JP5347879B2 - Class D amplifier circuit - Google Patents
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Description
本発明は、D級増幅回路に関する。 The present invention relates to a class D amplifier circuit.
従来、音声信号などの入力信号を振幅が一定なパルス幅変調信号に変換し、そのパルス幅変調信号を電力増幅するD級増幅回路が広く知られている。例えば特許文献1には、単電源で電源を供給するハーフブリッジ型のD級増幅回路が開示されている(図8参照)。
Conventionally, a class D amplifier circuit that converts an input signal such as an audio signal into a pulse width modulation signal having a constant amplitude and amplifies the power of the pulse width modulation signal is widely known. For example,
特許文献1に開示された技術では、出力点Sから出力される出力電流を反転させる(出力電流の流れる方向を逆にする)ことはできず、直流成分を除去するためのカップリングコンデンサC2が必須であるから(図8参照)、回路規模が肥大化するという問題がある。
ここで、DC/DCコンバータを用いて基準電位を下回るマイナスの電位を生成して図8に示す給電線220に供給することで、出力電流を反転可能にするという態様も考えられる。この態様によれば、カップリングコンデンサC2は不要となるものの、DC/DCコンバータが必要になるため、その分、構成が複雑になるとともにコストも増大するという問題が起こる。
以上の事情を考慮して、本発明は、簡易な構成で、D級増幅回路の出力電流を反転可能にすることを目的とする。
In the technique disclosed in
Here, a mode in which a negative potential lower than the reference potential is generated using a DC / DC converter and is supplied to the
In view of the above circumstances, an object of the present invention is to enable the output current of a class D amplifier circuit to be inverted with a simple configuration.
以上の課題を解決するために、本発明に係るD級増幅回路は、高位側電源線(例えば図1に示す電源線41)と、第1ノードとの間に配置される第1トランジスタと、高位側電源線と、第2ノードとの間に配置される第2トランジスタと、第1ノードと、低位側電源線(例えば図1に示す接地線43)との間に配置される第3トランジスタと、第2ノードと、低位側電源線との間に配置される第4トランジスタと、第1ノードと第2ノードとの間に設けられるコイルと、第2ノードと負荷との間に設けられる第5トランジスタと、一方の電極が第5トランジスタと負荷との接続点(例えば図1に示す第3ノードND3)に接続され、他方の電極に固定電位が供給される容量素子と、第1トランジスタ、第2トランジスタ、第3トランジスタ、第4トランジスタおよび第5トランジスタの各々のオンオフを制御する制御部(例えば図1に示す変調部10)と、を具備し、制御部は、入力信号に応じて第1状態と第2状態とを切り替え、前記第1状態は第1期間と、前記第1期間よりも後の第2期間と、を含み、前記第2状態は第1期間と、前記第1期間よりも後の第2期間と、を含み、前記制御部は、前記第1状態の第1期間において、前記第1トランジスタおよび前記第4トランジスタをオン状態、且つ、前記第2トランジスタと前記第3トランジスタと前記第5トランジスタとをオフ状態として、前記第1ノードから前記第2ノードへ向かう電流を前記コイルに流し、前記第1状態の第2期間において、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの一方と前記第5トランジスタとをオン状態、且つ、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの他方と前記第2トランジスタと前記第4トランジスタとをオフ状態として、前記第1ノードから前記第2ノードへ向かう電流を前記負荷に流すとともに前記容量素子を充電し、前記第2状態の第1期間において、前記第2トランジスタおよび前記第3トランジスタをオン状態、且つ、前記第1トランジスタと前記第4トランジスタと前記第5トランジスタとをオフ状態として、前記第2ノードから前記第1ノードへ向かう電流を前記コイルに流し、前記第2状態の第2期間において、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの一方と前記第5トランジスタとをオン状態、且つ、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの他方と前記第2トランジスタと前記第4トランジスタとをオフ状態として、前記第2ノードから前記第1ノードへ向かう電流を前記負荷に流すとともに前記容量素子を充電する。
In order to solve the above problems, a class D amplifier circuit according to the present invention includes a first transistor disposed between a high-level power supply line (for example, the
第1状態において、制御部は、第1ノードから第2ノードへ向かう電流をコイルに流した後、第1トランジスタをオフ状態、第3トランジスタをオン状態にすることができる。また、制御部は、第1ノードから第2ノードへ向かう電流をコイルに流した後、第1トランジスタをオン状態、第3トランジスタをオフ状態に維持することもできる。
第2状態において、制御部は、第2ノードから第1ノードへ向かう電流をコイルに流した後、第1トランジスタをオン状態、第3トランジスタをオフ状態にすることができる。また、制御部は、第2ノードから第1ノードへ向かう電流をコイルに流した後、第3トランジスタをオン状態、第1トランジスタをオフ状態に維持することもできる。第1状態における第1トランジスタおよび第3トランジスタのオンオフ動作と、第2状態における第1トランジスタおよび第3トランジスタのオンオフ動作との組み合わせは任意である。
In the first state, the control unit can turn the first transistor off and the third transistor on after the current flowing from the first node to the second node flows through the coil. The control unit can also maintain the first transistor in the on state and the third transistor in the off state after flowing a current from the first node to the second node through the coil.
In the second state, the control unit can turn on the first transistor and turn off the third transistor after flowing a current from the second node to the first node through the coil. The control unit can also maintain the third transistor in the on state and the first transistor in the off state after flowing a current from the second node to the first node through the coil. A combination of the on / off operation of the first transistor and the third transistor in the first state and the on / off operation of the first transistor and the third transistor in the second state is arbitrary.
本発明においては、入力信号に応じて第1状態と第2状態とを切り替えることで、D級増幅回路の出力電流を反転させることができる。そして、本発明によれば、カップリングコンデンサやDC/DCコンバータは不要であるから、簡易な構成で、D級増幅回路の出力電流が反転可能になるという利点がある。 In the present invention, the output current of the class D amplifier circuit can be inverted by switching between the first state and the second state according to the input signal. According to the present invention, since a coupling capacitor and a DC / DC converter are unnecessary, there is an advantage that the output current of the class D amplifier circuit can be inverted with a simple configuration.
本発明に係るD級増幅回路の具体的な態様として、制御部は、入力信号をパルス幅変調してパルス幅変調信号を生成し、当該パルス幅変調信号を、第1トランジスタ、第2トランジスタ、第3トランジスタ、第4トランジスタおよび第5トランジスタの各々のゲートへ出力する。 As a specific aspect of the class D amplifier circuit according to the present invention, the control unit performs pulse width modulation on the input signal to generate a pulse width modulation signal, and the pulse width modulation signal is converted into a first transistor, a second transistor, Output to the gates of the third transistor, the fourth transistor, and the fifth transistor.
図1は、本発明の実施形態に係るD級増幅回路100の概略構成を示す図である。図1に示すように、D級増幅回路100は、変調部10と駆動部20とを備える。変調部10は、入力信号AINを振幅が一定なパルス幅変調信号(OUTPP,OUTMP,OUTG,OUTPN,OUTMN)に変調する。本実施形態では、入力信号AINはアナログの音声信号である。駆動部20は、パルス幅変調信号(OUTPP,OUTMP,OUTG,OUTPN,OUTMN)に基づいて負荷(例えばスピーカ)30を駆動する。
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a class
図1に示すように、駆動部20は、第1トランジスタTr1〜第5トランジスタTr5と、コイルLと、容量素子Cとを備える。第1トラジスタTr1〜第4トランジスタTr4は、電源電位VDDが供給される電源線41と、接地電位GND(<VDD)が供給される接地線43との間に配置される。Nチャネル型の第1トランジスタTr1は、電源線41と第1ノードND1との間に配置される。第1トランジスタTr1のゲートには、パルス幅変調信号OUTPPが供給される。Nチャネル型の第2トランジスタTr2は、電源線41と第2ノードND2との間に配置される。第2トランジスタTr2のゲートには、パルス幅変調信号OUTMPが供給される。Nチャネル型の第3トランジスタTr3は、第1ノードND1と接地線43との間に配置される。第3トランジスタTr3のゲートには、パルス幅変調信号OUTMNが供給される。Nチャネル型の第4トランジスタTr4は、第2ノードND2と接地線43との間に配置される。第4トランジスタTr4のゲートには、パルス幅変調信号OUTPNが供給される。
As shown in FIG. 1, the
第1ノードND1と第2ノードND2との間にはコイルLが設けられる。第2ノードND2と負荷30との間には、Nチャネル型の第5トランジスタTr5が設けられる。第5トランジスタTr5のゲートには、パルス幅変調信号OUTGが供給される。また、容量素子Cは、第1電極D1と第2電極D2とを有する。第1電極D1は、第5トランジスタTr5から負荷30へ至る電流経路上に介在する第3ノードND3に接続される。第2電極D2は接地線43に接続される。
A coil L is provided between the first node ND1 and the second node ND2. An N-channel fifth transistor Tr5 is provided between the second node ND2 and the
本実施形態において、変調部10は、入力信号AINに応じて第1状態と第2状態とを切り替えるように、パルス幅変調信号(OUTPP,OUTMP,OUTG,OUTPN,OUTMN)を生成する。「第1状態」では、コイルLと負荷30とが電気的に切り離された状態で、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう電流がコイルLを流れ、その後、コイルLと負荷30とが電気的に接続されて、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう電流が負荷30に流れるとともに容量素子Cに充電される。他方、「第2状態」では、コイルLと負荷30とが電気的に切り離された状態で、第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう電流がコイルLを流れ、その後、コイルLと負荷30とが電気的に接続されて、第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう電流が負荷30に流れるとともに容量素子Cに充電される。
In the present embodiment, the
以下、第1状態および第2状態の各々における具体的な動作を説明する。図2および図5に示すように、本実施形態に係るD級増幅回路100は、第1状態および第2状態の何れにおいても、コイルLと負荷30とが電気的に切り離された状態で、電源線41からの電流がコイルLに流れる第1期間T1と、コイルLと負荷30とが電気的に接続されて、コイルLを流れる電流が負荷30へ供給される第2期間T2とを1サイクルとして動作する。第1期間T1および第2期間T2の時間長やサイクル数は、パルス幅変調信号に応じて可変に設定される。
Hereinafter, specific operations in each of the first state and the second state will be described. As shown in FIGS. 2 and 5, the class
先ず、図2〜図4を参照しながら、第1状態における動作を説明する。第1期間T1が開始すると、図2に示すように、パルス幅変調信号OUTPPとパルス幅変調信号OUTPNとがハイレベルに設定される一方、パルス幅変調信号OUTGとパルス幅変調信号OUTMPとパルス幅変調信号OUTMNとがローレベルに設定される。したがって、図3に示すように、第1トランジスタTr1と第4トランジスタTr4とがオン状態に制御される一方、第2トランジスタTr2と第3トランジスタTr3と第5トランジスタTr5とがオフ状態に制御される。これにより、電源線41からの電流が、第1トランジスタTr1、コイルLおよび第4トランジスタTr4を介して接地線43へ流れる。本実施形態において、コイルLを流れる電流は、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう方向を正とするから、図2に示すように、第1期間T1においてコイルLを流れる電流の電流値は経時的に上昇する。
First, the operation in the first state will be described with reference to FIGS. When the first period T1 starts, as shown in FIG. 2, the pulse width modulation signal OUTPP and the pulse width modulation signal OUTPN are set to a high level, while the pulse width modulation signal OUTG, the pulse width modulation signal OUTMP, and the pulse width are set. The modulation signal OUTMN is set to a low level. Therefore, as shown in FIG. 3, the first transistor Tr1 and the fourth transistor Tr4 are controlled to be in the on state, while the second transistor Tr2, the third transistor Tr3, and the fifth transistor Tr5 are controlled to be in the off state. . Thereby, the current from the
続いて、第2期間T2が開始すると、パルス幅変調信号OUTPPとパルス幅変調信号OUTPNとがローレベルに変化し、パルス幅変調信号OUTGとパルス幅変調信号OUTMNとがハイレベルに変化する。したがって、図4に示すように、第1トランジスタTr1と第4トランジスタTr4とがオフ状態に遷移し、第3トランジスタTr3と第5トランジスタTr5とがオン状態に遷移する。第1トランジスタTr1がオフ状態に遷移することで、電源線41からコイルLへ流れる電流は遮断されるが、コイルLに発生する誘導起電力によって、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう電流がコイルLを流れ続ける。ただし、図2に示すように、第2期間T2においてコイルLを流れる電流の電流値は経時的に減少する。そして、当該電流は、第5トランジスタTr5を介して負荷30へ供給される。これにより、第3ノードND3の電位(D級増幅回路100の出力電位)は、経時的に上昇する(図2参照)。
Subsequently, when the second period T2 starts, the pulse width modulation signal OUTPP and the pulse width modulation signal OUTPN change to a low level, and the pulse width modulation signal OUTG and the pulse width modulation signal OUTMN change to a high level. Therefore, as shown in FIG. 4, the first transistor Tr1 and the fourth transistor Tr4 transition to the off state, and the third transistor Tr3 and the fifth transistor Tr5 transition to the on state. When the first transistor Tr1 transitions to the OFF state, the current flowing from the
パルス幅変調信号OUTGおよびOUTMNがローレベルに変化して第3トランジスタTr3および第5トランジスタTr5がオフ状態に遷移することで第2期間T2が終了する。第2期間T2の終点における第3ノードND3の電位は、次のサイクルにおける第2期間T2が開始されるまでの期間、容量素子Cによって保持される。これにより、第2期間T2が終了した後、第3ノードND3の電位が変化することを抑制できるから、不要電磁輻射(EMI:Electro Magnetic Interference)の量を低減できるという利点がある。 The second period T2 ends when the pulse width modulation signals OUTG and OUTMN change to a low level and the third transistor Tr3 and the fifth transistor Tr5 transition to the off state. The potential of the third node ND3 at the end point of the second period T2 is held by the capacitive element C until the second period T2 is started in the next cycle. Thus, since the potential of the third node ND3 can be suppressed from changing after the second period T2 is completed, there is an advantage that the amount of unnecessary electromagnetic radiation (EMI: Electro Magnetic Interference) can be reduced.
次に、図5〜図7を参照しながら第2状態における動作を説明する。図5に示すように、第1期間T1が開始すると、パルス幅変調信号OUTMPとパルス幅変調信号OUTMNとがハイレベルに設定される一方、パルス幅変調信号OUTPPとパルス幅変調信号OUTPNとパルス幅変調信号OUTGとがローレベルに設定される。したがって、図6に示すように、第2トランジスタTr2と第3トランジスタTr3とがオン状態に制御される一方、第1トランジスタTr1と第4トランジスタTr4と第5トランジスタTr5とがオフ状態に制御される。これにより、電源線41からの電流が、第2トランジスタTr2、コイルLおよび第3トランジスタTr3を介して接地線43へ流れる。第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう方向に流れる電流は負の値となるから、図5に示すように、第1期間T1においてコイルLを流れる電流の電流値は経時的に減少する(電流値の絶対値は経時的に上昇する)。
Next, the operation in the second state will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 5, when the first period T1 starts, the pulse width modulation signal OUTMP and the pulse width modulation signal OUTMN are set to a high level, while the pulse width modulation signal OUTPP, the pulse width modulation signal OUTPN, and the pulse width are set. The modulation signal OUTG is set to a low level. Therefore, as shown in FIG. 6, the second transistor Tr2 and the third transistor Tr3 are controlled to be in the on state, while the first transistor Tr1, the fourth transistor Tr4, and the fifth transistor Tr5 are controlled to be in the off state. . Thereby, the current from the
続いて、第2期間T2が開始すると、パルス幅変調信号OUTMPがローレベルに変化する一方、パルス幅変調信号OUTGがハイレベルに変化する。したがって、図7に示すように、第2トランジスタTr2がオフ状態に遷移する一方、第5トランジスタTr5がオン状態に遷移する。第2トランジスタTr2がオフ状態に遷移することで、電源線41からコイルLへ流れる電流は遮断されるが、コイルLに発生する誘導起電力によって、第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう電流がコイルLを流れ続ける。図5に示すように、第2期間T2においてコイルLを流れる電流の電流値は経時的に上昇する(電流値の絶対値は経時的に減少する)。そして、当該電流は、第5トランジスタTr5を介して負荷へ供給される。すなわち、前述の第1状態とは逆方向の電流が負荷30を流れる。このとき、第3ノードND3に存在する電荷は、第5トランジスタ、コイルLおよび第3トランジスタTr3を介して接地線43へ移動する(吸い込まれる)から、第3ノードND3の電位は経時的に減少する(図5参照)。
Subsequently, when the second period T2 starts, the pulse width modulation signal OUTMP changes to a low level, while the pulse width modulation signal OUTG changes to a high level. Therefore, as shown in FIG. 7, the second transistor Tr2 transitions to the off state, while the fifth transistor Tr5 transitions to the on state. Although the current flowing from the
パルス幅変調信号OUTGおよびOUTMNがローレベルに変化して第3トランジスタTr3および第5トランジスタTr5がオフ状態に遷移することで第2期間T2が終了する。前述の第1状態と同様に、第2期間T2の終点における第3ノードND3の電位は、次のサイクルにおける第2期間T2が開始されるまでの期間、容量素子Cによって保持される。 The second period T2 ends when the pulse width modulation signals OUTG and OUTMN change to a low level and the third transistor Tr3 and the fifth transistor Tr5 transition to the off state. Similar to the first state described above, the potential of the third node ND3 at the end point of the second period T2 is held by the capacitive element C until the second period T2 is started in the next cycle.
以上に説明したように、本実施形態においては、入力信号AINに応じて第1状態と第2状態とを切り替えることで、負荷30を流れる電流(D級増幅回路100の出力電流)を反転させることができる。そして、本発明によれば、カップリングコンデンサやDC/DCコンバータは不要であるから、簡易な構成で、D級増幅回路の出力電流が反転可能になるという利点がある。 As described above, in this embodiment, the current flowing through the load 30 (the output current of the class D amplifier circuit 100) is inverted by switching between the first state and the second state according to the input signal AIN. be able to. According to the present invention, since a coupling capacitor and a DC / DC converter are unnecessary, there is an advantage that the output current of the class D amplifier circuit can be inverted with a simple configuration.
また、本実施形態に係るD級増幅回路100は、入力信号AINの単位時間当たりの変化率が正の場合は第1状態に切り替えられ、入力信号AINの単位時間当たりの変化率が負の場合は第2状態に切り替えられる。前述したように、第3ノードND3の電位(D級増幅回路100の出力電位)は、第1状態においては経時的に上昇する(つまり単位時間当たりの変化率は正となる)一方、第2状態においては経時的に減少する(つまり単位時間当たりの変化率は負となる)から、D級増幅回路100の出力電位の波形と、入力信号AINの波形とが互いに相似となる。
Further, the class
<変形例>
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。また、以下に示す変形例のうちの2以上の変形例を組み合わせることもできる。
<Modification>
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible. Also, two or more of the modifications shown below can be combined.
(1)変形例1
入力信号AINはアナログの音声信号であるが、これに限らず、入力信号AINの形式は任意である。例えば入力信号AINをデジタルの音声信号とすることも可能である。入力信号AINをデジタルの音声信号とする場合、変調部10はデジタル回路となり、この前段にノイズシェーピングフィルタを設けて、量子化雑音を低減することが好適である。
(1)
The input signal AIN is an analog audio signal, but is not limited to this, and the format of the input signal AIN is arbitrary. For example, the input signal AIN can be a digital audio signal. When the input signal AIN is a digital audio signal, the
(2)変形例2
上述の実施形態では、第1状態において、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう電流がコイルLに流れた後、第1トランジスタTr1がオフ状態、第3トランジスタTr3がオン状態に遷移しているが、例えば、第1ノードND1から第2ノードND2へ向かう電流がコイルLに流れた後、第1トランジスタTr1がオン状態、第3トランジスタTr3がオフ状態を維持する態様とすることもできる。要するに、第2期間T2において第1ノードND1の電位が所定の値に固定されていればよい。第2状態についても同様である。上述の実施形態では、第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう電流がコイルLに流れた後、第1トランジスタTr1がオフ状態、第3トランジスタTr3がオン状態を維持しているが、例えば、第2ノードND2から第1ノードND1へ向かう電流がコイルLに流れた後、第1トランジスタTr1がオン状態、第3トランジスタTr3がオフ状態に遷移する態様とすることもできる。
(2) Modification 2
In the above-described embodiment, in the first state, after a current from the first node ND1 to the second node ND2 flows through the coil L, the first transistor Tr1 is turned off and the third transistor Tr3 is turned on. However, for example, after the current from the first node ND1 to the second node ND2 flows in the coil L, the first transistor Tr1 can be kept on and the third transistor Tr3 can be kept off. In short, it is sufficient that the potential of the first node ND1 is fixed to a predetermined value in the second period T2. The same applies to the second state. In the above-described embodiment, after the current from the second node ND2 to the first node ND1 flows through the coil L, the first transistor Tr1 is kept off and the third transistor Tr3 is kept on. After the current from the second node ND2 to the first node ND1 flows in the coil L, the first transistor Tr1 may be turned on and the third transistor Tr3 may be turned off.
(3)変形例3
上述の実施形態においては、容量素子Cの第2電極D2は接地線43に接続されているが、これに限らず、第2電極D2に供給される固定電位は任意である。
(3) Modification 3
In the above-described embodiment, the second electrode D2 of the capacitive element C is connected to the
(4)変形例4
上述の実施形態においては、駆動部20に含まれるトランジスタ(Tr1〜Tr5)は全てNチャネル型のトランジスタであるが、これに限らず、駆動部20に含まれる各トランジスタの導電型は任意である。例えば、駆動部20に含まれる各トランジスタ(Tr1〜Tr5)の全てをPチャネル型のトランジスタとすることもできるし、一部をPチャネル型、残りをNチャネル型のトランジスタとすることもできる。
(4) Modification 4
In the above-described embodiment, the transistors (Tr1 to Tr5) included in the
10……変調部、20……駆動部、30……負荷、41……電源線、43……接地線、負荷100……D級増幅回路、AIN……入力信号、C……容量素子、D1……第1電極、D2……第2電極、L……コイル、ND1……第1ノード、ND2……第2ノード、ND3……第3ノード、Tr1……第1トランジスタ、Tr2……第2トランジスタ、Tr3……第3トランジスタ、Tr4……第4トランジスタ、Tr5……第5トランジスタ、GND……接地電位、VDD……電源電位。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記高位側電源線と、第2ノードとの間に配置される第2トランジスタと、
前記第1ノードと、低位側電源線との間に配置される第3トランジスタと、
前記第2ノードと、前記低位側電源線との間に配置される第4トランジスタと、
前記第1ノードと前記第2ノードとの間に設けられるコイルと、
前記第2ノードと負荷との間に設けられる第5トランジスタと、
一方の電極が前記第5トランジスタと前記負荷との接続点に接続され、他方の電極に固定電位が供給される容量素子と、
前記第1トランジスタ、前記第2トランジスタ、前記第3トランジスタ、前記第4トランジスタおよび前記第5トランジスタの各々のオンオフを制御する制御部と、を具備し、
前記制御部は、
入力信号に応じて第1状態と第2状態とを切り替え、
前記第1状態は第1期間と、前記第1期間よりも後の第2期間と、を含み、
前記第2状態は第1期間と、前記第1期間よりも後の第2期間と、を含み、
前記制御部は、
前記第1状態の第1期間において、
前記第1トランジスタおよび前記第4トランジスタをオン状態、且つ、前記第2トランジスタと前記第3トランジスタと前記第5トランジスタとをオフ状態として、前記第1ノードから前記第2ノードへ向かう電流を前記コイルに流し、
前記第1状態の第2期間において、
前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの一方と前記第5トランジスタとをオン状態、且つ、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの他方と前記第2トランジスタと前記第4トランジスタとをオフ状態として、前記第1ノードから前記第2ノードへ向かう電流を前記負荷に流すとともに前記容量素子を充電し、
前記第2状態の第1期間において、
前記第2トランジスタおよび前記第3トランジスタをオン状態、且つ、前記第1トランジスタと前記第4トランジスタと前記第5トランジスタとをオフ状態として、前記第2ノードから前記第1ノードへ向かう電流を前記コイルに流し、
前記第2状態の第2期間において、
前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの一方と前記第5トランジスタとをオン状態、且つ、前記第1トランジスタおよび前記第3トランジスタのうちの他方と前記第2トランジスタと前記第4トランジスタとをオフ状態として、前記第2ノードから前記第1ノードへ向かう電流を前記負荷に流すとともに前記容量素子を充電する、
D級増幅回路。 A first transistor disposed between the high-side power line and the first node;
A second transistor disposed between the high-level power supply line and a second node;
A third transistor disposed between the first node and the lower power line;
A fourth transistor disposed between the second node and the lower power line;
A coil provided between the first node and the second node;
A fifth transistor provided between the second node and a load;
A capacitive element in which one electrode is connected to a connection point between the fifth transistor and the load, and a fixed potential is supplied to the other electrode;
A controller that controls on / off of each of the first transistor, the second transistor, the third transistor, the fourth transistor, and the fifth transistor;
The controller is
Switching between the first state and the second state according to the input signal,
The first state includes a first period and a second period after the first period;
The second state includes a first period and a second period after the first period,
The controller is
In the first period of the first state,
The first transistor and the fourth transistor are turned on, and the second transistor, the third transistor, and the fifth transistor are turned off, and current flowing from the first node to the second node is changed to the coil. Sink
In the second period of the first state,
One of the first transistor and the third transistor and the fifth transistor are turned on, and the other of the first transistor and the third transistor, the second transistor, and the fourth transistor As an off state, a current flowing from the first node to the second node is supplied to the load and the capacitive element is charged.
In the first period of the second state,
The second transistor and the third transistor are turned on, and the first transistor, the fourth transistor, and the fifth transistor are turned off, and a current from the second node to the first node is supplied to the coil. Sink
In the second period of the second state,
One of the first transistor and the third transistor and the fifth transistor are turned on, and the other of the first transistor and the third transistor, the second transistor, and the fourth transistor In an off state, a current flowing from the second node to the first node is supplied to the load and the capacitive element is charged.
Class D amplifier circuit.
請求項1のD級増幅回路。 The controller generates a pulse width modulation signal by performing pulse width modulation on the input signal, and the pulse width modulation signal is converted into the first transistor, the second transistor, the third transistor, the fourth transistor, and the Output to each gate of the fifth transistor;
The class D amplifier circuit according to claim 1 .
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