JP5040160B2 - Inverter controller for motor drive - Google Patents
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Description
本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor drive inverter control device using a small capacity reactor and a small capacity capacitor.
汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図7に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。 As a general motor drive inverter control device used in a general-purpose inverter or the like, a motor drive inverter control device as shown in FIG. 7 is well known.
図7において、主回路は直流電源装置113と、インバータ2とモータ3とから構成されており、直流電源装置113については、交流電源1と、整流回路7と、インバータ2の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ112と、交流電源1の力率改善用リアクタ111から構成されている。
In FIG. 7, the main circuit is composed of a DC
一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ3の速度指令に基づいてモータ3の各相電圧指令値を作成する電圧指令演算部9と、電圧指令演算部9で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ2をPWM制御するベースドライバ10から構成されている。
On the other hand, in the control calculation unit, the voltage
ここで、交流電源1が220V(電源周波数50Hz)、インバータ2の入力が1.5kW、平滑コンデンサ112が1500μFのとき、力率改善用リアクタ111が5mHおよび20mHの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図8に示す。
Here, when the
図8はIEC(国際電気標準会議)規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ111が5mHの場合には特に第3高調波成分がIEC規格のそれを大きく上回っているが、20mHの場合には40次までの高調波成分においてIEC規格をクリアしていることがわかる。 FIG. 8 is shown together with the IEC (International Electrotechnical Commission) standard. When the power factor improving reactor 111 is 5 mH, the third harmonic component greatly exceeds that of the IEC standard. In the case of, it is understood that the IEC standard is cleared in the harmonic components up to the 40th order.
そのため特に高負荷時においてもIEC規格をクリアするためには力率改善用リアクタ111のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストUPを招くという不都合があった。 For this reason, it is necessary to take measures such as further increasing the inductance value of the power factor improving reactor 111 in order to clear the IEC standard even when the load is high, increasing the size and weight of the inverter device, and further increasing the cost. There was an inconvenience of inviting.
そこで、力率改善用リアクタ111のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、図9に示すような直流電源装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。 Therefore, a DC power supply device as shown in FIG. 9 has been proposed as a DC power supply device that suppresses an increase in inductance value of the power factor improving reactor 111 and achieves a reduction in power harmonic components and an increase in power factor ( For example, see Patent Document 1).
図9において、交流電源1の電源電圧を、ダイオードD1〜D4をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルLinを介して中間コンデンサCに充電し、この中間コンデンサCの電荷を平滑コンデンサCDに放電して、負荷抵抗RLに直流電圧を供給する。
In FIG. 9, the power supply voltage of the
この場合、リアクトルLinの負荷側と中間コンデンサCを接続する正負の直流電流経路にトランジスタQ1を接続し、このトランジスタQ1をベース駆動回路G1で駆動する構成となっている。 In this case, the transistor Q1 is connected to the positive and negative DC current path connecting the load side of the reactor Lin and the intermediate capacitor C, and the transistor Q1 is driven by the base drive circuit G1.
また、ベース駆動回路G1にパルス電圧を印加するパルス発生回路I1、I2と、ダミー抵抗Rdmとをさらに備えており、パルス発生回路I1、I2は、それぞれ電源電圧の
ゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサCの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Rdmにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。
The circuit further includes pulse generation circuits I1 and I2 that apply a pulse voltage to the base drive circuit G1, and a dummy resistor Rdm. The pulse generation circuits I1 and I2 each detect a zero-cross point of the power supply voltage; A pulse current circuit that allows a pulse current to flow through the dummy resistor Rdm until the instantaneous value of the power supply voltage becomes equal to the voltage across the intermediate capacitor C from the detection of the zero cross point.
ここで、パルス発生回路I1は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生I2は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。 Here, the pulse generation circuit I1 generates a pulse voltage in the first half of the half cycle of the power supply voltage, and the pulse generation I2 generates a pulse voltage in the second half of the half cycle of the power supply voltage.
なお、トランジスタQ1をオン状態にしてリアクトルLinに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサCの電荷がトランジスタQ1を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードD5が接続され、さらに、中間コンデンサCの電荷を平滑コンデンサCDに放電する経路に、逆流防止用ダイオードD6と、平滑効果を高めるリアクトルLdcが直列に接続されている。 When the transistor Q1 is turned on and a current is forced to flow through the reactor Lin, a backflow prevention diode D5 is connected so that the charge of the intermediate capacitor C is not discharged through the transistor Q1, and further, the intermediate capacitor C A backflow prevention diode D6 and a reactor Ldc for enhancing the smoothing effect are connected in series to a path for discharging the electric charge of the current to the smoothing capacitor CD.
上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサCの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタQ1をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサCDとリアクトルLin(特許文献1では1500μF、6.2mH時のシミュレーション結果について記載されている)とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサCとトランジスタQ1とベース駆動回路G1とパルス発生回路I1、I2とダミー抵抗Rdmと逆流防止用ダイオードD5、D6と平滑効果を高めるリアクトルLdcとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストUPを招くという課題を有していた。 However, the above-described conventional configuration still has the smoothing capacitor CD having a large capacity and the reactor Lin (described in the simulation result at 1500 μF and 6.2 mH in Patent Document 1), and further the intermediate capacitor. C, transistor Q1, base drive circuit G1, pulse generation circuits I1 and I2, dummy resistor Rdm, backflow prevention diodes D5 and D6, and a reactor Ldc that enhances the smoothing effect, thereby increasing the size of the device and the number of parts. There was a problem of incurring a cost increase accompanying the increase.
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide a small, lightweight, and low-cost motor drive inverter control device that suppresses harmonic components of a power supply current.
上記課題を解決するために本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源を入
力とし、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタとで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータの動作をコントロールする制御演算部と、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部と、前記インバータの母線間に極めて小容量のコンデンサとを備え、前記制御演算部において、前記インバータ入力電圧検出部で検出する前記インバータの印加電圧値からインバータ印加電圧位相を演算するとともに、前記インバータ印加電圧位相を用いて前記モータに印加される電圧指令値が導出され、モータ相電流の歪みを解消すべく各相における波形改善電圧をモータ指令電圧への加算がインバータ印加電圧位相演算部から得られる位相情報を基に所定期間においてのみ行われることを特徴とするものである。
In order to solve the above-mentioned problems, an inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention comprises an AC power supply as an input and a diode bridge and a very small capacity reactor connected to the AC input side or DC output side of the diode bridge. Rectifier circuit, inverter for converting DC power to AC power, a motor, a control calculation unit for controlling the operation of the inverter, an inverter input voltage detection unit for detecting an applied voltage value of the inverter, and the inverter And an extremely small-capacitance capacitor between the buses, and in the control calculation unit, the inverter applied voltage phase is calculated from the applied voltage value of the inverter detected by the inverter input voltage detection unit, and the inverter applied voltage phase is calculated. voltage command value applied to the motor is derived by using the motor phase electric Waveforms improved voltage in each phase in order to eliminate the distortion of the group phase information obtained from the inverter application voltage phase calculation section adds to the motor command voltage is characterized in that is performed only in a predetermined period.
これによって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現し、インバータ印加電圧位相を用いてモータ印加電圧が導出されることから、交流電源の力率改善や高調波対策が図れる。 As a result, a small, lightweight, and low cost motor drive inverter control device is realized by using a small-capacitor and a small-capacity reactor, and the motor applied voltage is derived using the inverter applied voltage phase. Power factor improvement and harmonic countermeasures.
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さ
らに電源電流の力率改善が容易に図れ、システムの信頼性を向上できるという効果を奏する。
The motor drive inverter control device of the present invention can realize a motor drive inverter control device that is small, light, and low cost by using a small-capacity reactor and a small-capacitance capacitor, and can easily improve the power factor of the power source current. The system reliability can be improved.
第1の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源を入力とし、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタとで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータの動作をコントロールする制御演算部と、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部と、前記インバータの母線間に極めて小容量のコンデンサとを備え、前記制御演算部において、前記インバータ入力電圧検出部で検出する前記インバータの印加電圧値からインバータ印加電圧位相を演算するとともに、前記インバータ印加電圧位相を用いて前記モータに印加される電圧指令値が導出され、モータ相電流の歪みを解消すべく各相における波形改善電圧をモータ指令電圧への加算がインバータ印加電圧位相演算部から得られる位相情報を基に所定期間においてのみ行われることにより、交流電源の電流波形の歪みが軽減され、小型・軽量・低コストでありながら高力率であるモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a motor drive inverter control device including an AC power supply as an input, a rectifier circuit including a diode bridge and an extremely small capacity reactor connected to an AC input side or a DC output side of the diode bridge. An inverter that converts DC power to AC power, a motor, a control calculation unit that controls the operation of the inverter, an inverter input voltage detection unit that detects an applied voltage value of the inverter, and a bus between the inverters A small-capacitance capacitor, and the control calculation unit calculates an inverter applied voltage phase from an applied voltage value of the inverter detected by the inverter input voltage detection unit, and uses the inverter applied voltage phase for the motor. voltage command value to be applied is derived, in order to eliminate the distortion of the motor phase current By waveforms improved voltage in phase addition of the motor command voltage is performed only in a predetermined period based on the phase information obtained from the inverter application voltage phase calculation section, the distortion of the AC power supply current waveform can be reduced, size and weight -A motor drive inverter control device that is low in cost but high in power factor can be realized.
第2の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第1の発明において、前記インバータ印加電圧位相は、前記インバータ入力電圧検出部で検出される前記インバータの印加電圧値がしきい値以上で、かつ、増加から減少へ変化するタイミングの間隔を1周期とすることにより、モータの種類や運転状況などが変化した場合においても正確にインバータ印加電圧位相を演算することができる。 The inverter control apparatus for driving a motor according to a second aspect of the invention is particularly the first aspect of the invention, wherein the inverter applied voltage phase is such that the applied voltage value of the inverter detected by the inverter input voltage detector is equal to or greater than a threshold value. In addition, by setting the interval of the change timing from the increase to the decrease as one cycle, the inverter applied voltage phase can be accurately calculated even when the motor type or the operating condition is changed.
第3の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第2の発明において、前記しきい値は、前記モータが停止中における前記インバータの印加電圧値に応じて可変とすることにより、交流電源がいかなる電圧の場合においても自動的にインバータ印加電圧位相を演算することができる。 According to a third aspect of the present invention, there is provided an inverter control apparatus for driving a motor, particularly in the second aspect, wherein the threshold value is variable in accordance with an applied voltage value of the inverter while the motor is stopped. The inverter applied voltage phase can be automatically calculated at any voltage.
第4の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第1〜第3の発明において、前記小容量リアクタと前記小容量コンデンサとの共振周波数を前記電源周波数の40倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することにより、電源電流の高調波成分を抑制し、IEC規格をクリアすることができる。 The inverter control device for driving a motor according to a fourth aspect of the invention, particularly in the first to third aspects of the invention, so that the resonance frequency of the small-capacity reactor and the small-capacitance capacitor is greater than 40 times the power supply frequency. By determining the combination of the small-capacity reactor and the small-capacitance capacitor, the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the IEC standard can be cleared.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図1に示す。モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源1、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ7、2mH以下の小容量リアクタ11、0.4μF〜100μFの小容量コンデンサ12、ブラシレスモータ3に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ2及びインバータ2を制御する制御部6を有する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a system configuration diagram of a motor drive inverter control apparatus showing a first embodiment of the present invention. The motor drive inverter control device includes an
ブラシレスモータ3は、中性点を中心にY結線された3相巻線4u,4v,4wが取付けられた固定子4と、磁石が装着された回転子5とからなる。
The
U相巻線4uの非結線端にU相端子8uが、V相巻線4vの非結線端にV相端子8vが、W相巻線4wの非結線端にW相端子8wが接続されている。 The U-phase terminal 8u is connected to the non-connected end of the U-phase winding 4u, the V-phase terminal 8v is connected to the non-connected end of the V-phase winding 4v, and the W-phase terminal 8w is connected to the non-connected end of the W-phase winding 4w. Yes.
インバータ2は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をU相用,V相用,W相用として3相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量
コンデンサ12の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。U相用のハーフブリッジ回路は、高圧側(上アーム)のスイッチング素子13u及び低圧側(下アーム)のスイッチング素子13xよりなる。V相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13v及び低圧側スイッチング素子13yよりなる。W相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13w及び低圧側スイッチング素子13zよりなる。
The
また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード14u,14v,14w,14x,14y,14zが接続されている。インバータ2におけるスイッチング素子13uとスイッチング素子13xの相互接続点、スイッチング素子13vとスイッチング素子13yの相互接続点、スイッチング素子13wとスイッチング素子13zの相互接続点にブラシレスモータ3の端子8u,8v,8wがそれぞれ接続される。
In addition,
インバータ2に印加されている直流電圧は、上述したインバータ2内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ3が駆動される。
The DC voltage applied to the
また、インバータ2とブラシレスモータ3間には相電流を検出するための電流センサ15v,15wが配されている。
Further, current sensors 15v and 15w for detecting a phase current are disposed between the
制御部6は、電圧指令演算部9と、ベースドライバ10と、モータ位相推定部17と、回転子速度検出部18と、電流指令演算部19と、インバータ印加電圧位相演算部20からなる。
The
モータ位相推定部17は、電流センサ15v,15wで得られる情報からブラシレスモータ3の相電流と、電圧指令演算部9で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部16により検出されるインバータ2への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ3の位相を推定する。
The
さらに、回転子速度検出部18は、推定された位相からブラシレスモータ3の速度を推定する。
Further, the rotor speed detector 18 estimates the speed of the
電流指令演算部19では推定された回転子5の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をPI演算などを用いて導出し、電圧指令演算部9がブラシレスモータ3に印加する出力電圧を演算する。
Based on deviation information between the estimated speed of the
出力電圧情報はベースドライバ10に出力され、各スイッチング素子13u,13v,13w,13x,13y,13zをPWM制御し、正弦波状の交流を生成する。
The output voltage information is output to the
このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ3の正弦波駆動を実現している。
As described above, in this embodiment, the sinusoidal drive of the
図2は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第1の動作結果であるが、本発明におけるコンデンサ12は、極めて容量の小さいものを用いているためインバータ印加電圧は電源周波数fs(=50Hz)の2倍の周波数で大きく脈動している様子がわかる。 FIG. 2 shows the first operation result of the motor drive inverter control device of the present invention. Since the capacitor 12 of the present invention uses an extremely small capacity, the inverter applied voltage is the power supply frequency fs (= 50 Hz). It can be seen that there is a large pulsation at a frequency twice that of).
また電源電流に関しては、コンデンサ12が小容量で充放電時間が極めて短いため電流休止期間がほとんどなく、高力率を実現している。 Regarding the power supply current, since the capacitor 12 has a small capacity and the charge / discharge time is extremely short, there is almost no current pause period and a high power factor is realized.
図3は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第2の動作結果であり、電源周波数が50Hzにおいて、6極の3相モータを4000rpmで駆動したときの波形を示す。 FIG. 3 shows a second operation result of the motor drive inverter control apparatus according to the present invention, and shows a waveform when a 6-pole three-phase motor is driven at 4000 rpm at a power supply frequency of 50 Hz.
ここで電源電流に関してさらに詳しく観測すると、インバータ2のキャリア成分よりも大きい周期T1の脈動が現れており、この電源電流の脈動とブラシレスモータ3の相電流との関係を見てみると、矢印で示すモータ相電流の歪み箇所と電源電流の落ち込みタイミングとが一致しているのが分かる。
When the power supply current is observed in more detail here, a pulsation with a period T1 larger than the carrier component of the
このモータ相電流の歪みの主要因として、インバータ2の上下アームの短絡防止用に設けられたデッドタイム期間中に、スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの不完全ターンオンに起因するものがあげられ、これによってモータ相電流のゼロクロス点付近で出力電圧が不連続になり、モータ相電流の歪みとなって現れるものである。
The main cause of the distortion of the motor phase current is due to incomplete turn-on of the freewheeling diode connected in reverse parallel to the switching element during the dead time period provided for preventing the short circuit of the upper and lower arms of the
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においては、極めて小容量のリアクタとコンデンサを用いていることから、上述したモータ相電流の歪みが電源電流の脈動として現れやすくなっているのである。 In the inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention, an extremely small capacity reactor and capacitor are used, so that the above-described distortion of the motor phase current tends to appear as a pulsation of the power supply current.
次に、電源電流の高調波規制について考える。 Next, consider the harmonic regulation of power supply current.
高調波電流とは、交流電源1の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことを示すが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流に対して規制値が設けられている。
The harmonic current indicates a current having a frequency component that is an integral multiple of the sinusoidal waveform of the
これまで説明してきた電源電流の脈動が、交流電源1の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値を満足できない可能性がでてくる。
If the pulsation of the power source current described so far has a frequency that is an integral multiple of the sine wave waveform of the
そこで、電圧指令演算部9では上述したモータ相電流の歪みを解消すべく、各相における波形改善電圧vud *、vvd *、vwd *をモータ指令電圧vuh *、vvh *、vwh *に加算することによってモータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを抑制し、電源電流の脈動を抑えるようにした。
Therefore, in order to eliminate the above-described distortion of the motor phase current, the voltage
電圧指令演算部9から出力される電圧指令値Vu *、Vv *、Vw *は、式1で表される。
The voltage command values V u * , V v * , and V w * output from the voltage
図4は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第3の動作結果である。 FIG. 4 shows the third operation result of the motor drive inverter control apparatus of the present invention.
波形については、中央が電源電流で下側がモータ相電流を示し、双方とも波形改善電圧vud *、vvd *、vwd *が加算された結果で動作しているものである。 As for the waveforms, the center shows the power supply current and the lower side shows the motor phase current, and both are operating as a result of adding the waveform improvement voltages v ud * , v vd * , and v wd * .
図3で示した動作結果と比較すると、モータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを緩和したことによって、電源電流の脈動、すなわち、高調波電流の発生を抑えられているのがわかる。 Compared with the operation result shown in FIG. 3, it can be seen that the pulsation of the power source current, that is, the generation of the harmonic current is suppressed by reducing the distortion near the zero cross point of the motor phase current.
インバータ印加電圧位相演算部20では、インバータ入力電圧検出部16により検出されるインバータ2への印加電圧の情報により、電源周波数fs(=50Hz)の2倍の周波数で大きく脈動している周期(インバータ印加電圧位相)を演算している。
In the inverter applied voltage
図4に示す波形においては、各相における波形改善電圧vud *、vvd *、vwd *のモータ指令電圧vuh *、vvh *、vwh *への加算がインバータ印加電圧位相演算部20から得られる位相情報を基に期間T2においてのみ行われるようにし、適正なタイミングでの波形歪みの抑制を実現している。 In the waveform shown in FIG. 4, the addition of the waveform improvement voltages v ud * , v vd * , v wd * in each phase to the motor command voltages v uh * , v vh * , v wh * is an inverter applied voltage phase calculation unit. Based on the phase information obtained from 20, it is performed only in the period T2, and the waveform distortion is suppressed at an appropriate timing.
(実施の形態2)
本発明の実施の形態2では、実施の形態1のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ入力電圧検出部16で検出されるインバータ2の印加電圧値がしきい値以上で、かつ、増加から減少へ変化するタイミングを計測し、この間隔をインバータ印加電圧位相の一周期とした演算をインバータ印加電圧位相演算部20で行うようにした。
(Embodiment 2)
In the second embodiment of the present invention, in the motor drive inverter control device of the first embodiment, the applied voltage value of the
図5は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第4の動作結果で、200Vの電源電圧、インバータ印加電圧、インバータ印加電圧位相演算部20で演算された結果を示したものである。
FIG. 5 shows a fourth operation result of the inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention, which is a result calculated by the power supply voltage of 200 V, the inverter applied voltage, and the inverter applied voltage
図2でも示したとおり、インバータ印加電圧は電源周波数fs(=50Hz)の2倍の周波数で大きく脈動しているが、電源電圧のゼロクロスタイミング(マル囲み箇所)においては電圧が持ち上がる現象が起きている。 As shown in FIG. 2, the voltage applied to the inverter is greatly pulsated at a frequency twice as high as the power supply frequency fs (= 50 Hz), but at the zero cross timing of the power supply voltage (a circled portion) Yes.
これは、ブラシレスモータ3の回生電圧であり、その大きさは誘起電圧の仕様によって変化する。
This is the regenerative voltage of the
インバータ印加電圧位相演算部20においてインバータ印加電圧位相の一周期を導出する際に、インバータ印加電圧の変極点のみを認識していた場合、上述の回生電圧が影響してインバータ印加電圧位相の誤認識に繋がってしまうが、しきい値による判断を加えることによって正確な演算結果を得ることが可能となった。
When the inverter applied voltage
(実施の形態3)
本発明の実施の形態3では、実施の形態2のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ印加電圧位相演算部20で用いるしきい値を、ブラシレスモータ3が停止中におけるインバータ2の印加電圧値に応じて可変とした。
(Embodiment 3)
In the third embodiment of the present invention, in the motor drive inverter control apparatus of the second embodiment, the threshold value used in the inverter applied voltage
図6は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第5の動作結果で、200Vの電源電圧と、ブラシレスモータ3が停止中におけるインバータ印加電圧を示したものである。
FIG. 6 shows a fifth operation result of the motor drive inverter control apparatus according to the present invention, showing a power supply voltage of 200 V and an inverter applied voltage when the
ブラシレスモータ3が停止しているときは殆ど電源電流は流れず、図2や図5で示したようなインバータ印加電圧の脈動は現れない。
When the
この状態でのインバータ印加電圧から数V〜数十V程度低い値をインバータ印加電圧位相演算部20で用いるしきい値とすることで、電源電圧がいかなる値でも正確なインバータ印加電圧位相を演算することが可能となった。
By setting a threshold value used by the inverter applied voltage
特に、日本国内の場合を想定すると、商用電源電圧が100Vであっても200Vであっても本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は使用可能となる。 In particular, assuming a case in Japan, the motor drive inverter control device of the present invention can be used regardless of whether the commercial power supply voltage is 100V or 200V.
(実施の形態4)
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
(Embodiment 4)
A specific method for determining the specifications of the small-capacity capacitor and small-capacity reactor according to the present invention will be described below.
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してIEC規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数fLC(LC共振周波数)を電源周波数fsの40倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。 In the motor drive inverter control device of the present invention, the resonance frequency f LC (LC resonance frequency) of the small capacitor and the small reactor is set to the power frequency in order to suppress the harmonic component of the power current and clear the IEC standard. The combination of the small capacitor and the small reactor is determined so as to be larger than 40 times fs.
ここで、小容量コンデンサの容量をC[F]、小容量リアクタのインダクタンス値をL[H]とすると、LC共振周波数fLCは式2のように表される。
Here, when the capacitance of the small-capacitance capacitor is C [F] and the inductance value of the small-capacity reactor is L [H], the LC resonance frequency f LC is expressed by
即ち、fLC>40fsを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである。(IEC規格では電源電流の高調波成分において第40次高調波まで規定されているため)
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、IEC規格をクリアすることが可能となる。
That is, the combination of the small capacitor and the small reactor is determined so as to satisfy f LC > 40 fs. (Because the IEC standard specifies the 40th harmonic in the harmonic component of the power supply current)
As described above, by determining the combination of the small-capacity capacitor and the small-capacity reactor, the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the IEC standard can be cleared.
なお、実施の形態1から実施の形態4で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。 Note that the present invention described in the first to fourth embodiments can be applied to a motor drive inverter control device that drives a motor using an inverter circuit.
例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。 For example, an air conditioner equipped with an inverter circuit, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, an electric vacuum cleaner, a blower, a heat pump water heater and the like.
いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。 For any product, by reducing the size and weight of the motor drive inverter device, the degree of freedom in product design is improved, and an inexpensive product can be provided.
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、電源電流の高調波成分を抑制した高力率の動作が可能であり、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。 As described above, the motor drive inverter control device according to the present invention can realize a small, light, and low cost motor drive inverter control device by using a small-capacity reactor and a small-capacitance capacitor. High power factor operation with suppressed components is possible and system reliability can be improved, so only when speed sensors such as pulse generators cannot be used, such as compressor drive motors in air conditioners The present invention can also be applied to a case where a speed sensor can be provided, such as a servo drive.
1 交流電源
2 インバータ
3 ブラシレスモータ
4 固定子
4u、4v、4w 巻線
5 回転子
6 制御部
7 ダイオードブリッジ
8u、8v、8w 端子
9 電圧指令演算部
10 ベースドライバ
11 小容量リアクタ
12 小容量コンデンサ
13u、13v、13w 上アームスイッチング素子
13x、13y、13z 下アームスイッチング素子
14u、14v、14w、14x、14y、14z フリーホイールダイオード
15v、15w 電流センサ
16 インバータ入力電圧検出部
17 モータ位相推定部
18 回転子速度検出部
19 電流指令演算部
20 電源周波数演算部
111 リアクタ
112 平滑コンデンサ
113 直流電源装置
DESCRIPTION OF
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006121468A JP5040160B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Inverter controller for motor drive |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006121468A JP5040160B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Inverter controller for motor drive |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007295735A JP2007295735A (en) | 2007-11-08 |
JP5040160B2 true JP5040160B2 (en) | 2012-10-03 |
Family
ID=38765807
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006121468A Expired - Fee Related JP5040160B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Inverter controller for motor drive |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5040160B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010124584A (en) * | 2008-11-19 | 2010-06-03 | Panasonic Corp | Motor control device |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04248295A (en) * | 1991-01-23 | 1992-09-03 | Matsushita Electric Works Ltd | High-frequency lighting device for incandescent lamp |
JP3586078B2 (en) * | 1997-09-08 | 2004-11-10 | 株式会社東芝 | Power converter |
JP2005304248A (en) * | 2004-04-15 | 2005-10-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter controller for driving motor and electrical apparatus |
-
2006
- 2006-04-26 JP JP2006121468A patent/JP5040160B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2007295735A (en) | 2007-11-08 |
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