small pole side is an integer. The case is divided according to whether it is a fraction or not, and the distortion rate defined by the equations (1) and (2) is calculated.
＜ｎが整数で、かつ、偶数の場合＞
ｎが偶数の場合、複合波形に含まれる第ｍ次の振幅について考える。式（３）より、ｋは奇数なので、ｎが偶数の場合には、任意のｎおよびｋにおいて、式（３）の第１項および第２項は独立である。従って、
・ｍ＝１、３、５、…の時、第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（４）で表される。
<When n is an integer and an even number>
When n is an even number, consider the m-th order amplitude included in the composite waveform. Since k is an odd number from the equation (3), when n is an even number, the first and second terms of the equation (3) are independent at any n and k. Therefore,
When m = 1, 3, 5,..., The m-th order amplitude Ac_m is expressed by the following equation (4).
・ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…の時、第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、ｋ＝ｍ／ｎの場合のみ存在し、次式（５）で表される。 When m = n, 3n, 5n,..., The mth-order amplitude Ac_m exists only when k = m / n, and is expressed by the following equation (5).
ここで、各次数の振幅を整理すると、基本波の振幅は２／π、ｎ次基本波の振幅は２／πである。また、高調波の振幅は、
・ｍ＝１、３、５、…の場合は、２／（πｍ）
・ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…の場合は、２ｎ／（πｍ）
である。
Here, when the amplitudes of the respective orders are arranged, the amplitude of the fundamental wave is 2 / π, and the amplitude of the nth-order fundamental wave is 2 / π. The harmonic amplitude is
・ When m = 1, 3, 5,..., 2 / (πm)
・ In the case of m = n, 3n, 5n,..., 2n / (πm)
It is.
従って、基本波歪率δｂ、δｎはそれぞれ、式（１）、（２）より、次式（６）、（７）で表される。 Accordingly, the fundamental wave distortion rates δb and δn are expressed by the following equations (6) and (7) from the equations (1) and (2), respectively.
＜ｎが整数で、かつ、奇数の場合＞
ｎが奇数の場合、式（３）の第２項ｎｋも奇数となるため、第１項のみで記述される場合と、第１項および第２項の和で記述される場合に分けて考察する必要がある。
<When n is an integer and is an odd number>
When n is an odd number, the second term nk in equation (3) is also an odd number, so that consideration is given separately for the case where only the first term is described and the case where it is described by the sum of the first and second terms. There is a need to.
ｍ＝１、３、５、…であって、かつ、ｍ≠ｎ×ｋの場合、第ｍ次の項は、式（３）において、ｋ＝ｍの時のみ存在し得るので、第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（８）で表される。 If m = 1, 3, 5,... and m ≠ n × k, the m-th order term can exist only when k = m in equation (3). Is expressed by the following equation (8).
また、ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…の時に、第ｍ次の項は、ｋ＝ｍの場合、および、ｋ＝ｍ／ｎの場合において、それぞれ以下の式（９）、（１０）の合成関数の振幅で表される。 Further, when m = n, 3n, 5n,..., The m-th order terms are expressed by the following equations (9) and (10) when k = m and k = m / n, respectively. Expressed by the amplitude of the composite function.
式（９）および（１０）の合成関数の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（１１）で表される。 The amplitude Ac_m of the synthesis function of the equations (9) and (10) is expressed by the following equation (11).
ここで、各次数の振幅を整理すると、基本波の振幅は、２／π、ｎ次基本波の振幅は２／（πｎ）×｛ｎ2＋２ｎｃｏｓ（−ｎφ）＋１｝1/2と表される。また、高調波の振幅は、
・ｍ＝１、３、５、…で、かつ、ｍ≠ｎｋの場合に、２／（πｍ）
・ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…の場合に、２／（πｍ）×｛ｎ2＋２ｎｃｏｓ（−ｍφ）＋１｝1/2
である。
Here, when the amplitudes of the respective orders are arranged, the amplitude of the fundamental wave is expressed as 2 / π, and the amplitude of the nth-order fundamental wave is expressed as 2 / (πn) × {n 2 + 2n cos (−nφ) +1} 1/2. The The harmonic amplitude is
When m = 1, 3, 5,... And m ≠ nk, 2 / (πm)
When m = n, 3n, 5n,..., 2 / (πm) × {n 2 + 2n cos (−mφ) +1} 1/2
It is.
従って、基本波歪率δｂおよびｎ次基本波歪率δｎは、それぞれ、次式（１２）、（１３）で表される。 Therefore, the fundamental wave distortion rate δb and the nth order fundamental wave distortion rate δn are expressed by the following equations (12) and (13), respectively.
＜ｎが分数の場合＞
基本波の極対数ｐおよびｓが互いに素な自然数であり、ｎ（ｎ＝ｓ／ｐ）が分数になる場合、複合磁束密度波形は、次式（１４）により表される。
<When n is a fraction>
When the number of pole pairs p and s of the fundamental wave is a prime natural number and n (n = s / p) is a fraction, the composite magnetic flux density waveform is expressed by the following equation (14).
式（１４）より、ｐｋ1≠ｓｋ2の場合には、第１項および第２項は独立の次数となるが、ｐｋ1＝ｓｋ2が成立する条件下でのみ、第ｍ次の振幅は、第１項および第２項によって構成される合成関数の振幅となる。 From equation (14), when pk 1 ≠ sk 2 , the first and second terms are independent orders, but the m-th order amplitude is only under the condition that pk 1 = sk 2 holds. , The amplitude of the synthesis function constituted by the first and second terms.
ここで、ｋ＝１、３、５、…の条件下で、ｐｋ1＝ｓｋ2が成立するためには、次式（１５）が成り立つ必要があり、ｐおよびｓがいずれも奇数の場合にのみ、成立することがわかる。 Here, in order for pk 1 = sk 2 to be satisfied under the conditions of k = 1, 3, 5,..., The following equation (15) must be satisfied, and when p and s are both odd numbers: You can see that it only holds.
以下では、ｐ、ｓのうち、少なくとも一方が偶数の場合、および、ｐ、ｓの両方が奇数の場合に場合分けをして説明する。 In the following, a case will be described in which at least one of p and s is an even number, and when both p and s are odd numbers.
＜＜ｐ、ｓのうち、少なくとも一方が偶数の場合＞＞
この場合、式（１５）が成り立たないので、式（１４）の第１項および第２項が独立の次数をとる。ｍ＝ｐ・ｇ（ｇ＝１、３、５、…）の次数成分が生じるのは、ｋ＝ｍ／ｐの場合のみであり、その第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（１６）で表される。
<< When at least one of p and s is an even number >>
In this case, since Equation (15) does not hold, the first and second terms of Equation (14) take independent orders. The order component of m = p · g (g = 1, 3, 5,...) occurs only when k = m / p, and the m-th order amplitude Ac_m is given by the following equation (16). expressed.
また、ｍ＝ｓ・ｇ（ｇ＝１、３、５、…）の次数成分が生じるのは、ｋ＝ｍ／ｓの場合のみであり、その第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（１７）で表される。 The order component of m = s · g (g = 1, 3, 5,...) Is generated only when k = m / s, and the m-th order amplitude Ac_m is expressed by the following equation (17). ).
ここで、各次数の振幅を整理すると、基本波の振幅は、２／π、ｎ次基本波の振幅は２／π、高調波の振幅は、
・ｍ＝ｐｇ（ｇ＝１、３、５、…）の場合に、２ｐ／（πｍ）
・ｍ＝ｓｇ（ｇ＝１、３、５、…）の場合に、２ｓ／（πｍ）
となる。
Here, when the amplitude of each order is arranged, the amplitude of the fundamental wave is 2 / π, the amplitude of the nth-order fundamental wave is 2 / π, and the amplitude of the harmonic wave is
2p / (πm) when m = pg (g = 1, 3, 5,...)
・ When m = sg (g = 1, 3, 5,...), 2 s / (πm)
It becomes.
従って、ｐ次基本波歪率δｐ、およびｓ次基本波歪率δｓは、次式（１８）、（１９）のように表される。 Accordingly, the p-order fundamental wave distortion rate δp and the s-order fundamental wave distortion rate δs are expressed as in the following equations (18) and (19).
＜＜ｐ、ｓ共に奇数の場合＞＞
ｐ、ｓ共に奇数の場合、式（１４）より、ｐｋ1≠ｓｋ2の場合には、第１項および第２項は独立の次数となるが、ｋ＝１、３、５、…の条件下でｐｋ1＝ｓｋ2が成立する場合のみ、第ｍ次の振幅は、第１項および第２項によって構成される合成関数の振幅となる。つまり、ｋ1＝ｓｇ、ｋ2＝ｐｇ（ただし、ｇ＝１、３、５、…）の場合に、第ｍ次（ただし、ｍ＝ｐｓｇ）の振幅は、次式（２０）、（２１）の合成関数の振幅となる。
<< When p and s are both odd >>
When both p and s are odd numbers, from equation (14), if pk 1 ≠ sk 2 , the first and second terms are independent orders, but the condition of k = 1, 3, 5,. Only when pk 1 = sk 2 holds below, the m-th order amplitude is the amplitude of the composite function constituted by the first and second terms. That is, when k 1 = sg and k 2 = pg (where g = 1, 3, 5,...), The m-th order (where m = psg) amplitude is expressed by the following equations (20), (21 ) Of the composite function.
式（２０）および（２１）の合成関数の振幅は、次式（２２）で表される。 The amplitude of the synthesis function of equations (20) and (21) is expressed by the following equation (22).
ｐｋ1≠ｓｋ2の場合、ｍ＝ｐｇ（ｇ＝１、３、５、…）の次数成分が生じるのは、ｋ＝ｍ／ｐの場合のみであり、その第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（２３）で表される。 When pk 1 ≠ sk 2 , the order component of m = pg (g = 1, 3, 5,...) occurs only when k = m / p, and the m-th order amplitude Ac_m is It is represented by the following formula (23).
また、ｍ＝ｓｇ（ｇ＝１、３、５、…）の次数成分が生じるのは、ｋ＝ｍ／ｓの場合のみであり、その第ｍ次の振幅Ａｃ＿ｍは、次式（２４）で表される。 Further, the order component of m = sg (g = 1, 3, 5,...) Is generated only when k = m / s, and the m-th order amplitude Ac_m is expressed by the following equation (24). expressed.
ここで、各次数の振幅を整理すると、基本波の振幅は、２／π、ｎ次基本波の振幅は２／π、高調波の振幅は、
・ｍ＝ｐｇ（ｇ＝１、３、５、…）の場合（ただし、ｍ≠ｐｓｇ）に、２ｐ／（πｍ）
・ｍ＝ｓｇ（ｇ＝１、３、５、…）の場合（ただし、ｍ≠ｐｓｇ）に、２ｓ／（πｍ）
・ｍ＝ｐｓｇ（ｇ＝１、３、５、…）の場合に、２／（πｍ）×｛ｐ2＋２ｐｓ×ｃｏｓ（−ｍφ）＋ｓ2｝1/2
である。
Here, when the amplitude of each order is arranged, the amplitude of the fundamental wave is 2 / π, the amplitude of the nth-order fundamental wave is 2 / π, and the amplitude of the harmonic wave is
When m = pg (g = 1, 3, 5,...) (Where m ≠ psg), 2p / (πm)
When m = sg (g = 1, 3, 5,...) (Where m ≠ psg), 2 s / (πm)
When m = psg (g = 1, 3, 5,...), 2 / (πm) × {p 2 +2 ps × cos (−mφ) + s 2 } 1/2
It is.
従って、ｐ次基本波歪率δｐ、およびｓ次基本波歪率δｓは、次式（２５）、（２６）のように表される。 Accordingly, the p-order fundamental wave distortion rate δp and the s-order fundamental wave distortion rate δs are expressed as in the following equations (25) and (26).
図８は、ｎ（ｎ＝ｓ／ｐ）が整数、分数のそれぞれの場合の歪率をまとめた図である。図８から明らかなように、組み合わせ次数ｎが整数で、かつ奇数の場合の基本波（式（１２））、および、ｎ次基本波の歪率（式（１３））、組み合わせ次数ｎが分数で、かつ、ｐおよびｓがそれぞれ奇数の場合の歪率（式（２５）、（２６））は、組み合わせ位相差φに依存する関数となるが、それ以外の歪率については、位相差φには依存しない。ただし、上述したように、組み合わせ位相差φによって、磁石の個数が異なるため、それぞれの得失が生じる。 FIG. 8 is a table summarizing the distortion rates when n (n = s / p) is an integer and a fraction. As is clear from FIG. 8, the fundamental wave (equation (12)) when the combination order n is an integer and an odd number, the distortion factor of the n-order fundamental wave (equation (13)), and the combination order n is a fraction. In addition, the distortion rate (equations (25) and (26)) when p and s are odd numbers is a function depending on the combination phase difference φ, but for other distortion rates, the phase difference φ Does not depend on However, as described above, since the number of magnets differs depending on the combination phase difference φ, there are advantages and disadvantages.
ｎが整数で、かつ、偶数の場合、歪率は組み合わせ位相差φに依存しない。この場合、組み合わせ位相差φを０に設定することにより、配置する磁石の個数が必要最低限となるため、磁石端部での磁束漏洩による起磁力の低下を抑制することができ、また、組立作業性も向上する。 When n is an integer and an even number, the distortion does not depend on the combined phase difference φ. In this case, by setting the combination phase difference φ to 0, the number of magnets to be arranged is minimized, so that a decrease in magnetomotive force due to magnetic flux leakage at the magnet end can be suppressed. Workability is also improved.
また、式（１３）、（２５）、（２６）から分かるように、組み合わせ次数ｎが小さければ小さいほど、歪率は小さくなる。従って、歪率が最も小さくなる極対数の組み合わせは、組み合わせ次数ｎが整数でかつ奇数の場合には、１：３となり、組み合わせ次数が分数で、かつ、次数ｐおよびｓがそれぞれ奇数の場合は、３：５となる。また、歪率が最も小さくなる位相差φは、ｃｏｓ（−ｍφ）が−１になる時であって、極対数が１：３の場合には、φ＝π／ｍ、３π／ｍ、５π／ｍ、…（ただし、ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…）であり、極対数が３：５の場合には、φ＝π／ｍ、３π／ｍ、５π／ｍ、…（ただし、ｍ＝ｐｓ、３ｐｓ、５ｐｓ、…）である。 Further, as can be seen from the equations (13), (25), and (26), the smaller the combination order n, the smaller the distortion rate. Therefore, the combination of pole pairs with the smallest distortion is 1: 3 when the combination order n is an integer and an odd number, and the combination order is a fraction and the orders p and s are odd numbers respectively. 3: 5. The phase difference φ with the smallest distortion is when cos (−mφ) is −1, and when the number of pole pairs is 1: 3, φ = π / m, 3π / m, 5π. (Where m = n, 3n, 5n,...), And when the number of pole pairs is 3: 5, φ = π / m, 3π / m, 5π / m,. = Ps, 3ps, 5ps, ...).
図９は、位相差φに応じて、組み合わせる極対数の比が１：３の場合（組み合わせ次数ｎ＝３）のときの基本波（ｐ＝１）の歪率と、ｎ次基本波（ｎ＝３）の歪率とを示す図である。上述したように、位相差φ＝π／ｍ、３π／ｍ、５π／ｍ、…（ただし、ｍ＝ｎ、３ｎ、５ｎ、…）のときに、基本波の歪率は最小となるので、ｎ＝３の場合には、図９に示すように、π／３、π、５π／３の時に、歪率は最小となる。 FIG. 9 shows the distortion factor of the fundamental wave (p = 1) when the ratio of pole pairs to be combined is 1: 3 (combination order n = 3) and the n-th order fundamental wave (n FIG. 3 is a diagram showing a distortion rate of 3). As described above, when the phase difference φ = π / m, 3π / m, 5π / m,... (However, m = n, 3n, 5n,...), The distortion of the fundamental wave is minimized. In the case of n = 3, as shown in FIG. 9, the distortion is minimum when π / 3, π, and 5π / 3.
特に、ｎ＝３の時に、位相差φをπとすることにより、着磁方向の異なる磁石が張り合わせてある部分から磁石を排除することによって配置される磁石の数を必要最低限とすることができる。これにより、磁石端部での磁束漏洩による起磁力の低下を抑制することができ、また、組立作業性も向上する。 In particular, when n = 3, by setting the phase difference φ to π, it is possible to minimize the number of magnets to be arranged by excluding magnets from the portion where magnets with different magnetization directions are bonded. it can. Thereby, the fall of the magnetomotive force by the magnetic flux leakage in a magnet edge part can be suppressed, and assembly workability | operativity also improves.
図１０（ａ）は、位相差を０とした場合に、様々な極対数の基本波とｎ次基本波とを組み合わせた際の基本波歪率の一例を示す図である。また、図１０（ｂ）は、位相差を０とした場合に、様々な極対数の基本波とｎ次基本波とを組み合わせた際のｎ次基本波歪率の一例を示す図である。この場合、図１０（ａ）に示すように、３次基本波、５次基本波の組み合わせの時に、歪率は最も大きくなる。また、基本波およびｎ次基本波のいずれかの次数が偶数の場合には、いずれの次数も奇数の場合に比べて、歪率は相対的に小さい。さらに、基本波およびｎ次基本波ともに、次数を大きくすることにより、歪率は小さくなる。 FIG. 10A is a diagram illustrating an example of a fundamental wave distortion rate when a fundamental wave having various pole pairs and an nth-order fundamental wave are combined when the phase difference is zero. FIG. 10B is a diagram illustrating an example of an nth-order fundamental wave distortion rate when a fundamental wave having various pole pairs and an n-th order fundamental wave are combined when the phase difference is zero. In this case, as shown in FIG. 10 (a), the distortion rate becomes the largest when the third order fundamental wave and the fifth order fundamental wave are combined. Also, when the order of either the fundamental wave or the n-th order fundamental wave is an even number, the distortion is relatively small compared to the case where any order is an odd number. Furthermore, by increasing the order of both the fundamental wave and the nth-order fundamental wave, the distortion rate is reduced.
図１１（ａ）は、位相差をπとした場合に、様々な極対数の基本波とｎ次基本波とを組み合わせた際の基本波歪率の一例を示す図である。また、図１１（ｂ）は、位相差をπとした場合に、様々な極対数の基本波とｎ次基本波とを組み合わせた際のｎ次基本波歪率の一例を示す図である。この場合、１次基本波、３次基本波の組み合わせの時に、基本波歪率は最も小さくなり、３次基本波、５次基本波の組み合わせの時に、ｎ次基本波歪率は最も小さくなる。基本波およびｎ次基本波のいずれかの次数が偶数の場合には、いずれの次数も奇数の場合に比べて、歪率は相対的に大きくなる。さらに、基本波およびｎ次基本波ともに、次数を小さくすることにより、歪率は小さくなる。 FIG. 11A is a diagram illustrating an example of a fundamental wave distortion rate when a fundamental wave of various pole pairs and an nth-order fundamental wave are combined when the phase difference is π. FIG. 11B is a diagram illustrating an example of an nth-order fundamental wave distortion rate when combining a fundamental wave having various pole pairs and an nth-order fundamental wave when the phase difference is π. In this case, the fundamental distortion is the smallest when the primary fundamental wave and the third fundamental wave are combined, and the nth fundamental fundamental distortion is the smallest when the third fundamental wave and the fifth fundamental wave are combined. . When the order of either the fundamental wave or the nth-order fundamental wave is an even number, the distortion rate is relatively large as compared with the case where any order is an odd number. Further, by reducing the order of both the fundamental wave and the nth-order fundamental wave, the distortion rate is reduced.
ここで、図７に示すように、スロット数ＳＬが偶数の場合、極対数ＳＬ／２のときに、巻線係数は１．０で最大となり、極対数がＳＬ／２から離れていくに従って、巻線係数が小さくなる。従って、ステータのスロット数ＳＬが偶数の場合、多極側の極対数をＳＬ／２＋１、少極側の極対数をＳＬ／２−１とすることにより、多極側および少極側の巻線係数をそれぞれ高く設定する設定することができ、高いトルク特性を得ることができる。 Here, as shown in FIG. 7, when the number of slots SL is an even number, when the number of pole pairs is SL / 2, the winding coefficient is maximum at 1.0, and as the number of pole pairs increases from SL / 2, Winding factor is reduced. Therefore, when the number of slots SL of the stator is an even number, the number of pole pairs on the multipole side is SL / 2 + 1, and the number of pole pairs on the small pole side is SL / 2-1. Each coefficient can be set to be high, and high torque characteristics can be obtained.
また、スロット数ＳＬが偶数で、かつ、ＳＬ／２も偶数の場合、多極側の極対数をＳＬ／２＋１、少極側の極対数をＳＬ／２−１とすると、極対数はそれぞれ奇数となり、かつ、互いに素な自然数となる。従って、上述したように、位相差φ＝π／ｍ、３π／ｍ、５π／ｍ、…（ただし、ｍ＝ｐｓ、３ｐｓ、５ｐｓ、…）の時に、歪率は小さくなるので、位相差φをπ／ｐｓとすることにより、歪率を小さくしつつ、高いトルク特性を得ることができる。 Further, when the number of slots SL is an even number and SL / 2 is an even number, assuming that the number of pole pairs on the multipole side is SL / 2 + 1 and the number of pole pairs on the small pole side is SL / 2-1, the number of pole pairs is odd. And become a relatively prime natural number. Therefore, as described above, when the phase difference φ = π / m, 3π / m, 5π / m,... (Where m = ps, 3 ps, 5 ps,...), The distortion rate becomes small. By setting π / ps, high torque characteristics can be obtained while reducing the distortion rate.
また、スロット数ＳＬが奇数の場合、図７より、多極側の極対数を（ＳＬ＋１）／２、少極側の極対数を（ＳＬ−１）／２とすることにより、多極側および少極側それぞれの巻線係数を高く設定することができ、高いトルク特性を得ることができる。 When the number of slots SL is an odd number, the number of pole pairs on the multipole side is (SL + 1) / 2, and the number of pole pairs on the small pole side is (SL-1) / 2. The winding coefficient on each of the small pole sides can be set high, and high torque characteristics can be obtained.
一実施の形態における電動機によれば、異なる複数の磁極数に相当する磁石磁束を、その表面に合算して発生させる磁束発生部材を有する回転子と、複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子とを備えた電動機であって、複数の磁極数成分の磁束の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、基本波成分とは異なる高調波成分の比率である歪率が最小となるように設定した。これにより、電動機の鉄損を低減して、電動機の効率を向上させることができる。 According to the electric motor in one embodiment, a rotor having a magnetic flux generating member that generates a magnetic flux corresponding to a plurality of different magnetic poles on its surface and a plurality of current magnetic fields corresponding to the plurality of magnetic poles. And a stator that is supplied with a current so that the rotor can be rotated, and a fundamental wave that contributes to the generation of magnetic flux by the phase difference of the magnetic fluxes of a plurality of magnetic pole number components. The distortion rate, which is the ratio of the harmonic component different from the fundamental wave component to the component, was set to be minimum. Thereby, the iron loss of an electric motor can be reduced and the efficiency of an electric motor can be improved.
また、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍（ｎは偶数）であり、かつ、位相差を０に設定するので、配置する磁石の個数が必要最低限となり、磁石端部での磁束漏洩による起磁力の低下を抑制することができる。また、配置する磁石の個数を必要最低限とすることにより、組立作業性も向上する。 In addition, since the number of pole pairs on the multipole side is n times (n is an even number) with respect to the number of pole pairs on the small pole side, and the phase difference is set to 0, the number of magnets to be arranged becomes the minimum necessary, A decrease in magnetomotive force due to magnetic flux leakage at the magnet end can be suppressed. Further, assembly workability is improved by minimizing the number of magnets to be arranged.
多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍（ｎは奇数）であり、かつ、位相差をπ／ｎに設定することにより、トルクに寄与しない高調波成分の含有率である歪率を低くすることができる。これにより、電動機の鉄損を低減して、電動機の効率を向上させることができる。特に、ｎ＝３とすることにより、歪率をより小さくすることができる。また、ｎ＝３であって、かつ、位相差をπとすることにより、結果的に配置する磁石の数を必要最低限とすることができるので、磁石端部での磁束漏洩による起磁力の低下を抑制することができ、また、組立作業性も向上する。 Content ratio of harmonic components that do not contribute to torque by setting the number of pole pairs on the multipole side to n times (n is an odd number) compared to the number of pole pairs on the small pole side and setting the phase difference to π / n The distortion rate can be reduced. Thereby, the iron loss of an electric motor can be reduced and the efficiency of an electric motor can be improved. In particular, by setting n = 3, the distortion rate can be further reduced. Moreover, since n = 3 and the phase difference is set to π, the number of magnets to be arranged can be minimized as a result. The decrease can be suppressed, and the assembly workability is also improved.
また、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｓ／ｐ倍（ｓ＞ｐ＞１、かつ、ｓとｐは互いに素）とすることにより、ｓ／ｐが整数となる場合に比べて、少極側および多極側の極対数をそれぞれ巻線係数の高い極対数に設定することができる。これにより、歪率を低く抑えつつ、高いトルク特性を得ることができる。 In addition, when the number of pole pairs on the multipole side is s / p times the number of pole pairs on the small pole side (s> p> 1, and s and p are relatively prime), s / p becomes an integer. Compared to the case, the number of pole pairs on the small pole side and the multipole side can be set to the number of pole pairs having a high winding coefficient. As a result, high torque characteristics can be obtained while keeping the distortion rate low.
さらに、スロット数ＳＬを偶数とした場合に、多極側の極対数をＳＬ／２＋１、少極側の極対数をＳＬ／２−１とすることにより、多極側および少極側の巻線係数をそれぞれ高く設定する設定することができるので、歪率を低く抑えつつ、高いトルク特性を得ることができる。 Further, when the number of slots SL is an even number, the number of pole pairs on the multipole side is SL / 2 + 1, and the number of pole pairs on the small pole side is SL / 2-1, so Since the coefficients can be set to be high, high torque characteristics can be obtained while keeping the distortion rate low.
また、スロット数ＳＬが偶数で、かつ、ＳＬ／２も偶数の場合、多極側の極対数をＳＬ／２＋１、少極側の極対数をＳＬ／２−１とすることにより、歪率を小さくしつつ、高いトルク特性を得ることができる。 When the number of slots SL is an even number and SL / 2 is an even number, the number of pole pairs on the multipole side is SL / 2 + 1, and the number of pole pairs on the small pole side is SL / 2-1, thereby reducing the distortion rate. High torque characteristics can be obtained while reducing the size.
スロット数ＳＬが奇数の場合には、多極側の極対数を（ＳＬ＋１）／２、少極側の極対数を（ＳＬ−１）／２とすることにより、多極側および少極側それぞれの巻線係数を高く設定することができ、高いトルク特性を得ることができる。 When the number of slots SL is an odd number, the number of pole pairs on the multipole side is (SL + 1) / 2, and the number of pole pairs on the small pole side is (SL-1) / 2. Can be set high, and high torque characteristics can be obtained.
また、多極側の極対数ｓおよび少極側の極対数ｐが共に奇数の場合に、位相差をπ／（ｓｐ）に設定することにより、歪率を小さくすることができる。特に、ｓ＝５、ｐ＝３とすることにより、歪率を最も小さくすることができ、鉄損の小さい高効率の電動機とすることができる。 When the number of pole pairs s on the multipole side and the number p of pole pairs on the small pole side are both odd numbers, the distortion can be reduced by setting the phase difference to π / (sp). In particular, by setting s = 5 and p = 3, the distortion can be minimized, and a high-efficiency electric motor with low iron loss can be obtained.
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、ステータのスロット数、駆動相数、磁束の次数は、上述した一実施の形態で説明した数値に限定されることはない。また、インナーロータ、アウターロータ、アキシャルロータといったモータ形状や、集中巻き、分布巻きといったステータ形状、埋め込み磁石、表面磁石といったロータ形状、分割磁石、棒方磁石、円弧磁石等の磁石形状にも、本発明は依存しない。 The present invention is not limited to the embodiment described above. For example, the number of slots in the stator, the number of drive phases, and the order of magnetic flux are not limited to the numerical values described in the above-described embodiment. Also, the motor shape such as inner rotor, outer rotor and axial rotor, stator shape such as concentrated winding and distributed winding, rotor shape such as embedded magnet and surface magnet, magnet shape such as split magnet, bar magnet, arc magnet etc. The invention is independent.
１…ステータ
２…ロータ
３…モータ
４…巻線
５…ステータ
６…ロータ
７…モータ
８…巻線
５１…ロータ
５２…ステータ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Stator 2 ... Rotor 3 ... Motor 4 ... Winding 5 ... Stator 6 ... Rotor 7 ... Motor 8 ... Winding 51 ... Rotor 52 ... Stator
Claims (7)
前記複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、前記回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子と、
を備え、
前記複数の磁極数成分の磁束の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、該基本波成分とは異なる高調波成分の比率である歪率が最小となるように設定したものであり、
ｎを２以外の偶数とした場合に、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍の場合には、前記位相差を０に設定し、ｎを３以外の奇数とした場合に、多極側の極対数が少極側の極対数に対してｎ倍の場合には、前記位相差をπ／ｎに設定したことを特徴とする電動機。 A rotor having a magnetic flux generating member for generating a magnetic flux corresponding to a plurality of different magnetic poles on its surface;
A stator to which a plurality of current magnetic fields corresponding to the number of magnetic poles are added and to which a current is applied so that the rotor can be rotated;
With
The phase difference of the magnetic flux of the plurality of magnetic pole number components is set so that the distortion, which is the ratio of the harmonic component different from the fundamental wave component, to the fundamental wave component contributing to magnetic flux generation is minimized . ,
When n is an even number other than 2, and the number of pole pairs on the multipole side is n times the number of pole pairs on the small pole side, the phase difference is set to 0, and n is an odd number other than 3. In this case, when the number of pole pairs on the multipolar side is n times the number of pole pairs on the small pole side, the phase difference is set to π / n .
前記複数の磁極数に対応した複数の電流磁界を合算し、かつ、前記回転子を回転させることができるように電流を与えられる固定子と、
を備え、
前記複数の磁極数成分の磁束の位相差を、磁束発生に寄与する基本波成分に対する、該基本波成分とは異なる高調波成分の比率である歪率が最小となるように設定したものであり、
多極側の極対数が少極側の極対数に対してｓ／ｐ倍（ｓ＞ｐ＞１、かつ、ｓとｐは互いに素）であることを特徴とする電動機。 A rotor having a magnetic flux generating member for generating a magnetic flux corresponding to a plurality of different magnetic poles on its surface;
A stator to which a plurality of current magnetic fields corresponding to the number of magnetic poles are added and to which a current is applied so that the rotor can be rotated;
With
The phase difference of the magnetic flux of the plurality of magnetic pole number components is set so that the distortion, which is the ratio of the harmonic component different from the fundamental wave component, to the fundamental wave component contributing to magnetic flux generation is minimized . ,
An electric motor characterized in that the number of pole pairs on the multipole side is s / p times the number of pole pairs on the small pole side (s>p> 1, and s and p are relatively prime).
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