JP5447590B2 - Rotating machine control device - Google Patents
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Description
本発明は、回転機の各端子に交流電圧を印加する交流電圧印加装置を操作することで、前記回転機を流れる電流を指令値にフィードバック制御する回転機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a rotating machine that feedback-controls a current flowing through the rotating machine to a command value by operating an AC voltage applying apparatus that applies an AC voltage to each terminal of the rotating machine.
電動機（同期機）を流れる電流を制御する制御手法としては、ｄｑ座標系を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するものが周知である。これにより、制御量を直流量として扱うことができるため、フィードバック制御器を容易に設計することができる。 As a control method for controlling the current flowing through the electric motor (synchronous machine), a method of performing feedback control of the current flowing through the dq coordinate system to its command value is well known. Thereby, since the control amount can be handled as a direct current amount, the feedback controller can be easily designed.
ところで、電動機のトルクを一定値とする際にｄｑ座標系において電流が直流量となるためには、電動機のインダクタンスや鎖交磁束等が正確な正弦関数で表現されることが必要となる。このため、実際の電動機におけるインダクタンス等が正弦関数で表現されるものからずれる場合（いわゆる空間高調波を含む場合）、ｄｑ座標系の電流を直流の指令値に制御したのでは、電動機のトルクリップルが大きくなる。 By the way, in order for the current to become a DC amount in the dq coordinate system when the torque of the motor is set to a constant value, it is necessary to express the inductance of the motor, the linkage flux, and the like by an accurate sine function. For this reason, when the inductance or the like in an actual motor deviates from that expressed by a sine function (including so-called spatial harmonics), if the current in the dq coordinate system is controlled to a DC command value, the torque ripple of the motor Becomes larger.
そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、ｄｑ座標系の電流を直流の指令値に高調波指令値を重畳したものに制御するものも提案されている。詳しくは、電動機を流れる電流のｄｑ座標系における値を直流の指令値にフィードバック制御すべくｄｑ軸上の指令電圧を操作するｄｑ電流フィードバック制御に加えて、電動機を流れる電流の高調波成分が直流成分となるように座標変換し、高調波指令値にフィードバック制御すべくｄｑ軸上の指令電圧を操作する高調波ｄｑ軸フィードバック制御を行なっている。 Therefore, conventionally, for example, as can be seen in Patent Document 1 below, there has been proposed a method in which the current in the dq coordinate system is controlled by superimposing a harmonic command value on a DC command value. Specifically, in addition to the dq current feedback control for manipulating the command voltage on the dq axis so as to feedback-control the value in the dq coordinate system of the current flowing through the motor to the DC command value, the harmonic component of the current flowing through the motor is DC Coordinate conversion is performed so as to be a component, and harmonic dq-axis feedback control is performed in which a command voltage on the dq axis is manipulated to feedback control to a harmonic command value.
ただし、上記の場合、ｄｑ軸電流フィードバック制御として、電動機を流れる電流を直流の指令値にフィードバック制御するため、電動機を流れる電流の基本波成分と高調波成分とが基本波の指令値（ｄｑ座標系の直流の指令値）にフィードバック制御されることとなる。このため、ｄｑ軸電流フィードバック制御と高調波ｄｑ軸電流フィードバック制御とで干渉を生じ、ひいては制御が収束しないおそれがある。 However, in the above case, as the dq-axis current feedback control, the current flowing through the motor is feedback-controlled to a DC command value, so that the fundamental wave component and the harmonic component of the current flowing through the motor are fundamental wave command values (dq coordinates). System DC command value). For this reason, interference may occur between the dq-axis current feedback control and the harmonic dq-axis current feedback control, and the control may not converge.
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、前記回転機を流れる電流の高調波成分を指令値により高精度にフィードバック制御することのできる回転機の制御装置の提供にある。 The present invention has been made in the process of solving the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a control device for a rotating machine capable of performing feedback control of a harmonic component of a current flowing through the rotating machine with a command value with high accuracy. On offer.
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effect thereof will be described.
構成１では、回転機（１０）の出力トルクを決定する基本波電流の周波数に同期して回転する基本波回転座標系の成分を算出する基本波回転座標成分算出手段（２７）と、前記基本波回転座標成分算出手段により得られる基本波回転座標系の成分を用いて、基本波電流周波数の整数倍の周波数を有する高調波電流の指令値である高調波指令値を前記基本波電流の指令値である基本波指令値に加算した値に、前記回転機を流れる電流をフィードバック制御する第１制御手段（３２，３４）と、前記高調波電流の周波数に同期して回転する高調波回転座標系の成分を算出する高調波回転座標成分算出手段（４２）と、前記高調波回転座標成分算出手段により得られる高調波回転座標系の成分を用いて、前記高調波電流をフィードバック制御する第２制御手段（４４，４６，５０）と、前記第１制御手段により算出される第１指令電圧と前記第２制御手段により算出される第２指令電圧を加算する手段（５２，５４）と、加算された指令電圧に基づき回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加装置（６０）とを備えることを特徴とする。 In the configuration 1, the rotary machine (10) the fundamental rotating coordinate component calculation means for calculating a component of the fundamental wave rotating coordinate system that rotates in synchronism with the frequency of the fundamental wave current for determining an output torque of (27), wherein Using a component of the fundamental wave rotation coordinate system obtained by the fundamental wave rotation coordinate component calculation means, a harmonic command value, which is a harmonic current command value having a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave current frequency, is obtained. A first control means (32, 34) that feedback-controls a current flowing through the rotating machine to a value added to a fundamental wave command value that is a command value, and a harmonic rotation that rotates in synchronization with the frequency of the harmonic current The harmonic rotation coordinate component calculation means (42) for calculating the component of the coordinate system and the harmonic rotation coordinate system component obtained by the harmonic rotation coordinate component calculation means are used to feedback-control the harmonic current. Control means (44, 46, 50), means (52, 54) for adding the first command voltage calculated by the first control means and the second command voltage calculated by the second control means, and addition And an AC voltage application device (60) for applying an AC voltage to the rotating machine based on the command voltage.
回転機を流れる電流には、高調波成分が含まれ、これには、高調波指令値に追従する成分も含まれる。このため、高調波指令値と基本波指令値との和と回転機を流れる電流との差は、高調波指令値と同一の次数の高調波成分が好適に低減されたものとなる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。 The current flowing through the rotating machine includes a harmonic component, which includes a component that follows the harmonic command value. For this reason, the difference between the sum of the harmonic command value and the fundamental wave command value and the current flowing through the rotating machine is obtained by suitably reducing the harmonic component of the same order as the harmonic command value. In the said invention, it was set as the said setting in view of this point.
構成２では、構成１おいて、前記高調波指令値は、前記高調波回転座標系において直流成分となる次数の高調波電流に加えて、該次数と相違する高調波の指令値を含むことを特徴とする。 In the configuration 2, structure 1 Oite, the harmonic command value, in addition to the orders of the harmonic current that is a DC component in the harmonic rotating coordinate system, to include command value of the harmonic different from the said next number It is characterized by.
構成３では、構成１または２において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値、前記基本波指令値および前記回転機を流れる電流を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする。 In the configuration 3, in the structure 1 or 2, wherein the second control means, the harmonic command value, the current through the fundamental wave command value and the rotating machine, wherein the harmonic by the higher harmonic rotating coordinate component calculation means It is converted to a component in a rotating coordinate system, and feedback control is performed.
回転機を流れる電流のうち高調波以外の部分は、第１制御手段によって基本波指令値に制御される。このため、基本波指令値と回転機を流れる電流との差は、基本波成分が十分に低減されたものとなっていると考えられる。上記発明では、この点に鑑み、基本波指令値を回転座標成分算出手段の入力パラメータとすることで、回転機を流れる電流から高調波成分を抽出するためのハイパスフィルタ等の利用の必要が生じない。 Of the current flowing through the rotating machine, the portion other than the harmonics is controlled to the fundamental wave command value by the first control means. For this reason, it is considered that the difference between the fundamental wave command value and the current flowing through the rotating machine has a sufficiently reduced fundamental wave component. In the above invention, in view of this point, it is necessary to use a high-pass filter or the like for extracting a harmonic component from the current flowing through the rotating machine by using the fundamental wave command value as an input parameter of the rotation coordinate component calculation means. Absent.
構成４では、構成３において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値が前記基本波指令値に加算された値と前記回転機を流れる電流との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする。 In the configuration 4, the structure 3, the second control means, the difference between the current the harmonic command value flows through said rotary machine and added value to the fundamental wave command value, said higher harmonic rotating coordinate component Feedback control is performed by converting into a component in the harmonic rotation coordinate system by a calculation means.
構成５では、構成１または２において、前記第２制御手段は、前記回転機を流れる電流の高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段を備え、前記高調波成分抽出手段の出力と前記高調波指令値を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする。 In Configuration 5, the structure 1 or 2, wherein the second control means comprises a harmonic component extracting means for extracting a harmonic component of the current flowing through the rotating machine, wherein the harmonic output of the harmonic component extracting means A wave command value is converted into a component in the harmonic rotation coordinate system by the harmonic rotation coordinate component calculation means, and feedback control is performed.
上記発明では、高調波成分抽出手段を備えることで、回転座標成分算出手段の入力パラメータとして、基本波成分の除去された電流を適切に取得することができる。 In the above invention, by providing the harmonic component extraction means, the current from which the fundamental wave component is removed can be appropriately acquired as an input parameter of the rotation coordinate component calculation means.
構成６では、構成５において、前記第２制御手段は、前記高調波指令値と前記回転機を流れる電流の高調波成分を抽出した値との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする。 In Configuration 6, in the configuration 5, the second control means, the difference between the extracted values of the harmonic components of the current flowing through the rotating machine and the harmonic command value, by the harmonic rotating coordinate component calculation means The feedback control is performed by converting into a component in the harmonic rotation coordinate system.
構成７では、構成１〜６のいずれかにおいて、前記高調波回転座標系は、前記回転機の１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数の周期を有する回転座標系であることを特徴とする。 In the configuration 7, in the construction 1-6, wherein the harmonic rotational coordinate system, and characterized by a rotating coordinate system having the following number of cycles equal to the number of slots per one electrical angle cycle of the rotary machine To do.
一般に、固定子巻線の収納されるスロットと固定子巻線がまかれる鉄心（ティース）とではパーミアンスが相違するため、回転子の回転に伴ってスロットと鉄心との出現する周期に応じた空間高調波がトルクリップルに与える影響が大きくなる傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、空間高調波のうち特にトルクリップルに与える影響が大きくなると想定される成分を直流成分に変換することができ、ひいては第２制御手段によるこの成分の制御性を向上させる。 Generally, since the permeance is different between the slot in which the stator winding is housed and the iron core (teeth) in which the stator winding is wound, a space corresponding to the period in which the slot and iron core appear as the rotor rotates. The influence of harmonics on torque ripple tends to increase. In the above invention, in view of this point, it is possible to convert a component of the spatial harmonics, which is assumed to have a particularly large effect on the torque ripple, into a direct current component, thereby improving the controllability of this component by the second control means. Let
構成８では、構成１〜７のいずれかにおいて、前記第２制御手段によって用いられる前記高調波回転座標系は、互いに相違する次数の高調波のそれぞれに対応する周期を有する複数の回転座標系であることを特徴とする。 In the configuration 8, in the construction 1-7, wherein the harmonic rotational coordinate system used by the second control means, a plurality of rotating coordinate system having a period corresponding to the respective orders of harmonics different from each other It is characterized by being.
高調波成分はこれを直流成分に変換して指令値に制御することでその制御性を向上させることが容易となる。上記発明では、この点に鑑み、複数の高調波回転座標系を利用することで、互いに相違する次数を有する複数の高調波成分の制御性を向上させることが容易となる。 It becomes easy to improve the controllability of the harmonic component by converting it to a direct current component and controlling it to a command value. In the above invention, in view of this point, it becomes easy to improve controllability of a plurality of harmonic components having different orders by using a plurality of harmonic rotation coordinate systems.
構成９では、構成１〜８のいずれかにおいて、前記基本波回転座標系は、前記基本波電流の周波数に同期して回転するｄｑ座標系であり、前記高調波回転座標系は、前記基本波回転座標系に対し、高調波電流成分の次数倍で回転する高調波ｄｑ座標系であることを特徴とする。 In the configuration 9, in the construction 1-8, the fundamental wave rotating coordinate system is a dq coordinate system rotating in synchronization with the frequency of the fundamental current, the harmonic rotating coordinate system, the basic It is a harmonic dq coordinate system that rotates at the order of the harmonic current component with respect to the wave rotation coordinate system.
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
<First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment to which a control device for a rotating machine according to the present invention is applied will be described with reference to the drawings.
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。 FIG. 1 shows a system configuration according to the present embodiment.
図示される電動機１０は、３相の同期機である。図２に、電動機１０の一部断面構造を示す。なお、図中、「Ｕ」は、各スロットに収容されるＵ相の固定子巻線を示し、「Ｖ」は、各スロットに収容されるＶ相の固定子巻線を示し、「Ｗ」は、各スロットに収容されるＷ相の固定子巻線を示している。図示されるように、本実施形態にかかる電動機１０は、その回転子１２が、「３６０°／４」において一対の磁極を有し、固定子１４が、「３６０°／４」において１２個のスロットを有する。 The illustrated electric motor 10 is a three-phase synchronous machine. FIG. 2 shows a partial cross-sectional structure of the electric motor 10. In the figure, “U” indicates a U-phase stator winding accommodated in each slot, “V” indicates a V-phase stator winding accommodated in each slot, and “W”. Indicates a W-phase stator winding accommodated in each slot. As shown in the drawing, the electric motor 10 according to the present embodiment includes a rotor 12 having a pair of magnetic poles at “360 ° / 4” and a stator 14 having 12 pieces at “360 ° / 4”. Has a slot.
先の図１に示すように、電流センサ１６によって電動機１０を流れる電流のうちＵ相およびＶ相の実電流ｉｕ，ｉｗが検出され、回転角度センサ１８によって電動機１０の回転角度（電気角θ）が検出される。 As shown in FIG. 1, the current sensor 16 detects U-phase and V-phase actual currents iu and iw out of the current flowing through the motor 10, and the rotation angle sensor 18 rotates the rotation angle (electrical angle θ) of the motor 10. Is detected.
基本波指令値設定部２０では、たとえば要求トルク等に基づき、ｄｑ座標系における基本波の指令値（基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｄ軸を界磁の磁束方向とし、ｑ軸をｄ軸方向に直交する方向とする。一方、高調波ＭＡＰ２２では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力とし、高調波の指令値（高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒ）を算出する。ここで、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの変数ｋは、ｄｑ座標系における高調波の次数を示す。本実施形態では、「ｋ＝６ｊ：ｊ＝１，２，３，…」とする。高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒは、電動機１０の空間高調波に起因して、電動機１０を流れる電流が基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなる場合に生じるトルクリップルを低減するための電流に設定される。 The fundamental wave command value setting unit 20 sets fundamental wave command values (fundamental wave command currents idr, iqr) in the dq coordinate system based on, for example, required torque. Here, in the present embodiment, the d-axis is the field magnetic flux direction, and the q-axis is the direction orthogonal to the d-axis direction. On the other hand, the harmonic MAP 22 receives the electrical angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18 and the command currents idr and iqr, and calculates a harmonic command value (harmonic command currents Σidkr and Σiqkr). Here, the variable k of the harmonic command currents Σidkr, Σiqkr indicates the order of the harmonics in the dq coordinate system. In the present embodiment, “k = 6j: j = 1, 2, 3,... Harmonic command currents Σidkr and Σiqkr are set to currents for reducing torque ripple caused when the current flowing through motor 10 becomes fundamental wave command currents idr and iqr due to the spatial harmonics of motor 10. .
ｄ軸電流指令値補正部２４では、ｄ軸上の基本波指令電流ｉｄｒに高調波指令電流Σｉｄｋｒを加算する。ｑ軸電流指令値補正部２６では、ｑ軸上の基本波指令電流ｉｑｒに高調波指令電流Σｉｑｋｒを加算する。一方、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、実電流ｉｕ，ｉｖをｄｑ座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。そして、ｄ軸電流偏差算出部２８では、実電流ｉｄに対するｄ軸電流指令値補正部２４の出力値の差を算出し、ｑ軸電流偏差算出部３０では、実電流ｉｑに対するｑ軸電流指令値補正部２６の出力値の差を算出する。 The d-axis current command value correction unit 24 adds the harmonic command current Σidkr to the fundamental wave command current idr on the d-axis. The q-axis current command value correction unit 26 adds the harmonic command current Σiqkr to the fundamental wave command current iqr on the q-axis. On the other hand, the uvw / dq conversion unit 27 converts the actual currents iu and iv into the actual currents id and iq in the dq coordinate system based on the electrical angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18. The d-axis current deviation calculation unit 28 calculates the difference between the output values of the d-axis current command value correction unit 24 with respect to the actual current id, and the q-axis current deviation calculation unit 30 calculates the q-axis current command value with respect to the actual current iq. The difference between the output values of the correction unit 26 is calculated.
ｄ軸電流フィードバック制御部３２では、ｄ軸電流偏差算出部２８の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒを算出し、ｑ軸電流フィードバック制御部３４では、ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒを算出する。これらｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４を、本実施形態では、比例要素および積分要素の出力同士の和を算出して出力する手段とする。 The d-axis current feedback control unit 32 calculates a first d-axis command voltage vdr as an operation amount for performing feedback control of the output value of the d-axis current deviation calculation unit 28 to zero, and a q-axis current feedback control unit 34. Then, the first q-axis command voltage vqr is calculated as an operation amount for feedback-controlling the output value of the q-axis current deviation calculation unit 30 to zero. In the present embodiment, the d-axis current feedback control unit 32 and the q-axis current feedback control unit 34 are used as means for calculating and outputting the sum of the outputs of the proportional element and the integral element.
一方、ハイパスフィルタ３６は、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分を抽出する。ハイパスフィルタ３６は、実電流ｉｄ，ｉｑについての複数のサンプリング値からそれらの変化を把握することで、高調波成分を抽出するものである。そして、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８では、実電流ｉｄからハイパスフィルタ３６によって抽出された高調波成分と高調波指令電流Σｉｄｋｒとの差が算出され、ｑ軸高調波電流偏差算出部４０では、実電流ｉｑからハイパスフィルタ３６によって抽出された高調波成分と高調波指令電流Σｉｑｋｒとの差が算出される。ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８およびｑ軸高調波電流偏差算出部４０の出力値を、電気角速度のｎ倍の速度で回転する回転座標系であるｄｑｎ座標系に変換する。 On the other hand, the high pass filter 36 extracts harmonic components from the actual currents id and iq. The high-pass filter 36 extracts harmonic components by grasping changes from a plurality of sampling values for the actual currents id and iq. The d-axis harmonic current deviation calculation unit 38 calculates the difference between the harmonic component extracted from the actual current id by the high-pass filter 36 and the harmonic command current Σidkr, and the q-axis harmonic current deviation calculation unit 40 Then, the difference between the harmonic component extracted by the high-pass filter 36 from the actual current iq and the harmonic command current Σiqkr is calculated. In the dq / dqn conversion unit 42, the output values of the d-axis harmonic current deviation calculation unit 38 and the q-axis harmonic current deviation calculation unit 40 are converted into electric values based on the electric angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18. It is converted into a dqn coordinate system that is a rotating coordinate system that rotates at a speed n times the angular velocity.
ここで、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２による変換は、高調波ＭＡＰによる高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒに対応付けて定められる。これは、図３に６次の場合について例示するように、ｄｑ座標系における６ｊ次の高調波電流が、ｕｖｗ座標系における「６ｊ−１」次の高調波電流と「６ｊ＋１」次の高調波電流とのいずれによっても生成可能であることに鑑みた設定である。図３では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波間の互いの位相差を均等とするに際し、Ｕ、Ｗ，Ｖの順にピークがくる場合には５次の場合に、また、Ｕ，Ｖ，Ｗの順にピークがくる場合には７次の場合に、それぞれｄｑ座標系における電流が６次の高調波となることを示している。このため、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒが、ＵＶＷ相におけるいかなる高調波電流を生成するためのものであるかに応じて、ｄｑ／ｄｑｎ変換も２種類存在することとなるため、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒに対応付けてｄｑ／ｄｑｎ変換を設定する必要がある。 Here, the conversion by the dq / dqn conversion unit 42 is determined in association with the harmonic command currents Σidkr, Σiqkr by the harmonic MAP. This is because, as illustrated in FIG. 3 for the 6th order case, the 6jth order harmonic current in the dq coordinate system is the “6j−1” order harmonic current and the “6j + 1” order harmonic in the uvw coordinate system. This setting is based on the fact that it can be generated by any of the currents. In FIG. 3, when equalizing the mutual phase difference between the U, V, and W phase harmonics, the peaks come in the order of U, W, and V, and in the fifth order, and U, V, and W When the peaks come in this order, the current in the dq coordinate system becomes the sixth harmonic in the seventh order. For this reason, since the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr are for generating any harmonic current in the UVW phase, there are two types of dq / dqn conversion. It is necessary to set the dq / dqn conversion in association with Σidkr and Σiqkr.
すなわち、Ｕ相とＶ相とのなす鋭角だけＵ相からＶ相へと回転する方向を正とする場合、ｕｖｗ座標系における「６ｊ−１」次の高調波電流を生成するなら、ｄｑ／ｄｑｎ変換は、以下の式（ｃ１）に示される回転行列によって表現される。 That is, when the direction of rotation from the U phase to the V phase is positive by an acute angle formed by the U phase and the V phase, if a “6j−1” order harmonic current in the uvw coordinate system is generated, dq / dqn The transformation is expressed by a rotation matrix shown in the following formula (c1).
ｄ軸指令電圧加算部５２では、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒに第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒを加算し、ｑ軸指令電圧加算部５４では、第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒに第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒを加算する。ｄｑ／ｕｖｗ変換部５６では、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７の逆変換を行なうことで、ｕ，ｖ，ｗ相のそれぞれの指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを算出する。操作信号生成部５８では、インバータ６０の出力電圧をｕ，ｖ，ｗ相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとするためのインバータ６０の操作信号を生成する。これは、たとえば三角波比較ＰＷＭ処理によって行なうことができる。この操作信号により、電動機１０の各端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続すべくスイッチング素子が操作されることで、インバータ６０によって電動機１０に交流電圧が印加される。 The d-axis command voltage adding unit 52 adds the second d-axis command voltage vdnr to the first d-axis command voltage vdr, and the q-axis command voltage adding unit 54 adds the second d-axis command voltage vdnr to the first q-axis command voltage vqr. Q-axis command voltage vqnr. In the dq / uvw conversion unit 56, the uvw / dq conversion unit 27 performs reverse conversion based on the electrical angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18, so that each of the command voltages of the u, v, and w phases. vur, vvr, vwr are calculated. The operation signal generator 58 generates an operation signal of the inverter 60 for setting the output voltage of the inverter 60 to the u, v, w phase command voltages vur, vvr, vwr. This can be performed by, for example, triangular wave comparison PWM processing. By this operation signal, the switching element is operated to selectively connect each terminal of the electric motor 10 to each of the positive electrode and the negative electrode of the DC voltage source, whereby an AC voltage is applied to the electric motor 10 by the inverter 60.
ここで、本実施形態では、第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒおよび第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒがハイパスフィルタ３６の出力する高調波電流を高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御するための操作量であり、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒや第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒが主に実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分を基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量となる。これは、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値が、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分が十分に低減されたものとなっているからである。なぜなら、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０では、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒが減算される一方、実電流ｉｄ，ｉｑの高調波成分は、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６によって、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御されているからである。このため、ｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４では、実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分を基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御することができる。 In this embodiment, the second d-axis command voltage vdnr and the second q-axis command voltage vqnr are used for feedback control of the harmonic current output from the high-pass filter 36 to the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr. The first d-axis command voltage vdr and the first q-axis command voltage vqr are mainly manipulated to feedback control the fundamental wave components of the actual currents id and iq to the fundamental wave command currents idr and iqr. Become. This is because the output values of the d-axis current deviation calculation unit 28 and the q-axis current deviation calculation unit 30 are obtained by sufficiently reducing the harmonic component from the actual currents id and iq. This is because the d-axis current deviation calculator 28 and the q-axis current deviation calculator 30 subtract the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr from the actual currents id and iq, while the harmonic components of the actual currents id and iq are dn This is because the feedback control is performed on the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr by the shaft current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46. For this reason, the d-axis current feedback control unit 32 and the q-axis current feedback control unit 34 can control the fundamental wave components of the actual currents id and iq to the fundamental wave command currents idr and iqr.
また、本実施形態では、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６がｄｑ／ｄｑｎ変換部４２の出力値をゼロにフィードバック制御するため、ｎ次の高調波については直流成分として扱うことができる。このため、ｎ次の高調波成分の制御性を特に高めることができる。特に、本実施形態では、この次数「ｎ」を、電動機１０の１電気角周期当たりのスロット数に設定する。具体的には、先の図２に示した構成に鑑み、「ｎ＝１２」とする。これは、固定子巻線がまかれる鉄心（ティース）とスロットとのパーミアンスの相違に起因して、電動機１０が１電気角周期回転する間に、１電気角周期辺りのスロット数回、パーミアンスが周期的に変動することに鑑みたものである。この変動に起因した空間高調波がトルクリップルの要因として特に顕著となることから、この空間高調波の影響を十分に低減すべくｄｑｎ座標系の成分でフィードバック制御を行なう。 In the present embodiment, since the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46 perform feedback control of the output value of the dq / dqn conversion unit 42 to zero, the n-order harmonics are regarded as DC components. Can be handled. For this reason, the controllability of the nth-order harmonic component can be particularly improved. In particular, in the present embodiment, the order “n” is set to the number of slots per electrical angle cycle of the electric motor 10. Specifically, in view of the configuration shown in FIG. This is because, due to the difference in permeance between the iron core (teeth) around which the stator winding is wound and the slot, the permeance is generated several times per slot per electric angular period while the motor 10 rotates one electric angular period. This is in view of periodic fluctuations. Since the spatial harmonics resulting from this fluctuation are particularly prominent as a factor of torque ripple, feedback control is performed with components of the dqn coordinate system in order to sufficiently reduce the influence of the spatial harmonics.
なお、本実施形態では、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒを、６の倍数の複数の次数の指令電流を含んで設定したが、これはトルクリップルに影響する空間高調波が６の倍数の高調波であることに鑑みた設定である。 In the present embodiment, the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr are set to include a plurality of orders of command currents that are multiples of 6, but this is because the spatial harmonics that affect torque ripple are harmonics of multiples of 6. This setting is based on the fact that
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒを加算した値に対する実電流ｉｄ，ｉｑの差を第１制御手段（ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ軸電流フィードバック制御部３４）の入力とすることで、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの制御との干渉を回避しつつ基本波指令電流ｉｄｒ、ｉｑｒへの制御を行なうことができる。 (1) First control means (d-axis current feedback control unit 32, q-axis current feedback control unit) calculates the difference between actual currents id and iq with respect to the value obtained by adding harmonic command currents Σidkr and Σiqkr to fundamental wave command currents idr and iqr. 34), it is possible to control the fundamental command currents idr and iqr while avoiding interference with the control of the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr.
（２）高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒにフィードバック制御する第２制御手段（ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６）の入力を、ｄｑｎ座標系の成分とした。これにより、ｎ次の高調波を直流成分として制御することができ、ひいてはｎ次の高調波の制御性を向上させることができる。 (2) The input of the second control means (dn-axis current feedback control unit 44 and qn-axis current feedback control unit 46) that performs feedback control to the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr is used as a component of the dqn coordinate system. Thereby, the nth-order harmonic can be controlled as a direct current component, and the controllability of the nth-order harmonic can be improved.
（３）ハイパスフィルタ３６の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量とした。これにより、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量を適切に設定することができる。 (3) The output value of the high-pass filter 36 is used as the control amount of the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46. Thereby, the control amount of the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46 can be set appropriately.
（４）直流成分に変換する高調波成分の次数ｎを、１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数に設定した。これにより、空間高調波のうち特にトルクリップルに与える影響が大きくなると想定される成分を直流成分に変換することができ、ひいてはこの成分の制御性を向上させることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(4) The order n of the harmonic component to be converted into a direct current component was set to an order equal to the number of slots per electrical angle period. As a result, it is possible to convert a component of the spatial harmonics, which is assumed to have a particularly large effect on the torque ripple, into a DC component, thereby improving the controllability of this component.
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 4 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 4, the same reference numerals are given for the sake of convenience for those corresponding to the processing shown in FIG. 1.
図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ３６を削除し、ｄ軸電流偏差算出部２８，ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の制御量とする。これは、ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ電流フィードバック制御部３４によって実電流ｉｄ，ｉｑの基本波成分が基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御されるために、ｄ軸電流偏差算出部２８，ｑ軸電流偏差算出部３０の出力値のうち基本波成分は十分に低減されていることに鑑みた設定である。 As shown in the figure, in the present embodiment, the high-pass filter 36 is deleted, and the output values of the d-axis current deviation calculation unit 28 and the q-axis current deviation calculation unit 30 are converted into the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control. The control amount of the unit 46 is used. This is because the d-axis current feedback control unit 32 and the q-current feedback control unit 34 control the fundamental wave components of the actual currents id and iq to the fundamental wave command currents idr and iqr. This is a setting in view of the fact that the fundamental wave component of the output value of the q-axis current deviation calculation unit 30 is sufficiently reduced.
こうした設定によれば、電動機１０の回転速度が変化した場合であっても応答性を好適に維持することができる。すなわち、先の第１の実施形態の処理では、回転速度が変化する過渡時において、ハイパスフィルタ３６から基本波成分の過渡成分が出力されてしまうため、過渡時の応答性が悪化するおそれがある。これに対し、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値のうち基本波成分は過渡時であってもｄ軸電流フィードバック制御部３２やｑ軸電流フィードバック制御部３４によってすばやく且つ十分に低減されると考えられるため、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６の入力パラメータに基本波成分が混入する事態を好適に回避することができる。なお、先の第１の実施形態の処理では、回転速度が様々な値をとる場合に、各回転速度に応じてハイパスフィルタ３６のカットオフ周波数を可変とする必要があるため、制御が煩雑ともなる。 According to such setting, even when the rotation speed of the electric motor 10 is changed, the responsiveness can be suitably maintained. That is, in the process of the first embodiment, since the transient component of the fundamental wave component is output from the high-pass filter 36 at the time of transition in which the rotation speed changes, the responsiveness at the time of transition may be deteriorated. . On the other hand, even if the fundamental wave component of the output values of the d-axis current deviation calculation unit 28 and the q-axis current deviation calculation unit 30 is transient, the d-axis current feedback control unit 32 and the q-axis current feedback control unit 34 Since it is considered to be quickly and sufficiently reduced, it is possible to suitably avoid a situation in which the fundamental wave component is mixed in the input parameters of the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46. In the process of the first embodiment, when the rotational speed takes various values, the cutoff frequency of the high-pass filter 36 needs to be variable according to each rotational speed. Become.
図５に、本実施形態の効果を示す。図５（ａ）に示すように、本実施形態にかかる電動機１０は、基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを流すことで大きなトルクリップルが生じる。これに対し、本実施形態では、このトルクリップルを低減するように高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒへの制御を行なうことで、図５（ｃ）に示すように、トルクリップルを好適に低減できる。なお、図５（ｂ）は、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６を持たず、ｄ軸電流フィードバック制御部３２，ｑ軸電流フィードバック制御部３４によって、基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒとの和に実電流ｉｄ，ｉｑを制御する場合を示している。この場合、指令電流への追従性が低下し、トルクリップルを十分に低減できない。ちなみに、図５（ｂ）、図５（ｃ）の上段には、ｄｑ軸電流波形を拡大して示している。この結果からも、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６を持たない場合と比較してこれらを有する本実施形態では、指令電流への追従性が向上していることがわかる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
FIG. 5 shows the effect of this embodiment. As shown in FIG. 5A, in the electric motor 10 according to the present embodiment, a large torque ripple is generated by flowing the fundamental wave command currents idr and iqr. On the other hand, in the present embodiment, by controlling the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr so as to reduce the torque ripple, the torque ripple can be suitably reduced as shown in FIG. 5B does not include the dn-axis current feedback control unit 44 or the qn-axis current feedback control unit 46, and the fundamental wave command current idr is controlled by the d-axis current feedback control unit 32 and the q-axis current feedback control unit 34. , Iqr and harmonic command currents Σidkr, Σiqkr, the actual currents id, iq are controlled. In this case, the followability to the command current is reduced, and the torque ripple cannot be reduced sufficiently. Incidentally, the upper part of FIGS. 5B and 5C shows an enlarged dq-axis current waveform. From this result, it can be seen that the followability to the command current is improved in the present embodiment having these as compared with the case where the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46 are not provided. .
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 6 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 6, the same reference numerals are given for the sake of convenience for those corresponding to the processing shown in FIG. 1.
図示されるように、本実施形態では、ｄｑ／ｄｑｎ変換部４２に加えて、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０を備える。ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０は、ｍ次の高調波を直流成分に変換するためのものである。ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０は、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０の出力値をｄｑｍ座標系の成分に変換する。そして、ｄｍ軸電流フィードバック制御部７２では、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の出力するｄｍ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第３のｄ軸指令電圧ｖｄｍｒを算出し、ｑｍ軸電流フィードバック制御部７４では、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の出力するｑｍ軸成分をゼロにフィードバック制御するための操作量としての第３のｑ軸指令電圧ｖｑｍｒを算出する。ｄｑｍ／ｄｑ変換部７６は、回転角度センサ１８によって検出される電動機１０の電気角θに基づき、ｄｍ軸電流フィードバック制御部７２やｑｍ軸電流フィードバック制御部７４の出力値について、ｄｑ／ｄｑｍ変換部７０の逆変換をする。 As illustrated, in this embodiment, in addition to the dq / dqn converter 42, a dq / dqm converter 70 is provided. The dq / dqm conversion unit 70 is for converting m-order harmonics into DC components. The dq / dqm converter 70 converts the output values of the d-axis harmonic current deviation calculator 38 and the q-axis harmonic current deviation calculator 40 into dqm coordinates based on the electrical angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18. Convert to system components. Then, the dm-axis current feedback control unit 72 calculates a third d-axis command voltage vdmr as an operation amount for feedback-controlling the dm-axis component output from the dq / dqm conversion unit 70 to zero. The feedback control unit 74 calculates a third q-axis command voltage vqmr as an operation amount for performing feedback control of the qm-axis component output from the dq / dqm conversion unit 70 to zero. The dqm / dq conversion unit 76 uses the dq / dqm conversion unit for the output values of the dm-axis current feedback control unit 72 and the qm-axis current feedback control unit 74 based on the electrical angle θ of the electric motor 10 detected by the rotation angle sensor 18. The inverse transformation of 70 is performed.
第２のｄ軸指令電圧加算部７８では、ｄｑｎ／ｄｑ変換部５０の出力（第２のｄ軸指令電圧ｖｄｎｒ）およびｄｑｍ／ｄｑ変換部７６の出力（第３のｄ軸指令電圧ｖｄｍｒ）同士を加算して第４のｄ軸指令電圧ｖｄｎｍｒとし、第２のｑ軸指令電圧加算部８０は、ｄｑｎ／ｄｑ変換部５０の出力（第２のｑ軸指令電圧ｖｑｎｒ）およびｄｑｍ／７６の出力（第３のｑ軸指令電圧ｖｑｍｒ）のｑ軸成分同士を加算して第４のｑ軸指令電圧ｖｑｎｍｒとする。そして、第１のｄ軸指令電圧加算部５２によって、第１のｄ軸指令電圧ｖｄｒと第４のｄ軸指令電圧ｖｄｎｍｒとを加算し、第１のｑ軸指令電圧加算部５４によって、第１のｑ軸指令電圧ｖｑｒと第４のｑ軸指令電圧ｖｑｎｍｒとを加算する。 In the second d-axis command voltage adder 78, the outputs of the dqn / dq converter 50 (second d-axis command voltage vdnr) and the outputs of the dqm / dq converter 76 (third d-axis command voltage vdmr) are mutually connected. Are added to obtain a fourth d-axis command voltage vdnmr, and the second q-axis command voltage adder 80 outputs the dqn / dq converter 50 (second q-axis command voltage vqnr) and dqm / 76. The q-axis components of (third q-axis command voltage vqmr) are added to obtain a fourth q-axis command voltage vqnmr. Then, the first d-axis command voltage adding unit 52 adds the first d-axis command voltage vdr and the fourth d-axis command voltage vdnmr, and the first q-axis command voltage adding unit 54 The q-axis command voltage vqr and the fourth q-axis command voltage vqnmr are added.
こうした設定によれば、ｎ次の高調波のみならず、ｍ（≠ｎ）次の高調波についても直流成分として制御することができるため、その制御性を向上させることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
According to such setting, not only the nth-order harmonic but also the m (≠ n) th-order harmonic can be controlled as a direct current component, so that the controllability can be improved.
<Fourth Embodiment>
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the third embodiment.
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図６に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 7 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 7, the same reference numerals are assigned for the sake of convenience to those corresponding to the processing shown in FIG. 6.
図示されるように、本実施形態では、ハイパスフィルタ３６を削除し、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｎ軸電流フィードバック制御部４４およびｑｎ軸電流フィードバック制御部４６やｄｍ軸電流フィードバック制御部７２およびｑｍ軸電流フィードバック制御部７４の制御量とする。すなわち、第２の実施形態（図４）の要領で、ｄ軸電流偏差算出部２８やｑ軸電流偏差算出部３０の出力値をｄｑｎ変換やｄｑｍ変換したものをフィードバック制御の入力パラメータとすることで、入力パラメータに基本波成分が含まれることを好適に回避することができ、ひいてはハイパスフィルタ３６を削除することができる。これにより、第２の実施形態と同様、簡素な構成によってトルクリップルの低減効果を高めることができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
As shown in the figure, in the present embodiment, the high-pass filter 36 is deleted, and the output values of the d-axis current deviation calculation unit 28 and the q-axis current deviation calculation unit 30 are converted into the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control. Control amount of the unit 46, the dm-axis current feedback control unit 72, and the qm-axis current feedback control unit 74. That is, in the manner of the second embodiment (FIG. 4), the output value of the d-axis current deviation calculation unit 28 or the q-axis current deviation calculation unit 30 is dqn converted or dqm converted and used as an input parameter for feedback control. Thus, it is possible to preferably avoid the fundamental wave component from being included in the input parameter, and hence the high-pass filter 36 can be eliminated. Thereby, like the second embodiment, the effect of reducing torque ripple can be enhanced with a simple configuration.
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.
「第１制御手段について」
基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒおよび高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒの和と実電流ｉｄ，ｉｑとの差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものであってもよい。
"About the first control means"
The feedback manipulated variable is not limited to the one that calculates the feedback manipulated variable based on the sum of the outputs of the proportional element and the integral element that have the difference between the sum of the fundamental wave command currents idr and iqr and the harmonic wave command currents Σidkr and Σiqkr and the actual currents id and iq. Absent. For example, the feedback manipulated variable may be calculated by the sum of the outputs of the proportional element, the integral element, and the derivative element.
「第２制御手段について」
高調波実電流と高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒとの差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和によってフィードバック操作量を算出するものであってもよい。
"About the second control means"
The feedback manipulated variable is not limited to the calculation of the feedback manipulated variable based on the sum of the outputs of the proportional element and the integral element having the difference between the harmonic actual current and the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr as inputs. For example, the feedback manipulated variable may be calculated by the sum of the outputs of the proportional element, the integral element, and the derivative element.
高調波指令電流ｉｄｋｎ，ｉｑｋｎを電気角θ毎に可変とする手段を備えるものに限らず、ハイパスフィルタ３６の出力をｄｑｎ変換したものに対する指令値とすることで、電気角θに依存しないものとしてもよい。 The harmonic command currents idkn and iqkn are not limited to those provided with means for making the electrical angle θ variable for each electrical angle θ, and the command value for the output of the high-pass filter 36 converted to dqn is not dependent on the electrical angle θ. Also good.
高調波指令電流Σｉｄｋｒ，Σｉｑｋｒのうち、直流成分に変換されるもののみを入力としてもよい。これは、たとえば上記第１の実施形態において、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０の入力を、ｎ次の高調波指令電流ｉｄｎｒ，ｉｑｎｒに限ることで実現することができる。 Of the harmonic command currents Σidkr and Σiqkr, only those converted into DC components may be input. This is realized, for example, by limiting the inputs of the d-axis harmonic current deviation calculation unit 38 and the q-axis harmonic current deviation calculation unit 40 to the n-th harmonic command currents idnr and iqnr in the first embodiment. can do.
「高調波成分抽出手段について」
電流の変化に基づき高調波成分を抽出するものとしては、ハイパスフィルタ３６に限らず、たとえば、バンドパスフィルタであってもよい。またたとえば、実電流ｉｄ，ｉｑをローパスフィルタ処理したものとしていないものとの差を出力する手段であってもよい。
About harmonic component extraction means
The harmonic component extracted based on the current change is not limited to the high-pass filter 36 but may be a band-pass filter, for example. Further, for example, it may be a means for outputting the difference between the actual currents id and iq that are not subjected to the low-pass filter processing.
「高調波指令値について」
基本波指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力として設定されるものに限らない。たとえば基本波指令値の設定に際しての入力パラメータ（要求トルク）を入力として設定されるものであってもよい。
“Harmonic command values”
The fundamental wave command currents idr and iqr are not limited to being set as inputs. For example, an input parameter (required torque) for setting the fundamental wave command value may be set as an input.
直流成分に変換される高調波のみからなるものとしてもよい。 It is good also as what consists only of the harmonic converted into a direct-current component.
「基本波回転座標系について」
ｄｑ座標系としては、界磁の磁束方向をｄ軸方向とするものに限らず、たとえば図８に示すように、界磁の磁束方向に対して「Ｘ：０＜Ｘ＜２π」ラジアンずれた角度を有する軸とこれに直交する軸とからなる直交座標系であってもよい（図中、ｄ´ｑ´座標系として表記）。
"About the fundamental rotation coordinate system"
The dq coordinate system is not limited to the direction of the magnetic flux of the field being the d-axis direction. For example, as shown in FIG. 8, the field is deviated by “X: 0 <X <2π” radians from the magnetic flux direction of the field. An orthogonal coordinate system including an axis having an angle and an axis orthogonal to the axis may be used (denoted as a d′ q ′ coordinate system in the drawing).
「高調波回転座標成分算出手段について」
上記第１の実施形態において、先の図８に基本波回転座標系について例示したのと同様の考え方で、ｄｑｎ座標系を用いる代わりに、これに対してたとえば「Ｘ：０＜Ｘ＜２π／ｎ」ラジアンずれた直交座標系を用いてもよい。
"Harmonic rotation coordinate component calculation means"
In the first embodiment described above, instead of using the dqn coordinate system, for example, “X: 0 <X <2π / An orthogonal coordinate system shifted by “n” radians may be used.
上記第１の実施形態において、図９に示すように、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒをｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ａによって変換したものと、ハイパスフィルタ３６の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｂによって変換したものとの差を、ｄ軸高調波電流偏差算出部３８やｑ軸高調波電流偏差算出部４０において算出し、これらの出力をそれぞれｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に出力するようにしてもよい。 In the first embodiment, as shown in FIG. 9, the harmonic command currents Σidkr and iqkr are converted by the dq / dqn converter 42a, and the output value of the high-pass filter 36 is converted by the dq / dqn converter 42b. The difference is calculated in the d-axis harmonic current deviation calculation unit 38 and the q-axis harmonic current deviation calculation unit 40, and these outputs are respectively calculated as the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46. May be output.
上記第２の実施形態において、図１０に示すように、ｄ軸電流指令値補正部２４、ｑ軸電流指令値補正部２６の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ａによってｄｑｎ座標系の成分に変換し、ｕｖｗ／ｄｑ変換部２７の出力値をｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｂによってｄｑｎ座標系の成分に変換してもよい。この場合、ｄｎ軸偏差算出部９０、ｑｎ軸偏差算出部９２では、それらの差が算出され、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に入力される。 In the second embodiment, as shown in FIG. 10, the output values of the d-axis current command value correction unit 24 and the q-axis current command value correction unit 26 are converted into components of the dqn coordinate system by the dq / dqn conversion unit 42a. Then, the output value of the uvw / dq converter 27 may be converted into a component of the dqn coordinate system by the dq / dqn converter 42b. In this case, the dn-axis deviation calculating unit 90 and the qn-axis deviation calculating unit 92 calculate the difference between them, and input them to the dn-axis current feedback control unit 44 and the qn-axis current feedback control unit 46.
また、図１１に示すように、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒ、実電流ｉｄ，ｉｑのそれぞれをｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｃ，４２ｄ，４２ｅのそれぞれによってｄｑｎ座標系の成分に変換してもよい。この場合、ｄｎ軸指令値補正部９４やｑｎ軸指令値補正部９６においてｄｎ軸、ｑｎ軸の指令値同士を加算し、ｄｎ軸偏差算出部９８、ｑｎ軸偏差算出部１００のそれぞれにおいて、ｄｎ軸指令値補正部９４、ｑｎ軸指令値補正部９６の出力値とｄｑ／ｄｑｎ変換部４２ｅの出力値との差を算出して、ｄｎ軸電流フィードバック制御部４４やｑｎ軸電流フィードバック制御部４６に出力する
もっとも、図１０、図１１に例示するものに限らず、たとえば高調波ＭＡＰ２２が高調波指令電流Σｉｄｋｒ，ｉｑｋｒを、ｄｑｎ軸の成分として与えるものであってもよい。
In addition, as shown in FIG. 11, the command currents idr and iqr, the harmonic command currents Σidkr and iqkr, and the actual currents id and iq are converted into components of the dqn coordinate system by the dq / dqn conversion units 42c, 42d, and 42e, respectively. It may be converted. In this case, the dn-axis command value correction unit 94 and the qn-axis command value correction unit 96 add the dn-axis and qn-axis command values to each other, and the dn-axis deviation calculation unit 98 and the qn-axis deviation calculation unit 100 respectively The difference between the output value of the axis command value correction unit 94 and the qn axis command value correction unit 96 and the output value of the dq / dqn conversion unit 42e is calculated, and the dn axis current feedback control unit 44 and the qn axis current feedback control unit 46 are calculated. However, not limited to those illustrated in FIGS. 10 and 11, for example, the harmonic MAP 22 may provide the harmonic command currents Σidkr and iqkr as components of the dqn axis.
さらに、１つまたは互いに相違する２つの次数の高調波成分を直流成分として扱うものに限らず、３つ以上の互いに相違する次数の高調波成分を直流成分として扱うものであってもよい。 Furthermore, the present invention is not limited to one that treats one or two different harmonic components as direct current components, but may deal with three or more different harmonic components as direct current components.
「回転機について」
８極４８スロットのものに限らない。
"About rotating machines"
It is not limited to one with 8 poles and 48 slots.
上記各実施形態では、固定子巻線同士がスター結線されたものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。また、回転機の相数は３に限らず、５相回転機等、４以上であってもよい。 In each of the embodiments described above, it is assumed that the stator windings are star-connected. However, the present invention is not limited to this and may be delta-connected. Further, the number of phases of the rotating machine is not limited to 3, and may be 4 or more, such as a 5-phase rotating machine.
「交流電圧印加装置について」
交流電圧印加装置としては、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータ６０）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。
About AC voltage application device
The AC voltage application device is not limited to a DC / AC conversion circuit (inverter 60) including a switching element that connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source. For example, as described in Japanese Patent Application No. 2008-30825, a converter connected to each terminal of the rotating machine may be used.
１０…電動機、２２…高調波ＭＡＰ、３２…ｄ軸電流フィードバック制御部（第１制御手段の一実施形態）、３４…ｑ軸電流フィードバック制御部（第１の制御手段の一実施形態）、４２…ｄｑ／ｄｑｎ変換部、４４…ｄｎ軸電流フィードバック制御部（第２制御手段の一実施形態）、４６…ｑｎ軸電流フィードバック制御部（第２の制御手段の一実施形態）。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Electric motor, 22 ... Harmonic MAP, 32 ... d-axis current feedback control part (one embodiment of 1st control means), 34 ... q-axis current feedback control part (one embodiment of 1st control means), 42 ... dq / dqn converter, 44 ... dn-axis current feedback controller (one embodiment of second control means), 46 ... qn-axis current feedback controller (one embodiment of second control means).
Claims (9)
前記基本波回転座標成分算出手段により得られる前記基本波回転座標系の成分を用いて、基本波電流周波数の整数倍の周波数を有する高調波電流の指令値である高調波指令値を前記基本波電流の指令値である基本波指令値に加算した値に、前記回転機を流れる電流をフィードバック制御する第１制御手段（３２，３４）と、
前記基本波回転座標成分算出手段が算出した前記基本波回転座標系の成分から、前記高調波電流の周波数に同期して回転する高調波回転座標系の成分を算出する高調波回転座標成分算出手段（４２）と、
前記高調波回転座標成分算出手段により得られる高調波回転座標系の成分を用いて、前記高調波電流をフィードバック制御する第２制御手段（４４，４６，５０）と、
前記第１制御手段により算出される第１指令電圧と前記第２制御手段により算出される第２指令電圧を加算する手段（５２，５４）と、
加算された前記第１指令電圧と前記第２指令電圧を用いて逆変換を行い電圧指令値を算出する逆変換手段（５６）と、
前記電圧指令値に基づき回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加装置（６０）とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。 Fundamental wave rotation coordinate component calculation means (27) for calculating a component of the fundamental wave rotation coordinate system that rotates in synchronization with the frequency of the fundamental wave current that determines the output torque of the rotating machine (10);
Using the components of the fundamental wave rotating coordinate system obtained by said fundamental wave rotating coordinate component calculation unit, the fundamental wave of harmonic command value is a command value of the harmonic current with a frequency of an integral multiple of the fundamental current frequency First control means (32, 34) for feedback-controlling the current flowing through the rotating machine to a value added to the fundamental wave command value which is a current command value;
Harmonic rotation coordinate component calculation means for calculating a component of the harmonic rotation coordinate system that rotates in synchronization with the frequency of the harmonic current from the component of the fundamental wave rotation coordinate system calculated by the fundamental wave rotation coordinate component calculation means. (42)
Second control means (44, 46, 50) for feedback-controlling the harmonic current using a component of the harmonic rotation coordinate system obtained by the harmonic rotation coordinate component calculation means;
Means (52, 54) for adding the first command voltage calculated by the first control means and the second command voltage calculated by the second control means;
Reverse conversion means (56) for performing reverse conversion using the added first command voltage and second command voltage and calculating a voltage command value;
An AC voltage application device (60) for applying an AC voltage to the rotating machine based on the voltage command value.
前記高調波指令値は、前記高調波回転座標系において直流成分となる次数の高調波電流に加えて、該次数と相違する高調波の指令値を含むことを特徴とする回転機の制御装置。 In the control device for a rotating machine according to claim 1,
The said harmonic command value contains the command value of the harmonic different from this order in addition to the harmonic current of the order which becomes a direct-current component in the said harmonic rotation coordinate system.
前記第２制御手段は、前記高調波指令値、前記基本波指令値および前記基本波回転座標系の成分を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする回転機の制御装置。 In the control device for a rotating machine according to claim 1 or 2,
The second control means converts the harmonic command value, the fundamental wave command value, and components of the fundamental rotation coordinate system into components in the harmonic rotation coordinate system by the harmonic rotation coordinate component calculation means. A control device for a rotating machine, wherein feedback control is performed.
前記第２制御手段は、前記高調波指令値が前記基本波指令値に加算された値と前記回転機を流れる電流との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする回転機の制御装置。 The control device for a rotating machine according to claim 3,
The second control means calculates a difference between a value obtained by adding the harmonic command value to the fundamental wave command value and a current flowing through the rotating machine by the harmonic rotation coordinate component calculation means. A control device for a rotating machine, wherein feedback control is performed by converting the component into a component.
前記第２制御手段は、前記基本波回転座標系の成分から高調波成分を抽出する高調波成分抽出手段を備え、前記高調波成分抽出手段の出力と前記高調波指令値を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御することを特徴とする回転機の制御装置。 In the control device for a rotating machine according to claim 1 or 2,
The second control means includes harmonic component extraction means for extracting a harmonic component from the component of the fundamental wave rotation coordinate system, and outputs the harmonic component extraction means and the harmonic command value to the harmonic rotation. A control apparatus for a rotating machine, wherein a coordinate component calculation means converts the component into a component in the harmonic rotation coordinate system and performs feedback control.
前記第２制御手段は、前記高調波指令値と前記高調波成分の値との差を、前記高調波回転座標成分算出手段によって前記高調波回転座標系における成分に変換して、フィードバック制御を行うことを特徴とする回転機の制御装置。 The control device for a rotating machine according to claim 5,
The second control means performs feedback control by converting the difference between the harmonic command value and the value of the harmonic component into a component in the harmonic rotation coordinate system by the harmonic rotation coordinate component calculation means. A control device for a rotating machine.
前記高調波回転座標系は、前記回転機の１電気角周期当たりのスロット数に等しい次数の周期を有する回転座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。 In the control device for a rotating machine according to any one of claims 1 to 6,
The control apparatus for a rotating machine, wherein the harmonic rotating coordinate system is a rotating coordinate system having a cycle of an order equal to the number of slots per electrical angle cycle of the rotating machine.
前記第２制御手段によって用いられる前記高調波回転座標系は、互いに相違する次数の高調波のそれぞれに対応する周期を有する複数の回転座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。 In the control apparatus of the rotary machine of any one of Claims 1-7,
The control apparatus for a rotating machine, wherein the harmonic rotation coordinate system used by the second control means is a plurality of rotation coordinate systems having periods corresponding to harmonics of different orders.
前記基本波回転座標系は、前記基本波電流の周波数に同期して回転するｄｑ座標系であり、
前記高調波回転座標系は、前記基本波回転座標系に対し、高調波電流成分の次数倍で回転する高調波ｄｑ座標系であることを特徴とする回転機の制御装置。 In the control device for a rotating machine according to any one of claims 1 to 8,
The fundamental wave rotation coordinate system is a dq coordinate system that rotates in synchronization with the frequency of the fundamental wave current,
The control apparatus for a rotating machine, wherein the harmonic rotation coordinate system is a harmonic dq coordinate system that rotates at an order multiple of a harmonic current component with respect to the fundamental wave rotation coordinate system.
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