JP4811720B2 - Electronic transformer - Google Patents
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Description
本発明はスイッチング電源に関し、特に交流電流を直接スイッチングする電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a power supply that directly switches an alternating current.
商用のAC100Vから絶縁された交流電圧を作る最も簡単な方法はACトランスを用いることであるが、トランスのサイズを小さくするために、図6に示したように交流をいったん直流に変換してその直流をスイッチングして高周波電流を作り、高周波用のトランスを介して絶縁された電圧を作る方法がとられている。このトランスを電子トランスと呼んでいる。
従来の電子トランスはブリッジ整流器によって交流をいったん直流に交換しているが、ブリッジ整流器による電圧ドロップが約2Vになり、これが電子トランスの効率を下げている原因の1つになっている。The simplest way to create an AC voltage insulated from commercial AC100V is to use an AC transformer. To reduce the size of the transformer, the AC is once converted to DC as shown in FIG. A method is used in which a high frequency current is generated by switching direct current and an insulated voltage is generated through a high frequency transformer. This transformer is called an electronic transformer.
In the conventional electronic transformer, the alternating current is once exchanged into the direct current by the bridge rectifier, but the voltage drop by the bridge rectifier becomes about 2V, which is one of the causes of reducing the efficiency of the electronic transformer.
本発明は、交流をいったん直流にすることなく、交流を直接スイッチングすることによって、従来効率をを下げていたブリッジ整流器の損失をゼロにすることを目的としている。 An object of the present invention is to eliminate the loss of the bridge rectifier, which has conventionally reduced the efficiency, by directly switching the alternating current without first turning the alternating current into a direct current.
本発明は、交流を直接スイッチングするために、2つのMOSFETからなる双方向スイッチを2つ用いて、交流の正弦波の正負を検出して得られる信号と高周波の信号を合成してMOSFETのゲートに加えることを特徴としている。 In the present invention, in order to directly switch alternating current, two bidirectional switches composed of two MOSFETs are used to synthesize a signal obtained by detecting the positive / negative of an alternating sine wave and a high-frequency signal to form a gate of the MOSFET. It is characterized by adding to.
本発明の電子トランスはブリッジ整流器の損失をゼロにできるので効率が改善される。 The electronic transformer of the present invention improves efficiency because the loss of the bridge rectifier can be zero.
発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。 The best mode for carrying out the invention will be described with reference to the drawings.
図1は請求項1記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、9は交流位相識別回路で交流電圧が正弦波の正の位相にあるときは端子Pからパルスを出力し、負の位相にあるときは端子Sからパルスを出力する。10はデュアル発振制御回路で、端子Uと端子Vからは交互にパルスを出力する。各々のパルスの幅は同じである。また、UとVのいずれもパルスを発しないディレイタイムが存在していても良い。11から14はOR回路である。
交流位相識別回路とデュアル発振制御回路のパルスが出力されている間を1として、パルスを出力していない間を0として、各々のパルスと4から7のMOSFETがとり得るオン・オフの状態を表1にまとめた。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
In the figure, reference numeral 9 denotes an AC phase identification circuit which outputs a pulse from the terminal P when the AC voltage is in the positive phase of the sine wave, and outputs a pulse from the terminal S when it is in the negative phase.
The ON / OFF state that each pulse and 4 to 7 MOSFETs can take is assumed to be 1 while the pulse of the AC phase identification circuit and the dual oscillation control circuit is output, and 0 when the pulse is not output. The results are summarized in Table 1.
表1はMOSFETのオンを1、オフを0で表している。交流位相識別回路の出力はPが1ならばSは0であり、Pが0ならばSは1である。デュアル発振制御回路はUが1ならばVは0であり、Vが1ならばUが0である。また、Uが0でVも0という状態もある。
表1の状態Aでは交流電源からMOSFET4及び5とトランス8の1次巻線8aとコンデンサ3を通る電流が流れ、トランス8の2次巻線8bを介して負荷15に電力が供給される。状態Bになると交流電源からの電流は止まり、トランス8にたまった励磁エネルギは、オン状熊のMOSFET7とMOSFET6のボディダイオードとコンデンサ3を通って放出されコンデンサ3に電荷となって回生される。状態Cになると交流電源からコンデンサ2とトランス8の1次巻線8aとMOSFET6と7を通る電流が流れ、トランス8の2次巻線8bを介して負荷15に電力が供給される。状態Dでは交流電源からの電流は止まり、トランス8にたまった励磁エネルギはオン状態のMOSFET5とMOSFET4のボディダイオードとコンデンサ2を通り放出され、コンデンサ2に電荷となって回生される。このように状態を繰り返して交流電源からの電流は直接スイッチングされて、トランス8を介して負荷に供給される。交流電源に流れる電流と負荷に流れる電流の波形を図2に示す。
トランス8が電力を通過させる際にトランス8にたまる余計なエネルギである励磁エネルギは回生されるので損失にならない。Table 1 shows the MOSFET on by 1 and off by 0. The output of the AC phase identification circuit is 0 when P is 1 and 1 when P is 0. In the dual oscillation control circuit, if U is 1, V is 0, and if V is 1, U is 0. There is also a state where U is 0 and V is 0.
In the state A of Table 1, current flows from the AC power source through the
Excitation energy, which is excess energy that accumulates in the
図3は請求項2記載の発明の実施例を示す回路図である。交流電源1からトランス8の1次巻線8aまでは図1と同じである。
図において、16から19はMOSFETでそれらのゲートには交流位相識別回路9とデュアル発振制御回路10のパルスが、20から23のAND回路を介して供給されている。
図3の回路において、交流位相識別回路9とデュアル発振制御回路10のパルスに対するMOSFET11から14及びMOSFET20から23のオン・オフ状態をまとめたものを表2に示す。FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the second aspect of the present invention. The steps from the
In the figure,
Table 2 shows a summary of the on / off states of the
表2の状態Aでは実施例の図1で説明したようにトランス8の1次巻線8aに電流が流れているが、MOSFET16がオン状態であるため、電流は2次巻線8bからMOSFET17のボディダイオードとオン状態のMOSFET16を介して負荷に供給される。状態BではMOSFET16から19がオフであるから負荷に電流は供給されない。状態Cではトランス8の1次巻線8aに状態Aのときとは反対方向に電流が流れるが、MOSFET18がオン状態であるため、2次巻線8bの電流はMOSFET19のボディダイオードとオン状態のMOSFET18を介して負荷に供給される。負荷に流れる電流の方向は状態Aのときと同じである。
すなわち、負荷に流れる電流は交流の位相と一致するようになる。図4は交流電源に流れる電流と負荷に流れる電流の波形を示している。
負荷の前に高周波を取り除くフィルタを挿入することによって、負荷に流れる電流は正弦波になる。
図5は請求項3記載の発明の実施例を示す回路図である。図3のMOSFET4から7及び16から19をIGBTとダイオードの組み合わせによって置き換えたものである。動作は図3の回路図と同じである。In the state A of Table 2, as described with reference to FIG. 1 of the embodiment, the current flows through the primary winding 8a of the
That is, the current flowing through the load coincides with the AC phase. FIG. 4 shows waveforms of current flowing through the AC power source and current flowing through the load.
By inserting a filter that removes high frequencies before the load, the current flowing through the load becomes a sine wave.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of the third aspect of the present invention.
交流を直接スイッチングすることによりブリッジ整流器を取り除くことができ、その分損失が減るので効率が改善される。また、負荷に供給する電流を交流にすることが容易にできるので、従来の商用トランスに置き換えることができる。 By directly switching the alternating current, the bridge rectifier can be eliminated and the efficiency is improved because the loss is reduced accordingly. Further, since the current supplied to the load can be easily changed to an alternating current, it can be replaced with a conventional commercial transformer.
1 交流電源
2、3 コンデンサ
4 第2のMOSFET
5 第1のMOSFET
6 第4のMOSFET
7 第3のMOSFET
8 トランス
8a 1次巻線
8b 2次巻線
9 交流位相識別回路
10 デュアル発振制御回路
11、12、13、14 OR回路
15 負荷
16 第5のMOSFET
17 第6のMOSFET
18 第7のMOSFET
19 第8のMOSFET
20、21、22、23 AND回路
24、25、26、27、28、29、30、31 IGBT
32、33、34、35、36、37、38、39 ダイオード
101 ブリッジ整流器
102、103 トランジスタ1
5 First MOSFET
6 Fourth MOSFET
7 Third MOSFET
8 Transformer 8a Primary winding 8b Secondary winding 9 AC
17 Sixth MOSFET
18 Seventh MOSFET
19 Eighth MOSFET
20, 21, 22, 23 AND
32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39
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