JP4736155B2

JP4736155B2 - Inverter device

Info

Publication number: JP4736155B2
Application number: JP2000037797A
Authority: JP
Inventors: 英樹両角; 和彦麻田; 保道小林
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-02-16
Filing date: 2000-02-16
Publication date: 2011-07-27
Anticipated expiration: 2020-02-16
Also published as: JP2001231270A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭で使用される電気機器に使用される電動機を駆動するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のインバータ装置の構成を図９に示す。
【０００３】
スイッチング手段１、２、３、４、５、６は半導体素子であるＩＧＢＴと逆接続ダイオードの並列回路で構成されている。
【０００４】
直列回路７は高電位側のスイッチング手段１と低電位側のスイッチング手段４が直列接続されて構成され、高電位側の直列回路８はスイッチング手段２と低電位側のスイッチング手段５が直列接続されて構成され、直列回路９は高電位側のスイッチング手段３と低電位側のスイッチング手段６が直列接続されて構成されている。
【０００５】
インバータ回路１０は直列回路７〜８が並列接続されて構成されている。つまり、スイッチング手段１〜６が三相ブリッジになるように構成されている。
【０００６】
電動機１１は三相結線された固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを有する固定子１２と永久磁石を備えた回転子１３により構成されている。
【０００７】
直流電源１５は交流電源を整流回路により整流し、直流電圧を得るように構成される。
【０００８】
前記整流回路は例えば、ダイオードブリッジと平滑コンデンサにより全波整流を行うように構成されている。
【０００９】
制御手段７１は、マイクロコンピュータや複数の論理回路などで構成され、制御手段７１は位置検知手段１８の出力論理に応じて所定のスイッチング手段１〜６をオンオフ制御する。同時に制御手段７１は、スイッチング手段１〜６のオン期間中の通電比を制御する。つまり、図９のインバータ装置ではパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの印加電圧の平均値を制御している。なお、図９に示したインバータ装置では、パルス幅変調を行うためのキャリア周波数を約１５．６２５ｋＨｚにしている。
【００１０】
位置検知手段１８は、回転子１３の永久磁石の磁極を検知する三つのホールＩＣ１９、２０、２１により構成され、ホールＩＣ１９〜２１は前記永久磁石の磁極に応じてハイまたはローを制御手段１８に出力する。ホールＩＣ１９〜２１は電気角で約１２０度間隔になるように固定子１２に配設されている。
【００１１】
以上のように構成されたインバータ装置の動作について説明する。
【００１２】
制御手段７１を構成するマイクロコンピュータ内のＲＯＭには、予め電動機１１の回転方向、ホールＩＣ１９〜２１の出力論理の組み合わせに応じたスイッチング手段１〜６のオンオフ状態が記憶されており、ホールＩＣ１９〜２１の論理が切り替わるごとに所定のスイッチング手段１〜６をオンオフ制御し、スイッチング手段１〜６を通じて電動機１１に三相全波の交流電力を供給する。同時に、制御手段７１は電動機１１の速度をホールＩＣ１９のハイ出力の期間をマイクロコンピュータ内のタイマカウンタにより検知し、電動機１１の速度が所定速度になるようにＰＷＭを行う。また、別の従来例としては、ＰＷＭを行う代わりに、特に図示していないが、前記整流回路の出力する直流電圧を可変にするために前記整流回路を昇圧回路または、昇降圧回路などの構成にするものもある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のインバータ装置はスイッチング手段の通電比を制御することで電動機の印加電圧を制御するので、所望の回転速度で駆動できるが、前記スイッチング手段の通電比が１００％になった状態においては、それ以上の速度で駆動することができないので、複数の動作条件を有する機器においては、不要な動作領域が非常に多い過剰仕様の電動機やインバータ回路を必要とするという課題を有していた。
【００１４】
また、別の従来のインバータ装置は整流回路を昇圧回路または昇降圧回路の構成にして、電動機に印加する電圧を拡大し、電動機の動作領域を拡大しているが、前記昇圧回路や前記昇降圧回路を設けるために、制御方式が複雑になったり、部品点数が増え、装置の大型化、高コスト化という課題を有していた。
【００１５】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、簡単な回路構成で電動機の動作領域を拡大することを目的にしている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、二つのスイッチング手段からなる直列回路を複数設けたインバータ回路と前記インバータ回路の出力に接続した複数の固定子巻線を有する電動機と、前記インバータ回路の入力端子に接続したコンデンサと、直流電源と、前記直流電源の出力の一端に接続した切換手段と、前記スイッチング手段を制御する制御手段を有し、前記切換手段は前記直流電源の出力の一端と前記コンデンサの一端の間の接続と、前記直流電源の出力の一端と前記固定子巻線どうしの接続部の接続を切り換えるように構成し、前記切換手段により前記直流電源と前記電動機を構成する複数の固定子巻線どうしの接続部が接続されたとき、前記制御手段は、前記切換手段の接続された電位側の前記スイッチング手段のうち回生電流を発生している固定子巻線とは別の固定子巻線に接続される少なくとも一つを最低一回はオンさせるようにしたものである。
【００１７】
これにより、前記固定子巻線への印加電圧の最大値を上げることができるので、前記電動機の動作領域を高速まで広げることができるとともに、コンデンサが回生電流により過大に充電されることを防止できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１記載の発明は、二つのスイッチング手段からなる直列回路を複数設けたインバータ回路と前記インバータ回路の出力に接続した複数の固定子巻線を有する電動機と、前記インバータ回路の入力端子に接続したコンデンサと、直流電源と、前記直流電源の出力の一端に接続した切換手段と、前記スイッチング手段を制御する制御手段を有し、前記切換手段は前記直流電源の出力の一端と前記コンデンサの一端の間の接続と、前記直流電源の出力の一端と前記固定子巻線どうしの接続部の接続を切り換えるように構成し、前記切換手段により前記直流電源と前記電動機を構成する複数の固定子巻線どうしの接続部が接続されたとき、前記制御手段は、前記切換手段の接続された電位側の前記スイッチング手段のうち回生電流を発生している固定子巻線とは別の固定子巻線に接続される少なくとも一つを最低一回はオンさせるようにしたものであり、前記固定子巻線への印加電圧の最大値が前記切換手段により約二倍に切り替わるので、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記固定子巻線どうしの接続部に接続した場合は、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記コンデンサの出力の一端に接続した場合に比べ、前記固定子巻線それぞれに最大約四倍の電力を供給でき、前記電動機の動作領域を変更できるとともに、スイッチング手段がオフした際に生じる回生電流が、オフしたスイッチング手段とは逆の電位側のスイッチング手段がオンすることにより、このスイッチング手段を通じて別の固定子巻線に流れるので、コンデンサが過大に充電されることを防止でき、従って、過電圧による故障の少ないインバータ装置を実現できる。
【００１９】
また、本発明の請求項２記載の発明は、上記請求項１記載の発明において、電動機は回転子に永久磁石を有し、前記永久磁石の前記固定子巻線に対する相対的な位置を検知する位置検知手段を有し、制御手段は前記位置検知手段の出力に応じてスイッチング手段を制御するようにしたものであり、前記固定子巻線への印加電圧の最大値が前記切換手段により約二倍に切り替わるので、前記切換手段により前記直流電源の一端が前記固定子巻線どうしの接続部に接続した場合は、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記コンデンサの出力の一端に接続した場合に比べ、前記固定子巻線に生じる誘導起電力が約二倍になる速度まで電動機を駆動できる。誘導起電力は前記電動機の速度とは比例関係であるので、前記電動機の速度を最大約二倍にできる。また、回転子に永久磁石を設けることにより、高効率の電動機を駆動するインバータ装置を実現できる。
【００２０】
また、本発明の請求項３記載の発明は、上記請求項１または２に記載の発明において、切換手段は、電動機の目標速度が所定速度以内であるときには直流電源とコンデンサの一端を接続し、所定速度を越えるときには電動機を構成する複数の固定子巻線どうしの接続部と前記直流電源の一端を接続するようにしたものであり、前記電動機を目標速度に適した接続条件で効率良く駆動できる。
【００２１】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００２２】
（実施例１）
図１に本発明の実施例１のインバータ装置の回路構成を示す。
【００２３】
スイッチング手段１、２、３、４、５、６は各々、高周波スイッチングと大電流容量に対応できるＩＧＢＴと逆接続ダイオードの並列回路で構成されている。しかし、これに限定するものではなく、ＩＧＢＴの代わりにトランジスタやＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。
【００２４】
直列回路７は、高電位側のスイッチング手段１と低電位側のスイッチング手段４が直列接続されて構成されている。直列回路８は、高電位側のスイッチング手段２と低電位側のスイッチング手段５が直列接続されて構成されている。直列回路９は、高電位側のスイッチング手段３と低電位側のスイッチング手段６が直列接続されて構成されている。
【００２５】
インバータ回路１０は直列回路７、８、９が並列接続されて構成されている。つまり、インバータ回路１０はスイッチング手段１、２、３、４、５、６が三相ブリッジされて構成されている。
【００２６】
電動機１１は三相結線された固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを有する固定子１２と永久磁石を備えた回転子１３により構成されている。
【００２７】
コンデンサ１４はインバータ回路１０の入力端子に接続し、インバータ回路１０は直流電源１５より切換手段１６を介して直流電力をうけ、電動機１１に三相電力を供給する。
【００２８】
直流電源１５は交流電源を整流回路により整流し、直流電圧を得るように構成される。
【００２９】
前記整流回路は例えば、ダイオードブリッジと平滑コンデンサにより全波整流を行うように構成されている。しかし、これは一例であり、二つの平滑コンデンサを直列接続し、この直列回路とダイオードブリッジを接続して倍電圧整流回路を構成してもよい。
【００３０】
切換手段１６はリレーで構成されており、このリレーはコイル励磁により接点ｂに接続し、無励磁により接点ａに接続する。つまり、接点ａに接続することでコンデンサ１４の高電位側の端子と直流電源１５の高電位側の端子とを接続し、接点ｂに接続することで固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点と直流電源１５の高電位側の端子とを接続する。しかしながら、メカニカルラッチ方式のスイッチにより、直流電源１５の接続を切り換えるものであってもよい。また、本実施例においては、切換手段１６にａ点、ｂ点の二つの接点が設けられ、直流電源１５が常に固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点か、コンデンサの高電位側の端子のいずれかに接続するようにしているが、特にこれに限定するものではなく、例えば第三の接点を新たに設け、電動機１１を駆動しない場合には、この接点に接続して直流電源１５の高電位側の端子が開放状態になるようにしてもよい。
【００３１】
制御手段１７は、マイクロコンピュータや複数の論理回路などで構成される。本実施例においては、制御手段１７は位置検知手段１８の出力論理に応じて所定のスイッチング手段１、２、３、４、５、６をオンオフ制御するとともに、切換手段１６たるリレーをオンオフ制御する。
【００３２】
位置検知手段１８は、回転子１３の永久磁石の磁極を検知する三つのホールＩＣ１９、２０、２１により構成され、ホールＩＣ１９、２０、２１は永久磁石の磁極に応じてハイまたはローを制御手段１８に出力する。ホールＩＣ１９、２０、２１は電気角で約１２０度間隔になるように固定子１２に配設されている。なお、これは一例で固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに生じる誘導起電力を検知して、回転子１３の位置を検知してもよいし、ロータリエンコーダなどを用いてもよい。
【００３３】
図１に示したインバータ装置の動作について説明する。
【００３４】
制御手段１７は、切換手段１８に設けられた接点ａが接続した場合と、接点ｂが接続した場合の二つの状態それぞれに対応して、スイッチング手段のオンオフを制御する。
【００３５】
本実施例では、切換手段１６により接点ａが接続し、直流電源１５の高電位側の出力端子とコンデンサ１４の高電位側の端子とが接続すると、ホールＩＣ１９、２０、２１の出力論理に応じて、１２０度通電形の全波駆動で電動機１１を駆動する。このときのホールＩＣ１９、２０、２１の出力論理に対するスイッチング手段１、２、３、４、５、６のオンオフ動作については、後で図２を用いて説明する。
【００３６】
切換手段１６の接点ｂが接続し、直流電源１５の高電位側の出力端子と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点が接続すると、制御手段１７はホールＩＣ１９、２０、２１の出力論理に応じて、１２０度通電形の半波で電動機１１を駆動する。このとき、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの最大印加電圧は直流電源１５の出力電圧になる。従って、本実施例のように回転子１３が永久磁石を有するブラシレスＤＣモータでは、接点ａが接続しているときよりも高速領域まで電動機１１を駆動できる。これは以下の理由によるものである。一般的にブラシレスＤＣモータでは、回転子１１の固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに対する相対速度に比例して誘導起電力が生じる。この誘導起電力と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの印加電圧の差分の電圧により固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに電流が供給され、この電流と回転子１３に設けられた永久磁石によりトルクを発生する。しかしながら、同じトルクを出力するためには固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに供給する電流も大きくなるので、接点ａに接続したときよりもトルク領域は減少する。
【００３７】
本実施例では、切換手段１６の接点ｂが接続されると、コンデンサ１４と直流電源１５の高電位側の接続が遮断され、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに生じる誘導起電力がスイッチング手段１、２、３を構成する逆接続ダイオードを通じて直流電源１５へと回生する電流経路が遮断される。これにより、電動機１１の回転方向とは逆方向のトルクが生じなくなるので電動機１１を効率よく駆動できる。しかし、これだけではスイッチング手段４、５、６オフ時に生じる回生電流が直流電源１に吸収されなくなるので、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに前記回生電流をゼロにするために過大な電圧が生じることになる。この過電圧を防止するために、前記回生電流を吸収できる容量を有するコンデンサ１４を設けている。なお、図１には特に示していないが、コンデンサ１４に放電用に抵抗を並列接続してもよいし、抵抗とスイッチング素子の直列回路を並列接続し、前記スイッチング素子のオンオフによりコンデンサ１４の電圧を制御してもよい。
【００３８】
図２に、切換手段１６の接点ａが接続したときと、接点ｂが接続したときの電動機１１の速度−トルク特性を示す。（ａ）は切換手段１６の接点ａが接続し、直流電源１５とコンデンサ１４が接続されたときの速度−トルク特性を示している。（ｂ）は切換手段１６の接点ｂが接続し、直流電源１５と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点が接続されたときの速度−トルク特性を示している。図２に示すように、低トルク時には、（ｂ）の切換手段１６の接点ｂが接続したときの方が高速まで駆動できる。低速時には、（ａ）の切換手段１６の接点ａが接続したときの方が高トルクまで駆動できる。これは、前述したように切換手段１６の接点ａと接点ｂの接続を切り換えることで、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの印加電圧の最大値を約２倍に切り替えるとともに、電動機１１の駆動方式についても、接点ａが接続したときには三相全波駆動、接点ｂが接続した時には三相半波駆動と切り換えるためである。
【００３９】
以上のように、切換手段１６により固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの印加電圧の最大値を切り換えるとともに、電動機１１の駆動方法を三相全波と三相半波に切り換えるので、電動機１１の動作領域を変えることができる。なお、図１および図２は本発明の一実施例を示している。
【００４０】
図３に、切換手段１６の接点ａが接続したときのスイッチング手段１〜６、ホールＩＣ１９〜２１、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに流れる電流の波形を示す。本実施例におけるインバータ装置は、切換手段１６の接点ａが接続されているときには、１２０度通電の全波で電動機１１を駆動する。（ａ）はホールＩＣ１９の出力波形、（ｂ）はホールＩＣ２０の出力波形、（ｃ）はホールＩＣ２１の出力波形を示している。（ｄ）はスイッチング手段１のオンオフ状態、（ｅ）はスイッチング手段２のオンオフ状態、（ｆ）はスイッチング手段３のオンオフ状態、（ｇ）はスイッチング手段４のオンオフ状態、（ｈ）はスイッチング手段５のオンオフ状態、（ｉ）はスイッチング手段６のオンオフ状態を示している。（ｊ）は固定子巻線１２ｕの電流波形、（ｋ）は固定子巻線１２ｖの電流波形、（ｌ）は固定子巻線１２ｗの電流波形を示している。（ｊ）（ｋ）（ｌ）の電流波形は図１に示した矢印の方向すなわちスイッチング手段１〜３がオンしたときに流れる方向を正にしている。スイッチング手段１〜６はいずれも電気角１２０度の期間オンするようにしている。制御手段１７を構成するマイクロコンピュータのＲＯＭには、ホールＩＣ１９〜２１の出力信号の論理に対応したスイッチング手段１〜６のオンオフの組み合わせが記憶されている。この組み合わせは電動機１１の回転方向に応じてそれぞれ記憶されている。
【００４１】
以上のように、切換手段１６の接点ａが接続したときには、制御手段１７は電動機１１が１２０度通電の全波駆動で動作するように、スイッチング手段１〜６をオンオフ制御する。しかし、これは一例であり正弦波駆動にしてもよいし、１５０度通電の全波駆動にしてもよい。
【００４２】
図４に、切換手段１６の接点ｂが接続したときのスイッチング手段１〜６、ホールＩＣ１９〜２１、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに流れる電流の動作波形を示す。本実施例におけるインバータ装置は、１２０度通電の半波で電動機１１を駆動する。（ａ）はホールＩＣ１９の出力波形、（ｂ）はホールＩＣ２０の出力波形、（ｃ）はホールＩＣ２１の出力波形を示している。（ｄ）はスイッチング手段１のオンオフ状態、（ｅ）はスイッチング手段２のオンオフ状態、（ｆ）はスイッチング手段３のオンオフ状態、（ｇ）はスイッチング手段４のオンオフ状態、（ｈ）はスイッチング手段５のオンオフ状態、（ｉ）はスイッチング手段６のオンオフ状態を示している。（ｊ）は固定子巻線１２ｕの電流波形、（ｋ）は固定子巻線１２ｖの電流波形、（ｌ）は固定子巻線１２ｗの電流波形を示している。図３と同様に（ｊ）（ｋ）（ｌ）の電流波形は図１の矢印の方向を正にしている。図４に示したようにスイッチング手段１〜３は全てオフ状態になっているので、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの正方向に電流は流れない。スイッチング手段４〜６はいずれも電気角１２０度の期間オンするようにしている。制御手段１７を構成するマイクロコンピュータのＲＯＭには、ホールＩＣ１９〜２１の出力信号の論理に対応したスイッチング手段４〜６のオンオフの組み合わせが記憶されている。この組み合わせは電動機１１の回転方向に応じてそれぞれ記憶されている。なお、電動機１１の駆動方式は一例であり、例えば正弦波半波駆動にしてもよいし、１５０度通電の半波駆動にしてもよい。
【００４３】
以上のように、切換手段１６により直流電源１５と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点を接続したときには、スイッチング手段１〜３を全てオフしているので、スイッチング手段４〜６のオフ時に生じる回生電流がスイッチング手段１〜３の逆接続ダイオードに流れるだけとなり、発熱の少ないインバータ装置を実現できる。また、スイッチング手段１〜３をオンするための電力が必要ないので制御手段１７の省電力化を実現できる。
【００４４】
（実施例２）
図５に、切換手段１６の接点ｂが接続したときのスイッチング手段１〜６、ホールＩＣ１９〜２１、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗに流れる電流の動作波形の別の一例を示す。その他の構成については、図１、２、３に示したインバータ装置と同様なので省略する。図５について説明する。（ａ）はホールＩＣ１９の出力波形、（ｂ）はホールＩＣ２０の出力波形、（ｃ）はホールＩＣ２１の出力波形を示している。（ｄ）はスイッチング手段１のオンオフ状態、（ｅ）はスイッチング手段２のオンオフ状態、（ｆ）はスイッチング手段３のオンオフ状態、（ｇ）はスイッチング手段４のオンオフ状態、（ｈ）はスイッチング手段５のオンオフ状態、（ｉ）はスイッチング手段６のオンオフ状態を示している。（ｊ）は固定子巻線１２ｕの電流波形、（ｋ）は固定子巻線１２ｖの電流波形、（ｌ）は固定子巻線１２ｗの電流波形を示している。（ｊ）（ｋ）（ｌ）の電流波形は実施例１と同様に図１の矢印の方向を正にしている。図５に示したように、スイッチング手段１〜６はいずれも電気角１２０度の期間オンするようにしている。なお、制御手段１７を構成するマイクロコンピュータのＲＯＭには、ホールＩＣ１９〜２１の出力信号の論理に対応したスイッチング手段１〜６のオンオフの組み合わせが記憶されている。この組み合わせは電動機１１の回転方向に応じてそれぞれ記憶されている。本実施例では、図５に示すように電動機１１をスイッチング手段４〜６により１２０度通電の半波で駆動しながら、同時に予めＲＯＭに設定された組み合わせに基づき、スイッチング手段１〜３をオンオフ制御することで、スイッチング手段４〜６がオフしたときに生じる回生電流をスイッチング手段１〜３を通じて、別の固定子巻線に流すので、コンデンサ１４が回生電流により過大に充電されることを防止できる。なお、図５に示したように、本実施例のおけるスイッチング手段１〜６のオンオフ制御は、図３に示した直流電源１５とコンデンサ１４が接続したときのスイッチング手段１〜６のオンオフ制御と同じである。従って、切換手段１６の接点ａと接点ｂの接続状態それぞれに対応してスイッチング手段１〜６のオンオフ状態を記憶しておく必要がなく、マイクロコンピュータ内のＲＯＭを節約できる。しかし、電動機１１の駆動方式は一例であり、例えば高電位側のスイッチング手段１〜３の少なくとも一つが電気角３６０度内で１回オンするようにしてもよいし、電動機１１の動作中に１回だけしかオンしなくてもよいものである。また、高電位側のスイッチング手段１〜３をパルス幅変調（ＰＷＭ）してもよい。
【００４５】
（実施例３）
図６に、本発明の一実施例であるインバータ装置の電動機１１の駆動時のフローチャートを示す。なお、インバータ装置の構成は図１と同様であり、ここでは省略する。
【００４６】
図６に示したインバータ装置のフローチャートについて説明する。電動機１１の運転が開始されると、ステップ３１において電動機１１の目標速度がＮｓを設定する。この目標速度Ｎｓは、インバータ装置の使用者が設定してもよいし、あるいはインバータ装置が組み込まれた機器のシーケンス内で予め設定されていてもよいものである。目標速度Ｎｓが設定されると、ステップ３２で目標速度Ｎｓと所定速度Ｎｒｅｆを比較し、目標速度Ｎｓが所定速度Ｎｒｅｆ以下であれば、ステップ３３で、切換手段１６の接点ａと直流電源１５の高電位側の端子を接続する。これにより固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点は非接続となる。ステップ３４では、制御手段１７が図３に示したようにホールＩＣ１９〜２１の出力論理の組み合わせに対応してスイッチング手段１〜６をオンオフ制御することで、電動機１１を三相全波で目標速度Ｎｓまで駆動する。ステップ３２において、目標速度Ｎｓが所定速度Ｎｒｅｆを越えていると、ステップ３５で、切換手段１６の接点ｂと直流電源１５を接続する。つまり直流電源１５と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点を接続する。これにより、電動機１１への電力供給は高電位側のスイッチング手段１〜３を通さずに行われることになる。その後、ステップ３６で図５に示したようにホールＩＣ１９〜２１の出力論理の組み合わせに応じて、スイッチング手段１〜６をオンオフ制御することにより電動機１１を三相半波で駆動する。所定速度Ｎｒｅｆの設定方法は特に限定するものではないが、本実施例では、図２に示した切換手段１６の接点ａを接続したときの速度−トルク特性（ａ）と、切換手段１６の接点ｂを接続したときの速度−トルク特性（ｂ）の交差する速度を所定速度Ｎｒｅｆにしている。本実施例では、電動機１１の速度検知は制御手段１７がホールＩＣ１９の出力信号の周期を検知することで行っている。より具体的に述べると、制御手段１７を構成するマイクロコンピュータ内に設けられたカウンタによりホールＩＣ１９のハイ期間を検知することで電動機１１の速度を検知し、目標速度になるように制御手段１７が低電位側のスイッチング手段４〜６のオン期間中の通電比をパルス幅変調（ＰＷＭ）している。
【００４７】
以上のように、電動機１１の目標速度Ｎｓが所定速度Ｎｒｅｆ以下のときには、切換手段１６の接点ａを接続して電動機１１を三相全波で駆動し、目標速度Ｎｓが所定速度Ｎｒｅｆをこえるときには切換手段１６の接点ｂを接続して電動機１１を三相半波で駆動することで、電動機１１の速度により、より効率の高い駆動方式で電動機１１を駆動できる。
【００４８】
（実施例４）
図７に、本発明の実施例４におけるインバータ装置の主要部回路構成図を示す。直流電源１とコンデンサ１４の低電位側の端子は直接接続し、直流電源１５の低電位側の端子とコンデンサ１４の低電位側の端子と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点の間には、切換手段４１が設けられている。切換手段４１はリレーで構成されており、このリレーはコイル励磁により接点ｂに接続して固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点と直流電源１５の低電位側の端子とを接続し、無励磁により接点ａに接続してコンデンサ１４と直流電源１５の低電位側の端子どうしを接続する。
【００４９】
制御手段４２はホールＩＣ１９、２０、２１の出力論理の組み合わせに応じてスイッチング手段１〜６のオンオフ制御を行うとともに、切換手段４１たるリレーのオンオフ制御も行う。その他の構成については、図１に示したインバータ装置と同様のものであり、ここでは省略する。
【００５０】
図７に示したインバータ装置の動作について説明する。切換手段４１の接点ａが接続された状態では、制御手段４２は図３に示したようにホールＩＣ１９〜２１の出力論理の組み合わせに応じてスイッチング手段１〜６をオンオフ制御する。これにより電動機１１は三相全波で駆動される。
【００５１】
切換手段４１の接点ｂが接続された状態では、直流電源１５と固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点が接続されることになる。制御手段４２は切換手段４１が設けられた低電位側のスイッチング手段４〜６を全てオフするとともに、スイッチング手段１〜３をホールＩＣ１９〜２１の出力論理の組み合わせに応じてオンオフ制御する。これにより電動機１１は三相半波で駆動される。
【００５２】
以上のように、本実施例のインバータ装置においても、切換手段４１を構成する接点ａ、接点ｂの接続を切り換えることにより直流電源１５の低電位側の出力端子をコンデンサ１４の低電位側の端子または固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの中性点に接続し、固定子巻線１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへの最大印加電圧を切り換えるとともに、電動機１１を三相の全波または半波で駆動するので、電動機１１の動作領域を変更できる。なお、図７のインバータ装置における電動機１１の速度−トルク特性は図２と同様になる。
【００５３】
（実施例５）
図８に本発明の実施例５におけるインバータ装置を示す。
【００５４】
スイッチング手段５１、５２、５３、５４はそれぞれ、高周波スイッチングと大電流容量に対応できるＩＧＢＴと逆接続ダイオードの並列回路で構成されている。しかし、これに限定するものではなく、ＩＧＢＴの代わりにトランジスタやＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。
【００５５】
直列回路５５は高電位側のスイッチング手段５１と低電位側のスイッチング手段５３が直列接続されて構成されている。直列回路５６は高電位側のスイッチング手段５２と低電位側のスイッチング手段５４が直列接続されて構成されている。
【００５６】
インバータ回路５７は直列回路５５、５６が並列接続されて構成されている。つまり、インバータ回路５７はスイッチング手段５１、５２、５３、５４がフルブリッジになるように構成されている。
【００５７】
電動機５８は４極の永久磁石を設けた回転子５９と、固定子巻線６０ａ、６０ｂを直列接続した固定子６０により構成されている。より具体的に説明すると、特に図示していないが、固定子６０を構成する鉄心にはスロットが二つ設けられており、固定子巻線６０ａ、６０ｂがそれぞれ各スロットに巻き付けられている。
【００５８】
切換手段６１はリレーで構成され、直流電源１５の高電位側の出力端子とコンデンサ１４の高電位側の端子と固定子巻線６０ａ、６０ｂの接続部の間に設けられている。このリレーはコイル励磁により接点ｂに接続して直流電源１５と固定子巻線６０ａ、６０ｂの接続部を接続し、無励磁により接点ａを接続してコンデンサ１４と直流電源１５を接続する。
【００５９】
制御手段６２はマイクロコンピュータや複数の論理回路などにより構成されており、位置検知手段たるホールＩＣ６３の出力論理によりスイッチング手段５１〜５４をオンオフ制御するとともに切換手段６１の接続を制御する。
【００６０】
図８に示したインバータ装置の動作について説明する。切換手段６１の接点ａが接続された状態の時には、直流電源１５の高電位側の出力端子はコンデンサ１４の高電位側の端子に接続される。制御手段６２はホールＩＣ６３の出力論理と電動機５８の回転方向に応じて、スイッチング手段５１〜５４をオンオフ制御し、単相全波で電動機５８を駆動する。切換手段６１の接点ｂが接続された状態の時には、直流電源１５の高電位側の出力端子は固定子巻線６０ａ、６０ｂの接続部に接続される。制御手段６２は高電位側のスイッチング手段５１、５２をオフ状態に保持するともに、ホールＩＣ６３の出力論理に応じてスイッチング手段５３、５４をオンオフ制御する。
【００６１】
以上のように、本実施例のインバータ装置においても、切換手段６１を用いて直流電源１５の高電位側の出力端子の接続をコンデンサ１４の高電位側の端子や固定子巻線６０ａ、６０ｂの接続部に切り換えて、固定子巻線６０ａ、６０ｂへの最大印加電圧を変更するとともに、電動機５８の駆動方法を全波駆動と半波駆動に変更するので、電動機５８の動作領域を変えることができる。
【００６２】
以上のように、切換手段により、直流電源の出力端子の接続を固定子巻線の接続部とインバータ回路の入力端子に切り換えるので、固定子巻線への最大印加電圧を変更できる。同時に電動機の駆動方法を全波駆動と半波駆動に切り替えるので、本実施例のように回転子に永久磁石を有するＤＣブラシレスモータにおいては、固定子巻線に生じる誘導起電力の最大値を大きくすることができ、最高速度を大きくできる。なお、本実施例では示していないが、電動機の構成を誘導電動機やスイッチトリラクタンスモータにしてもよい。この場合についても、切換手段のオンオフにより、巻線への最大印加電圧を切り替えるとともに電動機の駆動方法を全波駆動または半波駆動に切り替えるので、高速駆動時において固定子巻線への電流供給を増やすことができる。従って高速時のトルク出力を増やすことができることになり、電動機の動作領域を拡大できる。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように、本発明の請求項１記載の発明によれば、二つのスイッチング手段からなる直列回路を複数設けたインバータ回路と前記インバータ回路の出力に接続した複数の固定子巻線を有する電動機と、前記インバータ回路の入力端子に接続したコンデンサと、直流電源と、前記直流電源の出力の一端に接続した切換手段と、前記スイッチング手段を制御する制御手段を有し、前記切換手段は前記直流電源の出力の一端と前記コンデンサの一端の間の接続と、前記直流電源の出力の一端と前記固定子巻線どうしの接続部の接続を切り換えるように構成し、前記切換手段により前記直流電源と前記電動機を構成する複数の固定子巻線どうしの接続部が接続されたとき、前記制御手段は、前記切換手段の接続された電位側の前記スイッチング手段のうち回生電流を発生している固定子巻線とは別の固定子巻線に接続される少なくとも一つを最低一回はオンさせるようにしたので、前記固定子巻線への印加電圧の最大値が前記切換手段により約二倍に切り替えることができ、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記固定子巻線どうしの接続部に接続した場合は、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記コンデンサの出力の一端に接続した場合に比べ、前記固定子巻線それぞれに最大約四倍の電力を供給でき、前記電動機の動作領域を変更できるとともに、スイッチング手段がオフした際に生じる回生電流が、オフしたスイッチング手段とは逆の電位側のスイッチング手段がオンすることにより、このスイッチング手段を通じて別の固定子巻線に流れるので、コンデンサが過大に充電されることを防止でき、従って、過電圧による故障の少ないインバータ装置を実現できる。
【００６４】
また、本発明の請求項２記載の発明によれば、上記請求項１記載の発明において、電動機は回転子に永久磁石を有し、前記永久磁石の前記固定子巻線に対する相対的な位置を検知する位置検知手段を有し、制御手段は前記位置検知手段の出力に応じてスイッチング手段を制御するようにしたので、前記固定子巻線への印加電圧の最大値が前記切換手段により約二倍に切り替えることができ、前記切換手段により前記直流電源の一端が前記固定子巻線どうしの接続部に接続した場合は、前記切換手段により前記直流電源の出力の一端が前記コンデンサの出力の一端に接続した場合に比べ、前記固定子巻線に生じる誘導起電力が約二倍になる速度まで電動機を駆動できる。誘導起電力は前記電動機の速度とは比例関係であるので、前記電動機の速度を最大約二倍にできる。また、回転子に永久磁石を設けることにより、高効率の電動機を駆動するインバータ装置を実現できる。
【００６５】
また、本発明の請求項３記載の発明によれば、上記請求項１または２に記載の発明において、切換手段は、電動機の目標速度が所定速度以内であるときには直流電源とコンデンサの一端を接続し、所定速度を越えるときには電動機を構成する複数の固定子巻線どうしの接続部と前記直流電源の一端を接続するようにしたので、前記電動機の目標速度が低速の場合には前記電動機を全波駆動し、前記電動機の目標速度が高速の場合には前記電動機を半波駆動するので、前記電動機の目標速度に適した接続条件で効率良く駆動できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１であるインバータ装置の主要部回路構成図
【図２】同インバータ装置の電動機の速度−トルク特性図
【図３】同インバータ装置の切換手段１６の接点ａが接続された時の主要部動作波形図
【図４】同インバータ装置の切換手段１６の接点ｂが接続された時の主要部動作波形図
【図５】本発明の実施例２であるインバータ装置の切換手段１６の接点ｂが接続された時の主要部動作波形図
【図６】同インバータ装置の電動機の駆動制御フローチャート
【図７】本発明の実施例４であるインバータ装置の主要部回路構成図
【図８】本発明の実施例５であるインバータ装置の主要部回路構成図
【図９】従来のインバータ装置の主要部回路構成図
【符号の説明】
１、２、３、４、５、６スイッチング手段
７、８、９直列回路
１０インバータ回路
１１電動機
１２固定子
１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ固定子巻線
１３回転子
１４コンデンサ
１５直流電源
１６切換手段
１７制御手段
１８位置検知手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device for driving an electric motor used in an electric device used in a general household.
[0002]
[Prior art]
The configuration of a conventional inverter device is shown in FIG.
[0003]
The switching means 1, 2, 3, 4, 5, 6 are constituted by a parallel circuit of an IGBT which is a semiconductor element and a reverse connection diode.
[0004]
The series circuit 7 includes a high potential side switching means 1 and a low potential side switching means 4 connected in series, and the high potential side series circuit 8 includes a switching means 2 and a low potential side switching means 5 connected in series. The series circuit 9 includes a high-potential side switching means 3 and a low-potential side switching means 6 connected in series.
[0005]
The inverter circuit 10 is configured by connecting series circuits 7 to 8 in parallel. That is, the switching means 1 to 6 are configured to be a three-phase bridge.
[0006]
The electric motor 11 includes a stator 12 having stator windings 12u, 12v, 12w connected in three phases and a rotor 13 having a permanent magnet.
[0007]
The DC power supply 15 is configured to rectify an AC power supply using a rectifier circuit to obtain a DC voltage.
[0008]
The rectifier circuit is configured to perform full-wave rectification using, for example, a diode bridge and a smoothing capacitor.
[0009]
The control means 71 is constituted by a microcomputer, a plurality of logic circuits, and the like, and the control means 71 performs on / off control of predetermined switching means 1 to 6 according to the output logic of the position detection means 18. At the same time, the control means 71 controls the energization ratio during the ON period of the switching means 1-6. That is, in the inverter device of FIG. 9, the average value of the voltage applied to the stator windings 12u, 12v, 12w is controlled by performing pulse width modulation (PWM). In the inverter device shown in FIG. 9, the carrier frequency for performing the pulse width modulation is set to about 15.625 kHz.
[0010]
The position detection means 18 is composed of three Hall ICs 19, 20, and 21 that detect the magnetic poles of the permanent magnets of the rotor 13, and the Hall ICs 19 to 21 indicate high or low to the control means 18 according to the magnetic poles of the permanent magnets. Output. The Hall ICs 19 to 21 are arranged on the stator 12 so as to have an electrical angle of about 120 degrees.
[0011]
The operation of the inverter device configured as described above will be described.
[0012]
The ROM in the microcomputer constituting the control means 71 stores in advance the ON / OFF states of the switching means 1 to 6 according to the combination of the rotation direction of the electric motor 11 and the output logic of the Hall ICs 19 to 21. Each time the logic of 21 is switched, predetermined switching means 1 to 6 are on / off controlled, and three-phase full-wave AC power is supplied to the motor 11 through the switching means 1 to 6. At the same time, the control means 71 detects the speed of the motor 11 during the high output period of the Hall IC 19 with a timer counter in the microcomputer, and performs PWM so that the speed of the motor 11 becomes a predetermined speed. As another conventional example, although not shown in particular, instead of performing PWM, the rectifier circuit is configured as a booster circuit or a step-up / step-down circuit in order to make the DC voltage output from the rectifier circuit variable. There are also things to do.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, since the conventional inverter device controls the applied voltage of the electric motor by controlling the energization ratio of the switching means, it can be driven at a desired rotational speed, but the energization ratio of the switching means is 100%. In a state, since it cannot be driven at a speed higher than that, a device having a plurality of operation conditions has a problem of requiring an over-specification motor or an inverter circuit with a large number of unnecessary operation areas. It was.
[0014]
In another conventional inverter device, the rectifier circuit is configured as a booster circuit or a step-up / step-down circuit to expand the voltage applied to the motor and expand the operating area of the motor. In order to provide the circuit, the control method becomes complicated, the number of parts increases, and there is a problem of increasing the size and cost of the apparatus.
[0015]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-described conventional problems and aims to expand the operating area of an electric motor with a simple circuit configuration.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides an inverter circuit provided with a plurality of series circuits composed of two switching means, a motor having a plurality of stator windings connected to the output of the inverter circuit, and an input of the inverter circuit A capacitor connected to the terminal; a DC power supply; a switching means connected to one end of the output of the DC power supply; and a control means for controlling the switching means, wherein the switching means includes one end of the output of the DC power supply and the A connection between one end of the capacitor, a connection between one end of the output of the DC power supply and a connection portion between the stator windings are configured, and a plurality of components that configure the DC power supply and the motor by the switching means. When the connecting portions of the stator windings are connected, the control means includes the switching means on the potential side to which the switching means is connected. It is connected to a stator winding other than the stator winding generating the regenerative current At least one is turned on at least once.
[0017]
As a result, the maximum value of the voltage applied to the stator winding can be increased, so that the operating range of the motor can be expanded to a high speed and the capacitor can be prevented from being excessively charged by the regenerative current. .
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to a first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit provided with a plurality of series circuits composed of two switching means, an electric motor having a plurality of stator windings connected to the output of the inverter circuit, and an input of the inverter circuit A capacitor connected to the terminal; a DC power supply; a switching means connected to one end of the output of the DC power supply; and a control means for controlling the switching means, wherein the switching means includes one end of the output of the DC power supply and the A connection between one end of the capacitor, a connection between one end of the output of the DC power supply and a connection portion between the stator windings are configured, and a plurality of components that configure the DC power supply and the motor by the switching means. When the connecting portions of the stator windings are connected, the control means includes the switching means on the potential side to which the switching means is connected. It is connected to a stator winding other than the stator winding generating the regenerative current At least one is turned on at least once, and the maximum value of the voltage applied to the stator winding is switched about twice by the switching means. When one end of the DC power supply is connected to one end of the output of the capacitor compared to the case where one end of the output of the DC power source is connected to one end of the output of the capacitor. By supplying up to about four times the electric power, changing the operating range of the electric motor, and the regenerative current generated when the switching means is turned off, the switching means on the potential side opposite to the switching means turned off is turned on. Since the current flows to another stator winding through this switching means, it is possible to prevent the capacitor from being excessively charged, and therefore, the failure due to overvoltage is reduced. There is possible to realize an inverter device.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the electric motor has a permanent magnet in the rotor, and detects a relative position of the permanent magnet with respect to the stator winding. Position detecting means, and the control means controls the switching means in accordance with the output of the position detecting means, and the maximum value of the voltage applied to the stator winding is about 2 by the switching means. When one end of the DC power source is connected to the connection portion between the stator windings by the switching means, one end of the output of the DC power source is connected to one end of the output of the capacitor by the switching means. Compared to the case, the electric motor can be driven to a speed at which the induced electromotive force generated in the stator winding is approximately doubled. Since the induced electromotive force is proportional to the speed of the motor, the speed of the motor can be approximately doubled at maximum. Further, by providing a permanent magnet in the rotor, an inverter device that drives a highly efficient electric motor can be realized.
[0020]
The invention according to claim 3 of the present invention is the invention according to claim 1 or 2, wherein the switching means connects the DC power source and one end of the capacitor when the target speed of the motor is within a predetermined speed, When a predetermined speed is exceeded, a connection between a plurality of stator windings constituting the motor is connected to one end of the DC power source, and the motor can be efficiently driven under connection conditions suitable for a target speed. .
[0021]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0022]
Example 1
FIG. 1 shows a circuit configuration of an inverter device according to Embodiment 1 of the present invention.
[0023]
Each of the switching means 1, 2, 3, 4, 5, 6 is composed of a parallel circuit of an IGBT and a reverse connection diode that can cope with high-frequency switching and a large current capacity. However, the present invention is not limited to this, and a transistor or a MOSFET may be used instead of the IGBT.
[0024]
The series circuit 7 is configured by connecting a high potential side switching means 1 and a low potential side switching means 4 in series. The series circuit 8 includes a high-potential side switching unit 2 and a low-potential side switching unit 5 connected in series. The series circuit 9 includes a high-potential side switching means 3 and a low-potential side switching means 6 connected in series.
[0025]
The inverter circuit 10 is configured by connecting serial circuits 7, 8, and 9 in parallel. That is, the inverter circuit 10 is configured by switching means 1, 2, 3, 4, 5, 6 being three-phase bridged.
[0026]
The electric motor 11 includes a stator 12 having stator windings 12u, 12v, 12w connected in three phases and a rotor 13 having a permanent magnet.
[0027]
The capacitor 14 is connected to the input terminal of the inverter circuit 10, and the inverter circuit 10 receives DC power from the DC power supply 15 via the switching means 16 and supplies three-phase power to the motor 11.
[0028]
The DC power supply 15 is configured to rectify an AC power supply using a rectifier circuit to obtain a DC voltage.
[0029]
The rectifier circuit is configured to perform full-wave rectification using, for example, a diode bridge and a smoothing capacitor. However, this is an example, and a double voltage rectifier circuit may be configured by connecting two smoothing capacitors in series and connecting the series circuit and a diode bridge.
[0030]
The switching means 16 is constituted by a relay, and this relay is connected to the contact b by exciting the coil and connected to the contact a by non-exciting. That is, by connecting to the contact a, the high potential side terminal of the capacitor 14 and the high potential side terminal of the DC power supply 15 are connected, and by connecting to the contact b, the stator windings 12u, 12v, 12w are connected. The sex point and the high potential side terminal of the DC power supply 15 are connected. However, the connection of the DC power supply 15 may be switched by a mechanical latch type switch. In this embodiment, the switching means 16 is provided with two contacts, point a and point b, and the DC power source 15 is always at the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w or on the high potential side of the capacitor. However, the present invention is not particularly limited to this. For example, when a third contact is newly provided and the motor 11 is not driven, a DC power supply is connected to this contact. The 15 high potential side terminals may be in an open state.
[0031]
The control means 17 is composed of a microcomputer and a plurality of logic circuits. In this embodiment, the control means 17 performs on / off control of predetermined switching means 1, 2, 3, 4, 5, 6 according to the output logic of the position detection means 18 and also controls on / off of the relay as the switching means 16. .
[0032]
The position detection means 18 includes three Hall ICs 19, 20, and 21 that detect the magnetic poles of the permanent magnets of the rotor 13. The Hall ICs 19, 20, and 21 control the high or low according to the magnetic poles of the permanent magnets. Output to. The Hall ICs 19, 20, and 21 are arranged on the stator 12 so as to have an electrical angle of about 120 degrees. Note that this is an example, and the position of the rotor 13 may be detected by detecting the induced electromotive force generated in the stator windings 12u, 12v, and 12w, or a rotary encoder or the like may be used.
[0033]
The operation of the inverter device shown in FIG. 1 will be described.
[0034]
The control means 17 controls on / off of the switching means corresponding to each of two states when the contact a provided in the switching means 18 is connected and when the contact b is connected.
[0035]
In this embodiment, when the contact a is connected by the switching means 16 and the output terminal on the high potential side of the DC power supply 15 and the terminal on the high potential side of the capacitor 14 are connected, the output logic of the Hall ICs 19, 20, 21 is determined. Thus, the motor 11 is driven by a 120-degree conduction type full-wave drive. The on / off operation of the switching means 1, 2, 3, 4, 5, 6 for the output logic of the Hall ICs 19, 20, 21 at this time will be described later with reference to FIG.
[0036]
When the contact b of the switching means 16 is connected, and the high potential side output terminal of the DC power supply 15 is connected to the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w, the control means 17 outputs the Hall ICs 19, 20, 21. In accordance with the logic, the motor 11 is driven by a 120-degree conduction half-wave. At this time, the maximum applied voltage to the stator windings 12u, 12v, 12w becomes the output voltage of the DC power supply 15. Therefore, in the brushless DC motor in which the rotor 13 has a permanent magnet as in the present embodiment, the electric motor 11 can be driven to a higher speed region than when the contact a is connected. This is due to the following reason. In general, in a brushless DC motor, an induced electromotive force is generated in proportion to the relative speed of the rotor 11 with respect to the stator windings 12u, 12v, and 12w. A current is supplied to the stator windings 12u, 12v, and 12w by the difference voltage between the induced electromotive force and the applied voltage to the stator windings 12u, 12v, and 12w, and this current and the permanent magnet provided in the rotor 13 Generates torque. However, in order to output the same torque, the current supplied to the stator windings 12u, 12v, and 12w also increases, so that the torque region is reduced as compared to when it is connected to the contact a.
[0037]
In the present embodiment, when the contact b of the switching means 16 is connected, the high potential side connection between the capacitor 14 and the DC power supply 15 is cut off, and the induced electromotive force generated in the stator windings 12u, 12v, 12w is switched to the switching means. The current path that regenerates to the DC power supply 15 through the reversely connected diodes constituting 1, 2, and 3 is cut off. As a result, torque in the direction opposite to the rotation direction of the electric motor 11 is not generated, so that the electric motor 11 can be driven efficiently. However, with this alone, the regenerative current generated when the switching means 4, 5, 6 is turned off is not absorbed by the DC power supply 1, so that an excessive voltage is generated in the stator windings 12 u, 12 v, 12 w to make the regenerative current zero. It will be. In order to prevent this overvoltage, a capacitor 14 having a capacity capable of absorbing the regenerative current is provided. Although not specifically shown in FIG. 1, a resistor may be connected in parallel to the capacitor 14 for discharging, or a series circuit of a resistor and a switching element may be connected in parallel, and the voltage of the capacitor 14 may be controlled by turning on and off the switching element. May be controlled.
[0038]
FIG. 2 shows the speed-torque characteristics of the electric motor 11 when the contact point a of the switching means 16 is connected and when the contact point b is connected. (A) shows the speed-torque characteristics when the contact point a of the switching means 16 is connected and the DC power supply 15 and the capacitor 14 are connected. (B) shows the speed-torque characteristics when the contact b of the switching means 16 is connected and the neutral point of the DC power source 15 and the stator windings 12u, 12v, 12w is connected. As shown in FIG. 2, at the time of low torque, it can be driven to a higher speed when the contact b of the switching means 16 in FIG. At a low speed, a higher torque can be driven when the contact point a of the switching means 16 in FIG. This is because the maximum value of the voltage applied to the stator windings 12u, 12v, 12w is switched to about twice by switching the connection between the contact point a and the contact point b of the switching means 16 as described above. This is also because the driving method is switched to the three-phase full-wave drive when the contact a is connected and to the three-phase half-wave drive when the contact b is connected.
[0039]
As described above, the switching means 16 switches the maximum value of the voltage applied to the stator windings 12u, 12v, 12w, and the driving method of the motor 11 is switched between the three-phase full wave and the three-phase half wave. Can change the operating area. 1 and 2 show an embodiment of the present invention.
[0040]
FIG. 3 shows waveforms of currents flowing through the switching means 1 to 6, the Hall ICs 19 to 21, and the stator windings 12u, 12v, and 12w when the contact point a of the switching means 16 is connected. The inverter device in the present embodiment drives the electric motor 11 with the full wave of 120-degree energization when the contact a of the switching means 16 is connected. (A) shows the output waveform of the Hall IC 19, (b) shows the output waveform of the Hall IC 20, and (c) shows the output waveform of the Hall IC 21. (D) is an on / off state of the switching means 1, (e) is an on / off state of the switching means 2, (f) is an on / off state of the switching means 3, (g) is an on / off state of the switching means 4, and (h) is a switching means. 5 shows an on / off state, and (i) shows an on / off state of the switching means 6. (J) shows the current waveform of the stator winding 12u, (k) shows the current waveform of the stator winding 12v, and (l) shows the current waveform of the stator winding 12w. The current waveforms (j), (k), and (l) are positive in the direction of the arrow shown in FIG. 1, that is, the direction of flow when the switching means 1 to 3 are turned on. All the switching means 1 to 6 are turned on for a period of 120 electrical degrees. The ROM of the microcomputer constituting the control means 17 stores ON / OFF combinations of the switching means 1 to 6 corresponding to the logic of the output signals of the Hall ICs 19 to 21. This combination is memorize | stored according to the rotation direction of the electric motor 11, respectively.
[0041]
As described above, when the contact point a of the switching unit 16 is connected, the control unit 17 performs on / off control of the switching units 1 to 6 so that the electric motor 11 operates by full-wave driving with 120-degree conduction. However, this is an example, and sine wave drive may be used, or full wave drive with 150-degree conduction may be used.
[0042]
FIG. 4 shows operation waveforms of currents flowing through the switching means 1 to 6, the Hall ICs 19 to 21, and the stator windings 12u, 12v, and 12w when the contact b of the switching means 16 is connected. The inverter device in the present embodiment drives the motor 11 with a half-wave of 120 degrees energization. (A) shows the output waveform of the Hall IC 19, (b) shows the output waveform of the Hall IC 20, and (c) shows the output waveform of the Hall IC 21. (D) is an on / off state of the switching means 1, (e) is an on / off state of the switching means 2, (f) is an on / off state of the switching means 3, (g) is an on / off state of the switching means 4, and (h) is a switching means. 5 shows an on / off state, and (i) shows an on / off state of the switching means 6. (J) shows the current waveform of the stator winding 12u, (k) shows the current waveform of the stator winding 12v, and (l) shows the current waveform of the stator winding 12w. As in FIG. 3, the current waveforms of (j), (k), and (l) are positive in the direction of the arrows in FIG. As shown in FIG. 4, since all of the switching means 1 to 3 are in the OFF state, no current flows in the positive direction of the stator windings 12u, 12v, 12w. All the switching means 4 to 6 are turned on for a period of 120 electrical degrees. In the ROM of the microcomputer constituting the control means 17, the on / off combinations of the switching means 4 to 6 corresponding to the logic of the output signals of the Hall ICs 19 to 21 are stored. This combination is memorize | stored according to the rotation direction of the electric motor 11, respectively. In addition, the drive system of the electric motor 11 is an example, for example, a sine wave half wave drive may be used, and a 150-degree energization half wave drive may be used.
[0043]
As described above, when the DC power source 15 and the neutral points of the stator windings 12u, 12v, and 12w are connected by the switching means 16, all the switching means 1 to 3 are turned off, so that the switching means 4 to 6 The regenerative current generated at the time of OFF only flows to the reverse connection diodes of the switching means 1 to 3, and an inverter device with less heat generation can be realized. Further, since power for turning on the switching means 1 to 3 is not required, power saving of the control means 17 can be realized.
[0044]
(Example 2)
FIG. 5 shows another example of operation waveforms of currents flowing through the switching means 1 to 6, the Hall ICs 19 to 21, and the stator windings 12u, 12v, and 12w when the contact b of the switching means 16 is connected. Other configurations are the same as those of the inverter device shown in FIGS. FIG. 5 will be described. (A) shows the output waveform of the Hall IC 19, (b) shows the output waveform of the Hall IC 20, and (c) shows the output waveform of the Hall IC 21. (D) is an on / off state of the switching means 1, (e) is an on / off state of the switching means 2, (f) is an on / off state of the switching means 3, (g) is an on / off state of the switching means 4, and (h) is a switching means. 5 shows an on / off state, and (i) shows an on / off state of the switching means 6. (J) shows the current waveform of the stator winding 12u, (k) shows the current waveform of the stator winding 12v, and (l) shows the current waveform of the stator winding 12w. The current waveforms of (j), (k), and (l) are positive in the direction of the arrow in FIG. As shown in FIG. 5, the switching means 1 to 6 are all turned on for a period of 120 electrical angles. In the ROM of the microcomputer constituting the control means 17, combinations of on / off of the switching means 1-6 corresponding to the logic of the output signals of the Hall ICs 19-21 are stored. This combination is memorize | stored according to the rotation direction of the electric motor 11, respectively. In this embodiment, as shown in FIG. 5, while the electric motor 11 is driven by the switching means 4-6 with a half-wave of 120 degrees energization, the switching means 1-3 are controlled on and off based on the combination set in the ROM at the same time. As a result, the regenerative current generated when the switching means 4 to 6 are turned off is caused to flow to another stator winding through the switching means 1 to 3, so that the capacitor 14 can be prevented from being overcharged by the regenerative current. . As shown in FIG. 5, the on / off control of the switching means 1-6 in this embodiment is the same as the on / off control of the switching means 1-6 when the DC power source 15 and the capacitor 14 shown in FIG. The same. Therefore, it is not necessary to store the on / off states of the switching means 1 to 6 corresponding to the connection states of the contacts a and b of the switching means 16, and the ROM in the microcomputer can be saved. However, the driving method of the electric motor 11 is an example. For example, at least one of the switching means 1 to 3 on the high potential side may be turned on once within an electrical angle of 360 degrees, or 1 during the operation of the electric motor 11. It is necessary to turn on only once. Further, the switching means 1 to 3 on the high potential side may be subjected to pulse width modulation (PWM).
[0045]
(Example 3)
FIG. 6 shows a flowchart at the time of driving the electric motor 11 of the inverter apparatus according to the embodiment of the present invention. The configuration of the inverter device is the same as that shown in FIG.
[0046]
A flow chart of the inverter device shown in FIG. 6 will be described. When the operation of the electric motor 11 is started, the target speed of the electric motor 11 sets Ns in step 31. This target speed Ns may be set by the user of the inverter device, or may be set in advance within a sequence of equipment in which the inverter device is incorporated. When the target speed Ns is set, the target speed Ns is compared with the predetermined speed Nref in step 32. If the target speed Ns is equal to or lower than the predetermined speed Nref, the contact a of the switching means 16 and the DC power source 15 are switched in step 33. Connect the terminal on the high potential side. As a result, the neutral points of the stator windings 12u, 12v, and 12w are disconnected. In step 34, the control means 17 performs on / off control of the switching means 1-6 corresponding to the combination of output logics of the Hall ICs 19-21 as shown in FIG. Drive to Ns. If the target speed Ns exceeds the predetermined speed Nref in step 32, the contact b of the switching means 16 and the DC power source 15 are connected in step 35. That is, the DC power supply 15 and the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w are connected. Thereby, the electric power supply to the electric motor 11 is performed without passing through the switching means 1 to 3 on the high potential side. Thereafter, in step 36, as shown in FIG. 5, according to the combination of output logics of the Hall ICs 19 to 21, the switching means 1 to 6 are on / off controlled to drive the motor 11 with a three-phase half wave. The method for setting the predetermined speed Nref is not particularly limited. In this embodiment, the speed-torque characteristic (a) when the contact a of the switching means 16 shown in FIG. The speed at which the speed-torque characteristics (b) intersect when b is connected is set to a predetermined speed Nref. In the present embodiment, the speed of the electric motor 11 is detected by the control means 17 detecting the cycle of the output signal of the Hall IC 19. More specifically, the control means 17 detects the speed of the motor 11 by detecting the high period of the Hall IC 19 with a counter provided in the microcomputer constituting the control means 17 so that the control means 17 reaches the target speed. The energization ratio during the ON period of the switching means 4 to 6 on the low potential side is subjected to pulse width modulation (PWM).
[0047]
As described above, when the target speed Ns of the electric motor 11 is equal to or lower than the predetermined speed Nref, the contact point a of the switching means 16 is connected to drive the electric motor 11 with a three-phase full wave, and the target speed Ns exceeds the predetermined speed Nref. By connecting the contact point b of the switching means 16 and driving the electric motor 11 with a three-phase half-wave, the electric motor 11 can be driven by a more efficient driving method depending on the speed of the electric motor 11.
[0048]
Example 4
FIG. 7 shows a circuit configuration diagram of main parts of the inverter device according to the fourth embodiment of the present invention. The DC power supply 1 and the low potential side terminal of the capacitor 14 are directly connected, the low potential side terminal of the DC power supply 15, the low potential side terminal of the capacitor 14, and the neutral point of the stator windings 12 u, 12 v, 12 w. Between them, switching means 41 is provided. The switching means 41 is constituted by a relay, which is connected to the contact b by exciting the coil and connects the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w and the low potential side terminal of the DC power supply 15. The capacitor 14 and the low potential side terminal of the DC power source 15 are connected to the contact point a by non-excitation.
[0049]
The control means 42 performs on / off control of the switching means 1 to 6 according to the combination of the output logics of the Hall ICs 19, 20 and 21, and also performs on / off control of the relay as the switching means 41. About another structure, it is the same as that of the inverter apparatus shown in FIG. 1, and it abbreviate | omits here.
[0050]
The operation of the inverter device shown in FIG. 7 will be described. In the state where the contact point a of the switching means 41 is connected, the control means 42 controls the switching means 1 to 6 on and off according to the combination of the output logics of the Hall ICs 19 to 21 as shown in FIG. Thereby, the electric motor 11 is driven by the three-phase full wave.
[0051]
When the contact point b of the switching means 41 is connected, the DC power supply 15 and the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w are connected. The control means 42 turns off all of the low potential side switching means 4 to 6 provided with the switching means 41, and controls the switching means 1 to 3 on and off according to the combination of the output logics of the Hall ICs 19 to 21. Thereby, the electric motor 11 is driven by a three-phase half wave.
[0052]
As described above, also in the inverter device of this embodiment, the output terminal on the low potential side of the DC power supply 15 is changed to the terminal on the low potential side of the capacitor 14 by switching the connection of the contact points a and b constituting the switching means 41. Alternatively, it is connected to the neutral point of the stator windings 12u, 12v, 12w, and the maximum applied voltage to the stator windings 12u, 12v, 12w is switched, and the electric motor 11 is driven by a three-phase full wave or half wave. Therefore, the operation area of the electric motor 11 can be changed. In addition, the speed-torque characteristic of the electric motor 11 in the inverter apparatus of FIG. 7 becomes the same as that of FIG.
[0053]
(Example 5)
FIG. 8 shows an inverter device according to Embodiment 5 of the present invention.
[0054]
Each of the switching means 51, 52, 53, and 54 is configured by a parallel circuit of an IGBT and a reverse connection diode that can cope with high-frequency switching and a large current capacity. However, the present invention is not limited to this, and a transistor or a MOSFET may be used instead of the IGBT.
[0055]
The series circuit 55 includes a high-potential side switching means 51 and a low-potential side switching means 53 connected in series. The series circuit 56 includes a high-potential side switching means 52 and a low-potential side switching means 54 connected in series.
[0056]
The inverter circuit 57 is configured by connecting series circuits 55 and 56 in parallel. That is, the inverter circuit 57 is configured such that the switching means 51, 52, 53, and 54 are full bridges.
[0057]
The electric motor 58 includes a rotor 59 provided with a four-pole permanent magnet and a stator 60 in which stator windings 60a and 60b are connected in series. More specifically, although not particularly illustrated, the iron core constituting the stator 60 is provided with two slots, and the stator windings 60a and 60b are wound around the respective slots.
[0058]
The switching means 61 is constituted by a relay, and is provided between the high potential side output terminal of the DC power supply 15, the high potential side terminal of the capacitor 14, and the connection portion of the stator windings 60 a and 60 b. This relay is connected to the contact b by coil excitation to connect the DC power supply 15 and the connecting portion of the stator windings 60a and 60b, and is connected to the capacitor 14 and the DC power supply 15 by non-excitation to connect the contact a.
[0059]
The control means 62 is constituted by a microcomputer, a plurality of logic circuits, etc., and controls on / off of the switching means 51 to 54 and the connection of the switching means 61 by the output logic of the Hall IC 63 as position detecting means.
[0060]
The operation of the inverter device shown in FIG. 8 will be described. When the contact point a of the switching means 61 is connected, the output terminal on the high potential side of the DC power supply 15 is connected to the terminal on the high potential side of the capacitor 14. The control means 62 controls on / off of the switching means 51 to 54 according to the output logic of the Hall IC 63 and the rotation direction of the electric motor 58, and drives the electric motor 58 with a single-phase full wave. When the contact b of the switching means 61 is connected, the output terminal on the high potential side of the DC power supply 15 is connected to the connection portion of the stator windings 60a and 60b. The control means 62 holds the switching means 51 and 52 on the high potential side in the OFF state, and controls the switching means 53 and 54 on and off according to the output logic of the Hall IC 63.
[0061]
As described above, also in the inverter device of this embodiment, the switching means 61 is used to connect the output terminal on the high potential side of the DC power supply 15 to the terminals on the high potential side of the capacitor 14 and the stator windings 60a and 60b. Since the maximum applied voltage to the stator windings 60a and 60b is changed by switching to the connecting portion and the driving method of the electric motor 58 is changed to full wave driving and half wave driving, the operating region of the electric motor 58 can be changed. it can.
[0062]
As described above, since the connection of the output terminal of the DC power source is switched between the connection portion of the stator winding and the input terminal of the inverter circuit by the switching means, the maximum applied voltage to the stator winding can be changed. At the same time, since the driving method of the electric motor is switched between full wave driving and half wave driving, in the DC brushless motor having a permanent magnet in the rotor as in this embodiment, the maximum value of the induced electromotive force generated in the stator winding is increased. Can increase the maximum speed. Although not shown in the present embodiment, the configuration of the motor may be an induction motor or a switched reluctance motor. Also in this case, the maximum applied voltage to the winding is switched by turning on / off the switching means and the driving method of the motor is switched to full wave driving or half wave driving, so that current supply to the stator winding is performed during high speed driving. Can be increased. Therefore, the torque output at high speed can be increased, and the operating range of the motor can be expanded.
[0063]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, an electric motor having an inverter circuit provided with a plurality of series circuits composed of two switching means and a plurality of stator windings connected to the output of the inverter circuit. And a capacitor connected to the input terminal of the inverter circuit, a DC power supply, a switching means connected to one end of the output of the DC power supply, and a control means for controlling the switching means, the switching means being the DC A connection between one end of the output of the power supply and one end of the capacitor, and a connection between the one end of the output of the DC power supply and the connection portion of the stator windings are configured, and the DC power When the connecting portions of the plurality of stator windings constituting the electric motor are connected, the control unit is configured to switch the switching unit on the potential side to which the switching unit is connected. Of the It is connected to a stator winding other than the stator winding generating the regenerative current Since at least one is turned on at least once, the maximum value of the voltage applied to the stator winding can be switched approximately twice by the switching means, and the output of the DC power source can be switched by the switching means. When one end of the DC power supply is connected to one end of the output of the capacitor compared to the case where one end of the output of the DC power source is connected to one end of the output of the capacitor. By supplying up to about four times the electric power, changing the operating range of the electric motor, and the regenerative current generated when the switching means is turned off, the switching means on the potential side opposite to the switching means turned off is turned on. Since the current flows to another stator winding through this switching means, it is possible to prevent the capacitor from being excessively charged, and therefore, the failure due to overvoltage is reduced. There is possible to realize an inverter device.
[0064]
According to the invention described in claim 2 of the present invention, in the invention described in claim 1, the electric motor has a permanent magnet in the rotor, and the relative position of the permanent magnet with respect to the stator winding is determined. Since there is a position detecting means for detecting, and the control means controls the switching means in accordance with the output of the position detecting means, the maximum value of the voltage applied to the stator winding is about 2 by the switching means. When one end of the DC power supply is connected to the connection portion of the stator windings by the switching means, one end of the output of the DC power supply is one end of the output of the capacitor by the switching means. Compared with the case of connecting to the motor, the electric motor can be driven to a speed at which the induced electromotive force generated in the stator winding is approximately doubled. Since the induced electromotive force is proportional to the speed of the motor, the speed of the motor can be approximately doubled at maximum. Further, by providing a permanent magnet in the rotor, an inverter device that drives a highly efficient electric motor can be realized.
[0065]
According to the invention described in claim 3 of the present invention, in the invention described in claim 1 or 2, the switching means connects the DC power supply and one end of the capacitor when the target speed of the motor is within a predetermined speed. When the speed exceeds the predetermined speed, the connection portions of the plurality of stator windings constituting the motor and one end of the DC power source are connected. Therefore, when the target speed of the motor is low, the motor is completely When the target speed of the electric motor is high, the electric motor is half-wave driven, so that it can be driven efficiently under connection conditions suitable for the target speed of the electric motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of an inverter device that is Embodiment 1 of the present invention.
[Fig. 2] Speed-torque characteristics diagram of the motor of the inverter device
FIG. 3 is an operation waveform diagram of main parts when the contact point a of the switching means 16 of the inverter device is connected.
FIG. 4 is an operation waveform diagram of main parts when the contact b of the switching means 16 of the inverter device is connected.
FIG. 5 is an operation waveform diagram of main parts when the contact b of the switching means 16 of the inverter device according to the second embodiment of the present invention is connected;
FIG. 6 is a drive control flowchart of an electric motor of the inverter device.
FIG. 7 is a circuit diagram of a main part of an inverter device that is Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the main part of an inverter device that is Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a main part of a conventional inverter device.
[Explanation of symbols]
1, 2, 3, 4, 5, 6 switching means
7, 8, 9 Series circuit
10 Inverter circuit
11 Electric motor
12 Stator
12u, 12v, 12w Stator winding
13 Rotor
14 capacitors
15 DC power supply
16 switching means
17 Control means
18 Position detection means

Claims

An inverter circuit provided with a plurality of series circuits composed of two switching means; an electric motor having a plurality of stator windings connected to the output of the inverter circuit; a capacitor connected to an input terminal of the inverter circuit; Switching means connected to one end of the output of the DC power supply, and control means for controlling the switching means, the switching means is connected between one end of the output of the DC power supply and one end of the capacitor; The connection between the one end of the output of the DC power supply and the connection portion between the stator windings is switched, and the connection portion between the plurality of stator windings constituting the DC power supply and the electric motor is provided by the switching means. when connected, said control means, separate from the stator winding that generates regenerative current of the attached potential side of the switching means of said switching means At least one at least once inverter apparatus that is turned on to be connected to the stator windings.

The electric motor has a permanent magnet in a rotor, and has a position detection means for detecting a relative position of the permanent magnet with respect to the stator winding, and the control means is a switching means according to an output of the position detection means. The inverter apparatus of Claim 1 which controls.

The switching means connects the DC power source and one end of the capacitor when the target speed of the motor is within a predetermined speed, and connects the plurality of stator windings constituting the motor and one end of the DC power source when exceeding the predetermined speed. The inverter device according to claim 1 or 2 which connects.