JP4415369B2

JP4415369B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4415369B2
Application number: JP2003283494A
Authority: JP
Inventors: 耕司高田
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2003-07-31
Filing date: 2003-07-31
Publication date: 2010-02-17
Anticipated expiration: 2023-07-31
Also published as: JP2005051958A

Description

本発明は、交流電圧を所定の出力に変換し、特に、高力率及び低ノイズの電力変換が可能なスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply that converts an alternating voltage into a predetermined output, and in particular, can perform high power factor and low noise power conversion.

従来のスイッチング電源に関して、スイッチに電圧サージが発生するものもある（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について、図１８を用いて説明する。図１８は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。 Some conventional switching power supplies generate a voltage surge (see, for example, Patent Document 1). Details thereof will be described with reference to FIG. FIG. 18 is a block diagram showing a conventional switching power supply.

同図において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤをスイッチング電源の共通電位とする。また、交流電圧ＡＣは、ＥＭＩフィルタ１０を介して、整流回路ＤＢ１に接続する。そして、整流回路ＤＢ１は交流電圧ＡＣを整流し電圧Ｖｒｅｃｔを生成する。 In the figure, the common potential COM and the common potential GND are set as the common potential of the switching power supply. The AC voltage AC is connected to the rectifier circuit DB1 through the EMI filter 10. The rectifier circuit DB1 rectifies the AC voltage AC and generates a voltage Vrect.

さらに、整流回路ＤＢ１は、インダクタＬ２及びダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ１に接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。そしてまた、電圧Ｖｒｅｃｔは、インダクタＬ２を介して、電圧Ｖｍ３となり、ダイオードＤ１を介して、電圧ＶＢｕｌｋとなる。 Furthermore, the rectifier circuit DB1 is connected to the smoothing capacitor C1 via the inductor L2 and the diode D1. The smoothing capacitor C1 smoothes the output of the rectifier circuit DB1. Further, the voltage Vrect becomes the voltage Vm3 via the inductor L2, and becomes the voltage VBulk via the diode D1.

また、電圧ＶＢｕｌｋは、ダイオードＤ１１及びスイッチＱを介して、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続される。そして、スイッチＱのオンオフにより平滑コンデンサＣ１の電圧である電圧ＶＢｕｌｋが、一次巻線Ｎ１に印加される。そしてまた、トランスＴの二次巻線Ｎ２は出力となる電圧を誘起する。 The voltage VBulk is connected to the primary winding N1 of the transformer T via the diode D11 and the switch Q. Then, the voltage VBulk, which is the voltage of the smoothing capacitor C1, is applied to the primary winding N1 by turning on and off the switch Q. Further, the secondary winding N2 of the transformer T induces a voltage to be output.

さらに、同図の二次側回路において、二次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６が接続され、さらに、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３が接続され、さらにまた、負荷３０が接続される。そして、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６で整流され、さらに、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。そして、負荷３０に電力を供給する。 Furthermore, in the secondary side circuit of the same figure, a diode D5 and a diode D6 are connected to the secondary winding N2, an inductor L3 and a capacitor C3 are further connected, and a load 30 is further connected. The voltage induced in the secondary winding N2 is rectified by the diode D5 and the diode D6, further smoothed by the inductor L3 and the capacitor C3, and becomes the output voltage Vo. Then, power is supplied to the load 30.

また、ダイオードＤ１０のアノードを電圧Ｖｍ３に接続し、ダイオードＤ１０のカソードをスイッチＱの一端（ドレイン）である電圧Ｖｄｒａｉｎに接続する。そして、スイッチＱのオンオフにより電圧ＶｒｅｃｔがインダクタＬ２に印加される。このため、図１８の従来例は、入力電流Ｉｉｎの導通が促進され、高調波電流が抑制されるため、高力率が得られる。 Further, the anode of the diode D10 is connected to the voltage Vm3, and the cathode of the diode D10 is connected to the voltage Vdrain which is one end (drain) of the switch Q. Then, the voltage Vrect is applied to the inductor L2 by turning on and off the switch Q. For this reason, in the conventional example of FIG. 18, the conduction of the input current Iin is promoted and the harmonic current is suppressed, so that a high power factor is obtained.

さらに、制御回路２０は、出力電圧Ｖｏが所定の値となるように、駆動波形Ｖｇａｔｅを生成し、スイッチＱのオンオフを制御する。また、制御回路２０は、入力電流Ｉｉｎが高力率となるように、スイッチＱのオンオフを制御する。 Further, the control circuit 20 generates the drive waveform Vgate so that the output voltage Vo becomes a predetermined value, and controls the on / off of the switch Q. Further, the control circuit 20 controls on / off of the switch Q so that the input current Iin has a high power factor.

さらにまた、このような図１８の従来例は、インダクタＬ２の電流が不連続となる、いわゆるインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
特開平９−２６６６７０号公報米国特許第６４７３３１８号明細書 Furthermore, the conventional example of FIG. 18 operates in a so-called inductor current discontinuous mode (DCM) in which the current of the inductor L2 is discontinuous.
JP-A-9-266670 US Pat. No. 6,473,318

しかしながら、図１８の従来例は、スイッチＱのターンオフのときに、電圧サージが発生するという課題がある。また、この電圧サージは、トランスＴの漏れインダクタンス等が大きくなると増大する。 However, the conventional example of FIG. 18 has a problem that a voltage surge occurs when the switch Q is turned off. Further, this voltage surge increases as the leakage inductance of the transformer T increases.

そして、スイッチＱに発生する電圧サージは、スイッチング電源全体のノイズ特性を悪化させるという課題がある。
さらに、電圧サージに対する信頼性を確保するために、スイッチＱは高耐圧の素子で形成する必要がある。そして、高耐圧の素子はオン抵抗が高いため損失が大きいという課題がある。また、高耐圧の素子は高価という課題がある。 And the voltage surge which generate | occur | produces in switch Q has the subject that the noise characteristic of the whole switching power supply deteriorates.
Further, in order to ensure the reliability against the voltage surge, the switch Q needs to be formed of a high breakdown voltage element. A high withstand voltage element has a problem of high loss because of high on-resistance. In addition, there is a problem that high breakdown voltage elements are expensive.

さらにまた、図１８の従来例を、インダクタＬ２の電流が連続となる、いわゆるインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で使用すると、高力率の特性が得られない。このため、図１８の従来例は、高出力が得られないという課題がある。 Furthermore, when the conventional example of FIG. 18 is used in a so-called inductor current continuous mode (CCM) in which the current of the inductor L2 is continuous, a high power factor characteristic cannot be obtained. For this reason, the conventional example of FIG. 18 has a problem that a high output cannot be obtained.

本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、高力率及び低ノイズの好適なスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、簡便・低コストの交流／直流変換のスイッチング電源を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the problems described above, and to provide a suitable switching power supply with high power factor and low noise.
Another object of the present invention is to provide a simple and low cost AC / DC conversion switching power supply.

このような目的を達成する本発明は、次の通りである。 The present invention which achieves such an object is as follows.

（１）交流電圧を整流する整流回路と、負極に前記交流電圧の一端を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第１平滑コンデンサと、正極に前記第１平滑コンデンサの負極を接続し、前記整流回路の出力を平滑する第２平滑コンデンサと、一次巻線に前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサの電圧がスイッチのオンオフにより印加され、二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスとを備えるスイッチング電源において、一端を前記一次巻線と前記スイッチとの接続点に接続するスナバコンデンサと、アノードを前記スナバコンデンサの他端に接続し、カソードを前記第１平滑コンデンサの正極に接続するスナバダイオードと、第１巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続し、第２巻線を前記整流回路の正極と前記第１平滑コンデンサの正極との間に接続し、第３巻線を前記第２平滑コンデンサの負極と前記整流回路の負極との間に接続するカップルドインダクタと、前記第１巻線に直列に接続すると共に、アノードを前記第２平滑コンデンサの負極に接続し、カソードを前記スナバダイオードのアノードに接続するダイオードとを備えることを特徴とするスイッチング電源。 ( 1 ) A rectifying circuit that rectifies an AC voltage, a negative electrode of the first smoothing capacitor connected to a positive electrode, a first smoothing capacitor that connects one end of the AC voltage to a negative electrode, and smoothes an output of the rectifying circuit; The second smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier circuit, and the voltage of the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor are applied to the primary winding by turning on and off the switch, thereby inducing the output voltage to the secondary winding. A snubber capacitor having one end connected to a connection point between the primary winding and the switch, an anode connected to the other end of the snubber capacitor, and a cathode connected to a positive electrode of the first smoothing capacitor. A snubber diode connected to the first winding and a first winding connected between a negative electrode of the second smoothing capacitor and an anode of the snubber diode; Two windings are connected between the positive electrode of the rectifying circuit and the positive electrode of the first smoothing capacitor, and a third winding is connected between the negative electrode of the second smoothing capacitor and the negative electrode of the rectifying circuit. A switching power supply comprising: an inductor; a diode connected in series to the first winding; an anode connected to a negative electrode of the second smoothing capacitor; and a cathode connected to the anode of the snubber diode.

（２）前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続するインダクタを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。 ( 2 ) The switching power supply according to ( 1 ), further comprising an inductor connected in series to the first winding and connected between a negative electrode of the second smoothing capacitor and an anode of the snubber diode.

（３）前記トランスは、前記第１巻線に直列に接続すると共に、前記第２平滑コンデンサの負極と前記スナバダイオードのアノードとの間に接続する補助巻線を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。 (3) The transformer is configured to connect in series with the first winding, characterized in that it comprises an auxiliary winding connected between the anode of the negative electrode and the snubber diode of the second smoothing capacitor (1 ) Switching power supply described.

本発明によれば次のような効果がある。
高力率及び低ノイズの好適なスイッチング電源を提供できる。また、スイッチに電圧サージが発生しない。そして、トランスの二次巻線及び二次側回路の電圧サージも低くなる。さらに、ダイオード及びスナバダイオードのターンオフにおけるノイズ及び損失が小さい。 The present invention has the following effects.
A suitable switching power supply with high power factor and low noise can be provided. In addition, no voltage surge occurs in the switch. And the voltage surge of the secondary winding of a transformer and a secondary side circuit also becomes low. Furthermore, the noise and loss at turn-off of the diode and snubber diode are small.

そしてまた、スイッチ及び二次側回路のダイオードは低耐圧・低コストにできる。また、スイッチ及び二次側回路のダイオードの損失を抑制できる。さらに、スナバコンデンサのエネルギーを無損失で回生できる。 In addition, the switch and the diode of the secondary circuit can be reduced in voltage and cost. Moreover, the loss of the diode of the switch and the secondary side circuit can be suppressed. Furthermore, the energy of the snubber capacitor can be regenerated without loss.

また、部品点数が少ないため、簡便・低コストの交流／直流変換の好適なスイッチング電源を提供できる。 In addition, since the number of parts is small, it is possible to provide a convenient and low-cost AC / DC conversion suitable switching power supply.

さらに、スナバコンデンサは、トランスをリセットすることができるため、一般的なフォワードコンバータに用いられるリセット回路を別途必要としない。 Furthermore, since the snubber capacitor can reset the transformer, a reset circuit used for a general forward converter is not required separately.

また、本発明は、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても高力率が得られる。よって、小形・高出力のスイッチング電源を提供できる。 The present invention also provides a high power factor in the inductor current continuous mode (CCM). Therefore, a small and high output switching power supply can be provided.

詳しくは、本発明をインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作させる場合では、平滑コンデンサの電圧ストレス（耐圧）を低くできる。また、一次側回路に配置する素子（インダクタ、カップルドインダクタ、ダイオード、スナバダイオード、スナバコンデンサ等）の電流ストレスを抑制できる。さらに、ＥＭＩフィルタを小さくできる。 Specifically, when the present invention is operated in the inductor current continuous mode (CCM), the voltage stress (breakdown voltage) of the smoothing capacitor can be lowered. Further, current stress of elements (inductors, coupled inductors, diodes, snubber diodes, snubber capacitors, etc.) arranged in the primary circuit can be suppressed. Furthermore, the EMI filter can be reduced.

以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は関連技術に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図１８の従来例と同一の要素には同一符号を付し、説明を省略する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a switching power supply according to the related art . In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the element same as the prior art example of FIG. 18, and description is abbreviate | omitted.

図１の実施例の特徴は、特に、スナバコンデンサＣ２、スナバダイオードＤ３、カップルドインダクタＬ１及びダイオードＤ２の構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 1 is in particular the configuration of a snubber capacitor C2, a snubber diode D3, a coupled inductor L1 and a diode D2.

同図の一次側回路において、スナバコンデンサＣ２の一端を一次巻線Ｎ１とスイッチＱとの接続点に接続する。 In the primary circuit of the figure, one end of the snubber capacitor C2 is connected to the connection point between the primary winding N1 and the switch Q.

また、スナバダイオードＤ３のアノードをスナバコンデンサＣ２の他端に接続する。さらにまた、スナバダイオードＤ３のカソードを平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。 The anode of the snubber diode D3 is connected to the other end of the snubber capacitor C2. Furthermore, the cathode of the snubber diode D3 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1.

さらに、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらにまた、第１巻線ｎ１の他端は、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノード、即ち、スナバコンデンサＣ２とスナバダイオードＤ３との接続点に接続する。 Furthermore, one end of the first winding n1 of the coupled inductor L1 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1. Furthermore, the other end of the first winding n1 is connected via the diode D2 to the anode of the snubber diode D3, that is, the connection point between the snubber capacitor C2 and the snubber diode D3.

また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、インダクタＬ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、第２巻線ｎ２の他端は、ダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。そして、インダクタＬ２、第２巻線ｎ２、ダイオードＤ１は直列回路を形成する。 One end of the second winding n2 of the coupled inductor L1 is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1 via the inductor L2. Furthermore, the other end of the second winding n2 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 via the diode D1. The inductor L2, the second winding n2, and the diode D1 form a series circuit.

さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、ダイオードＤ２のアノードは、第１巻線ｎ１を介して、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、スナバダイオードＤ３のアノード、即ち、スナバコンデンサＣ２とスナバダイオードＤ３との接続点に接続する。 Furthermore, the diode D2 is connected in series with the first winding n1. The anode of the diode D2 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1 through the first winding n1. Furthermore, the cathode of the diode D2 is connected to the anode of the snubber diode D3, that is, the connection point between the snubber capacitor C2 and the snubber diode D3.

また、カップルドインダクタＬ１において、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２とは磁気的に結合する。そして、第１巻線ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性と、第２巻線ｎ２における整流回路ＤＢ１の正極から平滑コンデンサＣ１の正極への極性とは一致する。 In the coupled inductor L1, the first winding n1 and the second winding n2 are magnetically coupled. In the first winding n1, the polarity from the negative electrode of the smoothing capacitor C1 to the anode of the snubber diode D3 matches the polarity from the positive electrode of the rectifier circuit DB1 to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 in the second winding n2.

さらに、インダクタＬ２は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。さらにまた、インダクタＬ２は外付けの素子であってもよい。 Further, the inductor L2 may be a leakage inductance of the coupled inductor L1. Furthermore, the inductor L2 may be an external element.

また、整流回路ＤＢ１の正極と整流回路ＤＢ１の負極との間に、フィルタ用のコンデンサＣｆを接続する。さらに、電圧ＶＢｕｌｋは、スイッチＱを介して、トランスＴの一次巻線Ｎ１に接続される。 Further, a filter capacitor Cf is connected between the positive electrode of the rectifier circuit DB1 and the negative electrode of the rectifier circuit DB1. Further, the voltage VBulk is connected to the primary winding N1 of the transformer T via the switch Q.

このような、図１の実施例における、スイッチＱのオンオフの周波数領域での動作を図２から図４を用いて説明する。図２は、図１の実施例の各期間の動作模式図である。同図において、電圧源Ｖａｃは図１の実施例における電圧Ｖｒｅｃｔの等価回路である。そして、図１の実施例の動作状態は、（ａ）期間１から（ｅ）期間５まで順に遷移した後、再び（ａ）期間１となる動作を繰り返す。 The operation of the switch Q in the on / off frequency region in the embodiment of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is an operation schematic diagram of each period of the embodiment of FIG. In the figure, a voltage source Vac is an equivalent circuit of the voltage Vrect in the embodiment of FIG. The operation state of the embodiment of FIG. 1 is sequentially changed from (a) period 1 to (e) period 5, and then the operation of (a) period 1 is repeated again.

また、図３及び図４は、インダクタＬ１＝８００μＨ、第１巻線ｎ１：第２巻線ｎ２＝１：１、平滑コンデンサＣ１＝３３０μＦ、一次巻線Ｎ１：二次巻線Ｎ２＝３：１、スナバコンデンサＣ２＝１μＦ、インダクタＬ２＝８０μＨ、インダクタＬ３＝４０μＨ、コンデンサＣ３＝４７０μＦの条件における、図１の実施例の各部の動作波形である。 3 and 4 show an inductor L1 = 800 μH, a first winding n1: a second winding n2 = 1: 1, a smoothing capacitor C1 = 330 μF, a primary winding N1: a secondary winding N2 = 3: 1. 1 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 1 under the conditions of snubber capacitor C2 = 1 μF, inductor L2 = 80 μH, inductor L3 = 40 μH, and capacitor C3 = 470 μF.

そして、図３は、交流電圧の位相角９０度近傍における動作波形を拡大したものである。さらに、図４は、交流電圧の位相角４５度近傍における動作波形を拡大したものである。 FIG. 3 is an enlarged view of the operation waveform in the vicinity of the phase angle of 90 degrees of the AC voltage. Further, FIG. 4 is an enlarged view of an operation waveform in the vicinity of a phase angle of 45 degrees of the AC voltage.

図３（ａ）及び図４（ａ）において、電圧ＶｇａｔｅはスイッチＱの駆動波形である。
また、図３（ｂ）及び図４（ｂ）において、電流ＩＤ３はスナバダイオードＤ３を流れる電流であり、電流ＩＴは一次巻線Ｎ１を流れる電流である。 In FIG. 3A and FIG. 4A, the voltage Vgate is a drive waveform of the switch Q.
In FIGS. 3B and 4B, the current ID3 is a current flowing through the snubber diode D3, and the current IT is a current flowing through the primary winding N1.

さらに、図３（ｃ）及び図４（ｃ）において、電流ＩＣ２はスナバコンデンサＣ２を流れる電流である。
また、図３（ｄ）及び図４（ｄ）において、電圧ＶｄｒａｉｎはスイッチＱの電圧であり、電流ＩＱはスイッチＱの電流である。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎには電圧サージが発生しない。そしてまた、二次巻線Ｎ２の電圧サージも低く抑制される（図示せず）。 Further, in FIGS. 3C and 4C, a current IC2 is a current flowing through the snubber capacitor C2.
3D and 4D, the voltage Vdrain is the voltage of the switch Q, and the current IQ is the current of the switch Q. A voltage surge does not occur in the voltage Vdrain. Further, the voltage surge of the secondary winding N2 is also suppressed to a low level (not shown).

さらにまた、図３（ｅ）及び図４（ｅ）において、電流ＩＤ１はダイオードＤ１の電流であり、電流ＩＤ２はダイオードＤ２の電流である。
また、図３（ｆ）及び図４（ｆ）において、電圧Ｖｍ２は第２巻線ｎ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電圧であり、電圧ＶＢｕｌｋは平滑コンデンサＣ１の電圧である。 Furthermore, in FIGS. 3E and 4E, the current ID1 is the current of the diode D1, and the current ID2 is the current of the diode D2.
3 (f) and 4 (f), the voltage Vm2 is the voltage at the connection point between the second winding n2 and the anode of the diode D1, and the voltage VBulk is the voltage of the smoothing capacitor C1.

さらに、図３（ｇ）及び図４（ｇ）において、電圧Ｖｍ１は第１巻線ｎ１とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電圧であり、電圧ＶＮＢはダイオードＤ２のカソードとスナバダイオードＤ３のアノードとスナバコンデンサＣ２との接続点の電圧である。
また、図３（ｈ）及び図４（ｈ）において、電圧Ｖｒｅｃｔは整流回路ＤＢ１の正極の電圧であり、電圧Ｖｍ３はインダクタＬ２と第２巻線ｎ２との接続点の電圧である。 Further, in FIGS. 3G and 4G, the voltage Vm1 is a voltage at the connection point between the first winding n1 and the anode of the diode D2, and the voltage VNB is the anode of the diode D2 and the anode of the snubber diode D3. And the snubber capacitor C2.
3 (h) and 4 (h), the voltage Vrect is a positive voltage of the rectifier circuit DB1, and the voltage Vm3 is a voltage at a connection point between the inductor L2 and the second winding n2.

以下に、図１の実施例における、期間１から期間５について、順に説明する。
期間１では、図２（ａ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。 Below, the period 1 to the period 5 in the Example of FIG. 1 are demonstrated in order.
In the period 1, as shown in FIG. 2A, the switch Q is turned on, the diode D1 is turned on, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned off, the diode D5 is turned on, and the diode D6 is turned off.

このとき、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、スナバコンデンサＣ２は、スイッチＱ、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２の回路でランプ状に放電する。さらに、この放電は、カップルドインダクタＬ１を介して、インダクタＬ２をリセットする。 At this time, the voltage VBulk is applied to the primary winding N1, and the transformer T is excited. Further, the snubber capacitor C2 is discharged in a ramp shape by the circuit of the switch Q, the first winding n1, and the diode D2. Further, this discharge resets the inductor L2 via the coupled inductor L1.

そして、インダクタＬ２が完全にリセットされると、ダイオードＤ１はオフとなり、期間１が終了し期間２へ遷移する。また、ダイオードＤ１の電流（電流ＩＤ１）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ１のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。 When the inductor L2 is completely reset, the diode D1 is turned off, the period 1 ends, and the period 2 is changed. Further, since the current (current ID1) of the diode D1 changes slowly, noise and loss at the turn-off of the diode D1 are small.

期間２では、図２（ｂ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。 In period 2, as shown in FIG. 2B, the switch Q is turned on, the diode D1 is turned off, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned off, the diode D5 is turned on, and the diode D6 is turned off.

このとき、期間１と同様に、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、第２巻線ｎ２には電流が流れない。さらに、期間２では、第１巻線ｎ１にスナバコンデンサＣ２の電圧が印加され、カップルドインダクタＬ１は励磁する。 At this time, similarly to the period 1, the voltage VBulk is applied to the primary winding N1, and the transformer T is excited. Further, no current flows through the second winding n2. Further, in period 2, the voltage of the snubber capacitor C2 is applied to the first winding n1, and the coupled inductor L1 is excited.

また、図３の波形と図４の波形とを比較すると、図３の波形では期間１が長く期間２が短いに対し、図４の波形では期間１が短く期間２が長い点で相違している。即ち、電圧Ｖｒｅｃｔが高くなれば、期間１は長くなると共に期間２は短くなり、カップルドインダクタＬ１の励磁の期間は短くなる。 3 is compared with the waveform of FIG. 4 in that the period 1 is long and the period 2 is short in the waveform of FIG. 3, whereas the period 1 is short and the period 2 is long in the waveform of FIG. Yes. That is, if the voltage Vrect increases, the period 1 becomes longer and the period 2 becomes shorter, and the excitation period of the coupled inductor L1 becomes shorter.

こうして、電圧Ｖｒｅｃｔ、即ち入力電圧ＡＣに基づき、カップルドインダクタＬ１の励磁の期間が自動的に変調される。
そして、スイッチＱをオフとすると、期間２が終了し期間３へ遷移する。 Thus, the excitation period of the coupled inductor L1 is automatically modulated based on the voltage Vrect, that is, the input voltage AC.
When the switch Q is turned off, the period 2 ends and the period 3 is changed.

期間３では、図２（ｃ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 3, as shown in FIG. 2C, the switch Q is turned off, the diode D1 is turned on, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned on, the diode D5 is turned off, and the diode D6 is turned on.

このとき、一次巻線Ｎ１はスナバコンデンサＣ２でクランプされる。また、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。さらに、スナバコンデンサＣ２とトランスＴの励磁インダクタンスとの共振周波数をスイッチＱのオンオフの周波数よりも大きくすると、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制される。 At this time, the primary winding N1 is clamped by the snubber capacitor C2. The voltage of the snubber capacitor C2 resets the exciting inductance of the transformer T and the leakage inductance of the transformer T. Furthermore, when the resonance frequency of the snubber capacitor C2 and the exciting inductance of the transformer T is made larger than the on / off frequency of the switch Q, the voltage surge of the voltage Vdrain is suppressed.

また、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）は減少し第２巻線ｎ２の電流（電流Ｉｎ２及び電流ＩＤ１）は増加する、即ち、カップルドインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーはインダクタＬ２へ移行する。 Further, the current (current In1 and current ID2) in the first winding n1 decreases and the current (current In2 and current ID1) in the second winding n2 increases, that is, the energy stored in the coupled inductor L1 is the inductor. Move to L2.

そして、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）が０となり、ダイオードＤ２がオフとなると、期間３が終了し期間４へ遷移する。また、ダイオードＤ２の電流（電流ＩＤ２）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ２のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。 When the current (current In1 and current ID2) of the first winding n1 becomes 0 and the diode D2 is turned off, the period 3 ends and the period 4 is changed. Further, since the current (current ID2) of the diode D2 changes gradually, noise and loss at the turn-off of the diode D2 are small.

期間４では、図２（ｄ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 4, as shown in FIG. 2D, the switch Q is turned off, the diode D1 is turned on, the diode D2 is turned off, the snubber diode D3 is turned on, the diode D5 is turned off, and the diode D6 is turned on.

このとき、期間３と同様に、スナバコンデンサＣ２の電圧はトランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスをリセットする。また、電流ＩＤ３は減少する。 At this time, similarly to the period 3, the voltage of the snubber capacitor C2 resets the exciting inductance of the transformer T and the leakage inductance of the transformer T. Further, the current ID3 decreases.

そして、電流ＩＤ３が０となると、即ち、トランスＴの励磁インダクタンス及びトランスＴの漏れインダクタンスが完全にリセットすると、スナバダイオードＤ３はオフとなり、期間４が終了し期間５へ遷移する。また、ダイオードＤ３の電流（電流ＩＤ３）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ３のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。 When the current ID3 becomes 0, that is, when the exciting inductance of the transformer T and the leakage inductance of the transformer T are completely reset, the snubber diode D3 is turned off, and the period 4 ends and transitions to the period 5. Further, since the current (current ID3) of the diode D3 changes gradually, noise and loss at the turn-off of the diode D3 are small.

期間５では、図２（ｅ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 5, as shown in FIG. 2E, the switch Q is turned off, the diode D1 is turned on, the diode D2 is turned off, the snubber diode D3 is turned off, the diode D5 is turned off, and the diode D6 is turned on.

そして、スイッチＱをオンとすると、期間５が終了し期間１へ遷移する。
また、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６で整流され、インダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。 When the switch Q is turned on, the period 5 ends and transitions to the period 1.
The voltage induced in the secondary winding N2 is rectified by the diode D5 and the diode D6, smoothed by the inductor L3 and the capacitor C3, and becomes the output voltage Vo.

さらに、このような、図１の実施例における、交流電圧ＡＣの周波数領域の動作について、図５を用いて説明する。図５は、交流電圧ＡＣが１００Ｖにおける、図１の実施例の各部の動作波形である。 Further, the operation in the frequency domain of the AC voltage AC in the embodiment of FIG. 1 will be described with reference to FIG. FIG. 5 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 1 when the AC voltage AC is 100V.

図５（ａ）において、電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２）は、第１巻線ｎ１を流れる電流と第２巻線ｎ２を流れる電流との和である。また、図５（ｂ）において、電流Ｉｎ２は第２巻線ｎ２を流れる電流である。さらに、図５（ｃ）において、電流Ｉｎ１は第１巻線ｎ１を流れる電流である。また、図５（ｄ）は、入力電流Ｉｉｎである。 In FIG. 5A, the current (In1 + In2) is the sum of the current flowing through the first winding n1 and the current flowing through the second winding n2. In FIG. 5B, a current In2 is a current flowing through the second winding n2. Further, in FIG. 5C, a current In1 is a current flowing through the first winding n1. FIG. 5D shows the input current Iin.

そして、図１の実施例において、入力電流Ｉｉｎは、そのピーク値が低く抑制され、導通角が広くなり、高力率となる。また、図５（ａ）の電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２）の波形は、カップルドインダクタＬ１がインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作していることを示す。即ち、第１巻線ｎ１または第２巻線ｎ２のいずれかに電流が流れ、これらの電流は途切れない。 In the embodiment of FIG. 1, the input current Iin has a peak value that is suppressed low, a conduction angle is widened, and a high power factor is obtained. Further, the waveform of the current (In1 + In2) in FIG. 5A indicates that the coupled inductor L1 operates in the inductor current continuous mode (CCM). That is, current flows through either the first winding n1 or the second winding n2, and these currents are not interrupted.

また、図６は、図１の実施例における入力電流Ｉｉｎの高調波の特性である。同図は、各次数の高調波成分は、それぞれ高調波規制ＣｌａｓｓＤの限度値以下となることを示す。 FIG. 6 shows the harmonic characteristics of the input current Iin in the embodiment of FIG. The figure shows that the harmonic components of each order are not more than the limit value of the harmonic regulation Class D, respectively.

このようにして、図１の実施例は、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。 In this manner, the embodiment of FIG. 1 can suitably convert the voltage from the AC voltage AC to the output voltage Vo even in the inductor current continuous mode (CCM).

また、図７は、関連技術の第２の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 7 is a block diagram showing a second embodiment of the related art . The same elements as those in the embodiment of FIG.

図７の実施例の特徴は、インダクタＬ４、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の配置にある。 The feature of the embodiment of FIG. 7 resides in the arrangement of the inductor L4, the diode D1, and the diode D2.

同図において、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、インダクタＬ４及びダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の他端は、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 In the figure, one end of the first winding n1 of the coupled inductor L1 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1 via the inductor L4 and the diode D2. Furthermore, the other end of the first winding n1 of the coupled inductor L1 is connected to the anode of the snubber diode D3.

また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、ダイオードＤ１を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の他端は、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。 One end of the second winding n2 of the coupled inductor L1 is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1 via the diode D1. Furthermore, the other end of the second winding n2 of the coupled inductor L1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1.

さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。さらにまた、ダイオードＤ２のアノードは、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、インダクタＬ４及び第１巻線ｎ１を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 Furthermore, the diode D2 is connected in series with the first winding n1. Furthermore, the anode of the diode D2 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1. Furthermore, the cathode of the diode D2 is connected to the anode of the snubber diode D3 via the inductor L4 and the first winding n1.

また、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。 Further, the inductor L4 may be a leakage inductance of the coupled inductor L1. The inductor L4 may be an external element.

さらに、電圧ＶＢｕｌｋ、電圧Ｖｄｒａｉｎ、共通電位ＣＯＭ、出力電圧Ｖｏ及び共通電位ＧＮＤは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０に接続する。さらにまた、電圧Ｖｄｒａｉｎは、高周波交流電圧源とする。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎは、低インピーダンス・高周波で変動する。 Further, the voltage VBulk, the voltage Vdrain, the common potential COM, the output voltage Vo, and the common potential GND are connected to the DC / DC converter 40. Furthermore, the voltage Vdrain is a high-frequency AC voltage source. The voltage Vdrain varies with low impedance and high frequency.

詳しくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、電圧ＶＢｕｌｋを入力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０内のスイッチのオンオフにより、出力電圧Ｖｏを生成し、電力変換を行うと共に、電圧Ｖｄｒａｉｎに高周波交流電圧を生成する。 Specifically, the DC / DC converter 40 receives the voltage VBulk, generates an output voltage Vo by turning on and off the switch in the DC / DC converter 40, performs power conversion, and generates a high-frequency AC voltage in the voltage Vdrain. .

このような、図７の実施例は、図１の実施例と電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価である。したがって、図７の実施例は、図１の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。 The embodiment shown in FIG. 7 has substantially the same electrical equivalent circuit as the embodiment shown in FIG. 1, and is substantially equivalent. Accordingly, the embodiment of FIG. 7 is suitable for the output voltage Vo from the AC voltage AC even in the inductor current continuous mode (CCM) as well as the voltage surge of the voltage Vdrain is suppressed as in the embodiment of FIG. The voltage can be converted to

また、上述の構成とは別に、図７の実施例において、ダイオードＤ２とインダクタＬ４との配置を入れ換える等の変形をしても、図１の実施例と電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価である。
さらにまた、上述の構成とは別に、図７の実施例において、整流回路ＤＢ１とダイオードＤ１とを一体に形成するように変形することもできる（図示せず）。そして、これらのダイオードによる電圧降下の損失を抑制するように形成することもできる。 In addition to the above-described configuration, even if the embodiment of FIG. 7 is modified such that the arrangement of the diode D2 and the inductor L4 is changed, the electrical equivalent circuit is the same as that of the embodiment of FIG. Are equivalent.
Furthermore, apart from the above-described configuration, in the embodiment of FIG. 7, the rectifier circuit DB1 and the diode D1 can be modified so as to be integrally formed (not shown). And it can also form so that the loss of the voltage drop by these diodes may be suppressed.

さらに、図８は、関連技術の第３の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 Furthermore, FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment of the related art . The same elements as those in the embodiment of FIG.

図８の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ３の構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 8 is the configuration of the auxiliary winding N3.

同図において、トランスＴの補助巻線Ｎ３は第２巻線ｎ２に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ３の一端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ３の他端は、ダイオードＤ１、第２巻線ｎ２、インダクタＬ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。 In the figure, the auxiliary winding N3 of the transformer T is connected in series to the second winding n2. One end of the auxiliary winding N3 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1. Further, the other end of the auxiliary winding N3 is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1 via the diode D1, the second winding n2, and the inductor L2.

また、トランスＴ１において、一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ３とは磁気的に結合する。そして、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ３における平滑コンデンサＣ１の正極から整流回路ＤＢ１の正極への極性とは一致する。 In the transformer T1, the primary winding N1 and the auxiliary winding N3 are magnetically coupled. In the primary winding N1, the polarity from the positive electrode of the smoothing capacitor C1 to the switch Q matches the polarity from the positive electrode of the smoothing capacitor C1 to the positive electrode of the rectifier circuit DB1 in the auxiliary winding N3.

さらに、インダクタＬ２は、トランスＴの補助巻線Ｎ３に係る漏れインダクタンスであってもよい。 Further, the inductor L2 may be a leakage inductance related to the auxiliary winding N3 of the transformer T.

また、同図の二次側回路において、二次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ７が接続され、さらに、コンデンサＣ３が接続され、さらにまた、負荷３０が接続される。そして、二次巻線Ｎ２に誘起する電圧（フライバック電圧）は、ダイオードＤ７で整流され、さらに、コンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏとなる。そして、負荷３０に電力を供給する。 Further, in the secondary side circuit of the same figure, a diode D7 is connected to the secondary winding N2, a capacitor C3 is further connected, and a load 30 is further connected. Then, the voltage (flyback voltage) induced in the secondary winding N2 is rectified by the diode D7, further smoothed by the capacitor C3, and becomes the output voltage Vo. Then, power is supplied to the load 30.

このような、図８の実施例の主な動作は、図１の実施例の動作と同様になる。よって、図８の実施例は、図１の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。 The main operation of the embodiment of FIG. 8 is the same as that of the embodiment of FIG. Accordingly, the embodiment of FIG. 8 is suitable for the output voltage Vo from the AC voltage AC even in the inductor current continuous mode (CCM) as well as the voltage surge of the voltage Vdrain is suppressed as in the embodiment of FIG. The voltage can be converted to

また、スイッチＱがオフのとき、補助巻線Ｎ３に発生する電圧は、電流ＩＤ１を抑制するように作用する。このため、図８の実施例のように補助巻線Ｎ３を配置する場合は、図１のように補助巻線を配置しない場合と比較して、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスを抑制できる。即ち、図８の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。 When the switch Q is off, the voltage generated in the auxiliary winding N3 acts to suppress the current ID1. Therefore, when the auxiliary winding N3 is arranged as in the embodiment of FIG. 8, the voltage stress of the smoothing capacitor C1 can be suppressed as compared with the case where the auxiliary winding is not arranged as shown in FIG. That is, the embodiment of FIG. 8 can reduce the withstand voltage of the smoothing capacitor C1 and can reduce the cost.

さらに、上述の構成とは別に、補助巻線Ｎ３の極性が反対の場合、即ち、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ３における整流回路ＤＢ１の正極から平滑コンデンサＣ１の正極への極性とは一致する場合では、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスは増加するが、好適に高調波電流が抑制されるため、高力率が得られる。 Further, in addition to the above configuration, when the polarity of the auxiliary winding N3 is opposite, that is, the polarity from the positive electrode of the smoothing capacitor C1 to the switch Q in the primary winding N1, and the rectifier circuit DB1 in the auxiliary winding N3. When the polarity from the positive electrode to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 coincides, the voltage stress of the smoothing capacitor C1 increases, but the harmonic current is preferably suppressed, so that a high power factor is obtained.

また、図９は、関連技術の第４の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 9 is a block diagram showing a fourth embodiment of the related art . The same elements as those in the embodiment of FIG.

図９の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ４の構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 9 is the configuration of the auxiliary winding N4.

同図において、トランスＴの補助巻線Ｎ４は第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ４の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ４の他端は、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 In the figure, the auxiliary winding N4 of the transformer T is connected in series to the first winding n1. One end of the auxiliary winding N4 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1. Further, the other end of the auxiliary winding N4 is connected to the anode of the snubber diode D3 via the first winding n1 and the diode D2.

また、トランスＴにおいて、一次巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ４とは磁気的に結合する。そして、一次巻線Ｎ１における、平滑コンデンサＣ１の正極からスイッチＱへの極性と、補助巻線Ｎ４における平滑コンデンサＣ１の負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性とは一致する。 In the transformer T, the primary winding N1 and the auxiliary winding N4 are magnetically coupled. In the primary winding N1, the polarity from the positive electrode of the smoothing capacitor C1 to the switch Q matches the polarity from the negative electrode of the smoothing capacitor C1 to the anode of the snubber diode D3 in the auxiliary winding N4.

さらに、トランスＴは、補助巻線Ｎ４に係る漏れインダクタンスを有する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１は、疎結合の第１巻線ｎ１及び第２巻線ｎ２を有する。 Further, the transformer T has a leakage inductance related to the auxiliary winding N4. Furthermore, the coupled inductor L1 has a loosely coupled first winding n1 and second winding n2.

また、ＥＭＩフィルタ１２は、整流回路ＤＢ１とカップルドインダクタＬ１及び共通電位ＣＯＭとの間に接続される。そしてまた、ＥＭＩフィルタ１２内の磁性素子は漏れインダクタンスを有する。 The EMI filter 12 is connected between the rectifier circuit DB1, the coupled inductor L1, and the common potential COM. Moreover, the magnetic element in the EMI filter 12 has a leakage inductance.

そして、図９の実施例と図１の実施例とを比較すると、図９の実施例は、補助巻線Ｎ４に係る漏れインダクタンス、疎結合の第１巻線ｎ１及び第２巻線ｎ２及びＥＭＩフィルタ１２内漏れインダクタンスを有するに対し、図１の実施例は、インダクタＬ２を有する点で一見相違するが、電気的な等価回路は同じとなり、実質的に等価となる。 9 is compared with the embodiment of FIG. 1, the embodiment of FIG. 9 shows that the leakage inductance of the auxiliary winding N4, the loosely coupled first winding n1, the second winding n2, and the EMI. Although the embodiment of FIG. 1 differs at first glance in having an inductor L2 while having a leakage inductance in the filter 12, the electrical equivalent circuit is the same and substantially equivalent.

そしてまた、このような、図９の実施例の主な動作は、図８の実施例の動作と同様になる。よって、図９の実施例は、図８の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。また、図９の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。 The main operation of the embodiment of FIG. 9 is the same as that of the embodiment of FIG. Therefore, the embodiment of FIG. 9 is suitable for the output voltage Vo from the AC voltage AC even in the inductor current continuous mode (CCM) as well as the voltage surge of the voltage Vdrain is suppressed as in the embodiment of FIG. The voltage can be converted to 9 can reduce the withstand voltage of the smoothing capacitor C1 and reduce the cost.

さらに、図１０は、本発明の実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 Furthermore, FIG. 10 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. The same elements as those in the embodiment of FIG.

図１０の実施例の特徴は、倍電圧整流回路に適用する点にある。具体的には、整流回路ＤＢ１と、第１平滑コンデンサＣ１Ａと、第２平滑コンデンサＣ１Ｂと、トランスＴと、スナバコンデンサＣ２と、スナバダイオードＤ３と、カップルドインダクタＬ１と、ダイオードＤ２との構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 10 is that it is applied to a voltage doubler rectifier circuit. Specifically, the configuration includes a rectifier circuit DB1, a first smoothing capacitor C1A, a second smoothing capacitor C1B, a transformer T, a snubber capacitor C2, a snubber diode D3, a coupled inductor L1, and a diode D2. is there.

同図において、第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極は、ダイオードＤ１及びカップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２を介して、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。また、第１平滑コンデンサＣ１Ａの負極は、スイッチＳＷ１及びＥＭＩフィルタ１０を介して交流電圧ＡＣの一端に接続する。そして、第１平滑コンデンサＣ１Ａは、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。 In the figure, the positive electrode of the first smoothing capacitor C1A is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1 via the diode D1 and the second winding n2 of the coupled inductor L1. The negative electrode of the first smoothing capacitor C1A is connected to one end of the AC voltage AC via the switch SW1 and the EMI filter 10. The first smoothing capacitor C1A smoothes the output of the rectifier circuit DB1.

さらに、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの正極は、第１平滑コンデンサＣ１Ａの負極に接続する。また、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極は、ダイオードＤ４及びカップルドインダクタＬ１の第３巻線ｎ３を介して、整流回路ＤＢ１の負極に接続する。そして、第２平滑コンデンサＣ１Ｂは、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。 Furthermore, the positive electrode of the second smoothing capacitor C1B is connected to the negative electrode of the first smoothing capacitor C1A. The negative electrode of the second smoothing capacitor C1B is connected to the negative electrode of the rectifier circuit DB1 through the diode D4 and the third winding n3 of the coupled inductor L1. The second smoothing capacitor C1B smoothes the output of the rectifier circuit DB1.

また、スイッチＳＷ１はオンとする。そして、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧を電圧Ｖｍｉｄとし、第１平滑コンデンサＣ１Ａ及び第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧を電圧ＶＢｕｌｋとする。そしてまた、このような構成は、倍電圧整流回路を形成する。 The switch SW1 is turned on. The voltage of the second smoothing capacitor C1B is set as the voltage Vmid, and the voltages of the first smoothing capacitor C1A and the second smoothing capacitor C1B are set as the voltage VBulk. Such a configuration also forms a voltage doubler rectifier circuit.

さらに、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の一端は、インダクタＬ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらにまた、カップルドインダクタＬ１の第１巻線ｎ１の他端は、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 Furthermore, one end of the first winding n1 of the coupled inductor L1 is connected to the negative electrode of the second smoothing capacitor C1B via the inductor L4. Furthermore, the other end of the first winding n1 of the coupled inductor L1 is connected to the anode of the snubber diode D3 via the diode D2.

また、カップルドインダクタＬ１の第２巻線ｎ２の一端は、整流回路ＤＢ１の正極に接続する。さらにまた、第２巻線ｎ２の他端は、ダイオードＤ１を介して、第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極に接続する。 One end of the second winding n2 of the coupled inductor L1 is connected to the positive electrode of the rectifier circuit DB1. Furthermore, the other end of the second winding n2 is connected to the positive electrode of the first smoothing capacitor C1A via the diode D1.

さらに、カップルドインダクタＬ１の第３巻線ｎ３の一端は、ダイオードＤ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらにまた、第３巻線ｎ３の他端は、整流回路ＤＢ１の負極に接続する。 Furthermore, one end of the third winding n3 of the coupled inductor L1 is connected to the negative electrode of the second smoothing capacitor C1B via the diode D4. Furthermore, the other end of the third winding n3 is connected to the negative electrode of the rectifier circuit DB1.

さらに、ダイオードＤ２は、第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、ダイオードＤ２のアノードは、第１巻線ｎ１及びインダクタＬ４を介して、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極に接続する。さらに、ダイオードＤ２のカソードは、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 Furthermore, the diode D2 is connected in series with the first winding n1. The anode of the diode D2 is connected to the negative electrode of the second smoothing capacitor C1B via the first winding n1 and the inductor L4. Furthermore, the cathode of the diode D2 is connected to the anode of the snubber diode D3.

また、カップルドインダクタＬ１において、第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２と第３巻線ｎ３とは磁気的に結合する。そして、第１巻線ｎ１における、第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極からスナバダイオードＤ３のアノードへの極性と、第２巻線ｎ２における整流回路ＤＢ１の正極から第１平滑コンデンサＣ１Ａの正極への極性と、第３巻線ｎ３における第２平滑コンデンサＣ１Ｂの負極から整流回路ＤＢ１の負極への極性は一致する。 In the coupled inductor L1, the first winding n1, the second winding n2, and the third winding n3 are magnetically coupled. In the first winding n1, the polarity from the negative electrode of the second smoothing capacitor C1B to the anode of the snubber diode D3, and the polarity from the positive electrode of the rectifier circuit DB1 to the positive electrode of the first smoothing capacitor C1A in the second winding n2 The polarities from the negative electrode of the second smoothing capacitor C1B to the negative electrode of the rectifier circuit DB1 in the third winding n3 are the same.

さらに、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。 Further, the inductor L4 may be a leakage inductance of the coupled inductor L1. The inductor L4 may be an external element.

このような、図１０の実施例における、スイッチＱのオンオフの周波数領域での動作を図１１から図１４を用いて、説明する。図１１は交流電圧の正の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。また、図１２は、交流電圧の負の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。図１１の動作模式図及び図１２の動作模式図は、図２の動作模式図に対応している。 The operation of the switch Q in the on / off frequency region in the embodiment of FIG. 10 will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is an operation schematic diagram of each period of the embodiment of FIG. 10 in the positive half cycle of the AC voltage. FIG. 12 is a schematic operation diagram for each period of the embodiment of FIG. 10 in the negative half cycle of the AC voltage. The operation schematic diagram of FIG. 11 and the operation schematic diagram of FIG. 12 correspond to the operation schematic diagram of FIG.

図１１及び図１２において、図１０の実施例の動作状態は、図２と同様に、（ａ）期間１から（ｅ）期間５まで順に遷移した後、再び（ａ）期間１となる動作を繰り返す。 In FIG. 11 and FIG. 12, the operation state of the embodiment of FIG. 10 is the same as in FIG. 2, after the transition from (a) period 1 to (e) period 5 in order, (a) the operation that becomes period 1 again. repeat.

また、図１３及び図１４は、インダクタＬ１＝８００μＨ、第１巻線ｎ１：第２巻線ｎ２：第３巻線ｎ３＝１：１：１、第１平滑コンデンサＣ１Ａ＝１５０μＦ、第２平滑コンデンサＣ１Ｂ＝１５０μＦ、一次巻線Ｎ１：二次巻線Ｎ２＝３６：７、スナバコンデンサＣ２＝１μＦ、インダクタＬ４＝８０μＨ、インダクタＬ３＝４０μＨ、コンデンサＣ３＝４７０μＦの条件における、図１０の実施例の各部の動作波形である。 13 and 14 show an inductor L1 = 800 μH, a first winding n1: a second winding n2: a third winding n3 = 1: 1: 1, a first smoothing capacitor C1A = 150 μF, and a second smoothing capacitor. Each part of the embodiment of FIG. 10 under the conditions of C1B = 150 μF, primary winding N1: secondary winding N2 = 36: 7, snubber capacitor C2 = 1 μF, inductor L4 = 80 μH, inductor L3 = 40 μH, capacitor C3 = 470 μF Is an operation waveform.

そして、図１３は、交流電圧の位相角９０度近傍における動作波形を拡大したものである。さらに、図１４は、交流電圧の位相角４５度近傍における動作波形を拡大したものである。また、図１３の動作波形は図３の動作波形に対応している。さらに、図１４の動作波形は図４の動作波形に対応している。 FIG. 13 is an enlarged view of the operation waveform in the vicinity of the AC voltage phase angle of 90 degrees. Further, FIG. 14 is an enlarged view of the operation waveform near the phase angle of 45 degrees of the AC voltage. Further, the operation waveform of FIG. 13 corresponds to the operation waveform of FIG. Further, the operation waveform of FIG. 14 corresponds to the operation waveform of FIG.

図１３（ａ）及び図１４（ａ）において、電圧ＶｇａｔｅはスイッチＱの駆動波形である。
また、図１３（ｂ）及び図１４（ｂ）において、電圧ＶｄｒａｉｎはスイッチＱの電圧であり、電流ＩＱはスイッチＱの電流である。そして、電圧Ｖｄｒａｉｎには電圧サージが発生しない。そしてまた、二次巻線Ｎ２の電圧サージも低く抑制される（図示せず）。 13A and 14A, the voltage Vgate is a driving waveform of the switch Q.
13B and 14B, the voltage Vdrain is the voltage of the switch Q, and the current IQ is the current of the switch Q. A voltage surge does not occur in the voltage Vdrain. Further, the voltage surge of the secondary winding N2 is also suppressed to a low level (not shown).

さらに、図１３（ｃ）及び図１４（ｃ）において、電流ＩＣ２はスナバコンデンサＣ２を流れる電流である。
また、図１３（ｄ）及び図１４（ｄ）において、電流ＩＤ３はスナバダイオードＤ３を流れる電流であり、電流ＩＴは一次巻線Ｎ１を流れる電流である。 Further, in FIGS. 13C and 14C, a current IC2 is a current flowing through the snubber capacitor C2.
13D and 14D, the current ID3 is a current flowing through the snubber diode D3, and the current IT is a current flowing through the primary winding N1.

さらにまた、図１３（ｅ）及び図１４（ｅ）において、電流ＩＤ１はダイオードＤ１の電流であり、電流ＩＤ２はダイオードＤ２の電流である。
また、図１３（ｆ）及び図１４（ｆ）において、電圧ＶＢｕｌｋは第１平滑コンデンサＣ１Ａ及び第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧であり、電圧Ｖｍｉｄは第２平滑コンデンサＣ１Ｂの電圧である。 Furthermore, in FIGS. 13E and 14E, the current ID1 is the current of the diode D1, and the current ID2 is the current of the diode D2.
In FIGS. 13F and 14F, the voltage VBulk is the voltage of the first smoothing capacitor C1A and the second smoothing capacitor C1B, and the voltage Vmid is the voltage of the second smoothing capacitor C1B.

さらに、図１３（ｇ）及び図１４（ｇ）において、電圧Ｖｍ３は第１巻線ｎ１とインダクタＬ４との接続点の電圧である。
また、図１３（ｈ）及び図１４（ｈ）において、電圧Ｖｍ２は第２巻線ｎ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｒｅｃｔは、整流回路ＤＢ１の正極の電圧である。 Furthermore, in FIG. 13G and FIG. 14G, the voltage Vm3 is a voltage at the connection point between the first winding n1 and the inductor L4.
In FIG. 13 (h) and FIG. 14 (h), the voltage Vm2 is a voltage at the connection point between the second winding n2 and the anode of the diode D1, and the voltage Vrect is a positive voltage of the rectifier circuit DB1. .

さらに、図１３（ｉ）及び図１４（ｉ）において、電圧Ｖｍ１は第１巻線ｎ１とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｍ３は第１巻線ｎ１とインダクタＬ４との接続点の電圧であり、電圧ＶＮＢはダイオードＤ２のカソードとスナバダイオードＤ３のアノードとスナバコンデンサＣ２との接続点の電圧である。 Further, in FIG. 13 (i) and FIG. 14 (i), the voltage Vm1 is the voltage at the connection point between the first winding n1 and the anode of the diode D2, and the voltage Vm3 is the voltage between the first winding n1 and the inductor L4. The voltage at the connection point, and the voltage VNB is the voltage at the connection point between the cathode of the diode D2, the anode of the snubber diode D3, and the snubber capacitor C2.

以下に、図１０の実施例における、期間１から期間５について、順に説明する。なお、図１の実施例における期間１から期間５の説明と同一となるものは説明を省略する。 Below, the period 1 to the period 5 in the Example of FIG. 10 are demonstrated in order. The description of the same parts as those in the period 1 to the period 5 in the embodiment of FIG. 1 is omitted.

期間１では、図１１（ａ）及び図１２（ａ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。 In the period 1, as shown in FIGS. 11A and 12A, the switch Q is turned on, only the diode D1 or the diode D4 is turned on, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned off, and the diode D5 Is on and the diode D6 is off.

このとき、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、スナバコンデンサＣ２は、スイッチＱ、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ４の回路でランプ状に放電する。さらに、この放電は、インダクタＬ４をリセットする。 At this time, the voltage VBulk is applied to the primary winding N1, and the transformer T is excited. Further, the snubber capacitor C2 is discharged in a ramp shape by a circuit of the switch Q, the first winding n1, the diode D2, and the inductor L4. Furthermore, this discharge resets the inductor L4.

そして、インダクタＬ４が完全にリセットされると、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４はオフとなり、期間１が終了し期間２へ遷移する。また、ダイオードＤ１の電流（ＩＤ１）またはダイオードＤ４の電流（ＩＤ４）は緩やかに変化するため、ダイオードＤ１のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さく、ダイオードＤ４のターンオフにおけるノイズ及び損失は小さい。 When the inductor L4 is completely reset, the diode D1 or the diode D4 is turned off, and the period 1 ends and the period 2 is changed. Further, since the current (ID1) of the diode D1 or the current (ID4) of the diode D4 changes slowly, the noise and loss at the turn-off of the diode D1 are small, and the noise and loss at the turn-off of the diode D4 are small.

期間２では、図１１（ｂ）及び図１２（ｂ）のようになり、スイッチＱはオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ４はオフ、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオン、ダイオードＤ６はオフとなる。 In the period 2, as shown in FIGS. 11B and 12B, the switch Q is turned on, the diode D1 is turned off, the diode D4 is turned off, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned off, and the diode D5 is turned on. On, diode D6 is off.

このとき、期間１と同様に、一次巻線Ｎ１には電圧ＶＢｕｌｋが印加され、トランスＴは励磁する。また、第２巻線ｎ２及び第３巻線ｎ３には電流が流れない。さらに、期間２では、第１巻線ｎ１及びインダクタＬ４にスナバコンデンサＣ２の電圧が印加され、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４は励磁する。 At this time, similarly to the period 1, the voltage VBulk is applied to the primary winding N1, and the transformer T is excited. Further, no current flows through the second winding n2 and the third winding n3. Further, in period 2, the voltage of the snubber capacitor C2 is applied to the first winding n1 and the inductor L4, and the coupled inductor L1 and the inductor L4 are excited.

また、図１３の波形と図１４の波形とを比較すると、図１３の波形では期間１が長く期間２が短いに対し、図１４の波形では期間１が短く期間２が長い点で相違している。即ち、電圧Ｖｒｅｃｔが高くなれば、期間１は長くなると共に期間２は短くなり、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４の励磁の期間は短くなる。 13 is compared with the waveform of FIG. 14 in that the period 1 is long and the period 2 is short in the waveform of FIG. 13, whereas the period 1 is short and the period 2 is long in the waveform of FIG. Yes. That is, if the voltage Vrect increases, the period 1 becomes longer and the period 2 becomes shorter, and the excitation periods of the coupled inductor L1 and the inductor L4 become shorter.

こうして、電圧Ｖｒｅｃｔ、即ち入力電圧ＡＣに基づき、カップルドインダクタＬ１及びインダクタＬ４の励磁の期間が自動的に変調される。
そして、スイッチＱをオフとすると、期間２が終了し期間３へ遷移する。 Thus, the excitation periods of the coupled inductor L1 and the inductor L4 are automatically modulated based on the voltage Vrect, that is, the input voltage AC.
When the switch Q is turned off, the period 2 ends and the period 3 is changed.

期間３では、図１１（ｃ）及び図１２（ｃ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオン、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 3, as shown in FIGS. 11C and 12C, the switch Q is turned off, only one of the diode D1 and the diode D4 is turned on, the diode D2 is turned on, the snubber diode D3 is turned on, and the diode D5 Is off, and the diode D6 is on.

また、第１巻線ｎ１の電流（電流Ｉｎ１及び電流ＩＤ２）は減少し第２巻線ｎ２の電流（電流Ｉｎ２及び電流ＩＤ１）または第３巻線ｎ３の電流（電流Ｉｎ３及び電流ＩＤ４）は増加する。 Further, the current (current In1 and current ID2) of the first winding n1 decreases and the current (current In2 and current ID1) of the second winding n2 or the current (current In3 and current ID4) of the third winding n3 increases. To do.

期間４では、図１１（ｄ）及び図１２（ｄ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオン、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 4, as shown in FIG. 11D and FIG. 12D, the switch Q is turned off, only the diode D1 or the diode D4 is turned on, the diode D2 is turned off, the snubber diode D3 is turned on, and the diode D5 Is off, and the diode D6 is on.

期間５では、図１１（ｅ）及び図１２（ｅ）のようになり、スイッチＱはオフとし、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４の何れかのみオン、ダイオードＤ２はオフ、スナバダイオードＤ３はオフ、ダイオードＤ５はオフ、ダイオードＤ６はオンとなる。 In the period 5, as shown in FIGS. 11E and 12E, the switch Q is turned off, only one of the diode D1 and the diode D4 is turned on, the diode D2 is turned off, the snubber diode D3 is turned off, and the diode D5 Is off, and the diode D6 is on.

そして、スイッチＱをオンとすると、期間５が終了し期間１へ遷移する。 When the switch Q is turned on, the period 5 ends and transitions to the period 1.

さらに、このような、図１０の実施例における、交流電圧ＡＣの周波数領域の動作について、図１５を用いて説明する。図１５は、交流電圧ＡＣが１００Ｖにおける、図１０の実施例の各部の動作波形である。図１５の動作波形は、図５の動作波形に対応している。 Further, the operation in the frequency domain of the AC voltage AC in the embodiment of FIG. 10 will be described with reference to FIG. FIG. 15 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 10 when the AC voltage AC is 100V. The operation waveform in FIG. 15 corresponds to the operation waveform in FIG.

図１５（ａ）において、電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２＋Ｉｎ３）は、第１巻線ｎ１を流れる電流と第２巻線ｎ２を流れる電流と第３巻線ｎ３を流れる電流との和である。また、図１５（ｂ）において、電流Ｉｎ３は第３巻線ｎ３を流れる電流である。さらに、図１５（ｃ）において、電流Ｉｎ２は第２巻線ｎ２を流れる電流である。また、図１５（ｄ）において、電流Ｉｎ１は第１巻線ｎ１を流れる電流である。図１５（ｅ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖｉｎは交流電圧ＡＣの電圧である。 In FIG. 15A, the current (In1 + In2 + In3) is the sum of the current flowing through the first winding n1, the current flowing through the second winding n2, and the current flowing through the third winding n3. In FIG. 15B, a current In3 is a current flowing through the third winding n3. Further, in FIG. 15C, a current In2 is a current flowing through the second winding n2. In FIG. 15D, a current In1 is a current flowing through the first winding n1. In FIG. 15E, the current Iin is the input current Iin, and the voltage Vin is the AC voltage AC.

そして、図１０の実施例は、入力電流Ｉｉｎは、そのピーク値が低く抑制され、導通角が広くなり、高力率となる。また、図１５（ａ）の電流（Ｉｎ１＋Ｉｎ２＋Ｉｎ３）の波形は、カップルドインダクタＬ１がインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作していることを示す。即ち、第１巻線ｎ１または第２巻線ｎ２または第３巻線ｎ３のいずれかに電流が流れ、これらの電流は途切れない。 In the embodiment of FIG. 10, the input current Iin has a low peak value, a wide conduction angle, and a high power factor. Further, the waveform of the current (In1 + In2 + In3) in FIG. 15A indicates that the coupled inductor L1 operates in the inductor current continuous mode (CCM). That is, a current flows through either the first winding n1, the second winding n2, or the third winding n3, and these currents are not interrupted.

また、図１６は、図１０の実施例における入力電流Ｉｉｎの高調波の特性である。同図は、各次数の高調波成分は、それぞれ高調波規制ＣｌａｓｓＤの限度値以下となることを示す。図１６の特性図は、図６の特性図に対応している。 FIG. 16 shows the harmonic characteristics of the input current Iin in the embodiment of FIG. The figure shows that the harmonic components of each order are not more than the limit value of the harmonic regulation Class D, respectively. The characteristic diagram of FIG. 16 corresponds to the characteristic diagram of FIG.

このようにして、図１０の実施例は、図１の実施例と同様に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。 In this manner, the embodiment of FIG. 10 can suitably convert the voltage from the AC voltage AC to the output voltage Vo even in the inductor current continuous mode (CCM) as in the embodiment of FIG.

さらにまた、図１７は、本発明の第２の実施例を示す構成図である。図１０の実施例及び図９の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 17 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. The same elements as those of the embodiment of FIG. 10 and the embodiment of FIG.

図１７の実施例の特徴は、補助巻線Ｎ４の構成にある。また、図１７の実施例は、図９の実施例に対応している。 The feature of the embodiment of FIG. 17 is the configuration of the auxiliary winding N4. The embodiment of FIG. 17 corresponds to the embodiment of FIG.

図１７において、トランスＴの補助巻線Ｎ４は第１巻線ｎ１に直列に接続する。また、補助巻線Ｎ４の一端は、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。さらに、補助巻線Ｎ４の他端は、インダクタＬ４、第１巻線ｎ１、ダイオードＤ２を介して、スナバダイオードＤ３のアノードに接続する。 In FIG. 17, the auxiliary winding N4 of the transformer T is connected in series with the first winding n1. One end of the auxiliary winding N4 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1. Further, the other end of the auxiliary winding N4 is connected to the anode of the snubber diode D3 via the inductor L4, the first winding n1, and the diode D2.

さらに、インダクタＬ４は、トランスＴの補助巻線Ｎ３に係る漏れインダクタンスであってもよい。また、インダクタＬ４は、カップルドインダクタＬ１の漏れインダクタンスであってもよい。さらに、インダクタＬ４は外付けの素子であってもよい。 Further, the inductor L4 may be a leakage inductance related to the auxiliary winding N3 of the transformer T. Further, the inductor L4 may be a leakage inductance of the coupled inductor L1. Further, the inductor L4 may be an external element.

このような、図１７の実施例の動作は、図１０の実施例の動作及び図９の実施例の動作と同様になる。よって、図１７の実施例は、図１０の実施例と同様に、電圧Ｖｄｒａｉｎの電圧サージは抑制されると共に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）であっても、交流電圧ＡＣから出力電圧Ｖｏに好適に電圧を変換できる。また、図１７の実施例は平滑コンデンサＣ１の耐圧を低くでき、低コストにできる。 The operation of the embodiment of FIG. 17 is the same as the operation of the embodiment of FIG. 10 and the operation of the embodiment of FIG. Therefore, the embodiment of FIG. 17 is suitable for the output voltage Vo from the AC voltage AC even in the inductor current continuous mode (CCM) as well as the voltage surge of the voltage Vdrain is suppressed as in the embodiment of FIG. The voltage can be converted to In addition, the embodiment of FIG. 17 can reduce the withstand voltage of the smoothing capacitor C1, thereby reducing the cost.

関連技術の一実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows one Example of related technology . 図１の実施例の各期間の動作模式図である。It is an operation | movement schematic diagram of each period of the Example of FIG. 交流電圧の位相角９０度近傍における、図１の実施例の各部の動作波形である。2 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 1 in the vicinity of a phase angle of 90 degrees of AC voltage. 交流電圧の位相角４５度近傍における、図１の実施例の各部の動作波形である。2 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 1 in the vicinity of a phase angle of 45 degrees of AC voltage. 図１の実施例の各部の動作波形である。It is an operation | movement waveform of each part of the Example of FIG. 図１の実施例における入力電流の高調波の特性である。It is the characteristic of the harmonic of the input current in the Example of FIG. 関連技術の第２の実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows 2nd Example of related technology . 関連技術の第３の実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows 3rd Example of related technology . 関連技術の第４の実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows 4th Example of related technology . 本発明の実施例を示す構成図である。Is a block diagram showing an embodiment of the present invention. 交流電圧の正の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。It is an operation | movement schematic diagram of each period of the Example of FIG. 10 in the positive half cycle of alternating voltage. 交流電圧の負の半周期における、図１０の実施例の各期間の動作模式図である。It is an operation | movement schematic diagram of each period of the Example of FIG. 10 in the negative half cycle of alternating voltage. 交流電圧の位相角９０度近傍における、図１０の実施例の各部の動作波形である。11 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 10 in the vicinity of a phase angle of 90 degrees of the AC voltage. 交流電圧の位相角４５度近傍における、図１０の実施例の各部の動作波形である。11 is an operation waveform of each part of the embodiment of FIG. 10 in the vicinity of a phase angle of 45 degrees of AC voltage. 図１０の実施例の各部の動作波形である。It is an operation | movement waveform of each part of the Example of FIG. 図１０の実施例における入力電流の高調波の特性である。It is the characteristic of the harmonic of the input current in the Example of FIG. 本発明の第２の実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the 2nd Example of this invention. 従来のスイッチング電源を示す構成図である。It is a block diagram which shows the conventional switching power supply.

Explanation of symbols

ＤＢ１整流回路
Ｃ１平滑コンデンサ
Ｃ１Ａ第１平滑コンデンサ
Ｃ１Ｂ第２平滑コンデンサ
Ｃ２スナバコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４ダイオード
Ｄ３スナバダイオード
Ｌ１カップルドインダクタ
ｎ１第１巻線
ｎ２第２巻線
ｎ３第３巻線
Ｌ２，Ｌ４インダクタ
Ｑスイッチ
Ｔトランス
Ｎ１一次巻線
Ｎ２二次巻線
Ｎ３，Ｎ４補助巻線
ＡＣ交流電圧
Ｉｉｎ入力電流
Ｖｏ出力電圧

DB1 rectifier circuit C1 smoothing capacitor C1A first smoothing capacitor C1B second smoothing capacitor C2 snubber capacitor D1, D2, D4 diode D3 snubber diode L1 coupled inductor n1 first winding n2 second winding n3 third winding L2, L4 Inductor Q Switch T Transformer N1 Primary winding N2 Secondary winding N3, N4 Auxiliary winding AC AC voltage Iin Input current Vo Output voltage

Claims

A rectifying circuit for rectifying an alternating voltage; a first smoothing capacitor for connecting one end of the alternating voltage to a negative electrode; and smoothing an output of the rectifying circuit; a negative electrode of the first smoothing capacitor for connecting a positive electrode; A second smoothing capacitor that smoothes the output of the first winding, and a transformer that applies the voltages of the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor to the primary winding by turning on and off the switch, and induces a voltage to be output to the secondary winding. In a switching power supply comprising
A snubber capacitor having one end connected to a connection point between the primary winding and the switch;
A snubber diode having an anode connected to the other end of the snubber capacitor and a cathode connected to a positive electrode of the first smoothing capacitor;
A first winding is connected between the negative electrode of the second smoothing capacitor and an anode of the snubber diode; a second winding is connected between the positive electrode of the rectifier circuit and the positive electrode of the first smoothing capacitor; A coupled inductor connecting a third winding between the negative electrode of the second smoothing capacitor and the negative electrode of the rectifier circuit;
A diode connected in series to the first winding, an anode connected to the negative electrode of the second smoothing capacitor, and a cathode connected to the anode of the snubber diode;
A switching power supply characterized by that.

An inductor connected in series with the first winding and connected between a negative electrode of the second smoothing capacitor and an anode of the snubber diode.
The switching power supply according to claim 1.

The transformer includes an auxiliary winding connected in series to the first winding and connected between a negative electrode of the second smoothing capacitor and an anode of the snubber diode.
The switching power supply according to claim 1.