JP3992652B2 - 3-phase input charger - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は入力3相電力を全波整流し、その全波整流出力をスイッチング式DC−DC変換器(コンバータ)を介して蓄電池に供給充電し、DC−DC変換器のスイッチング素子に対するオンオフ制御パルスをパルス幅変調して、上記充電電流を制御する充電装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図6に従来のこの種の充電装置を示す。3相交流電源11からの3相交流電力は充電装置12内の全波整流回路13により全波整流され、その全波整流出力はスイッチング式のDC−DC変換器14を介して蓄電池15へ供給充電される。DC−DC変換器14においては例えば、IGBTなどの高耐圧半導体スイッチング素子により構成されたインバータ16により全波整流電力が、例えば20kHzなどの高周波の交流電力に変換され、この交流電力は必要に応じて、絶縁用トランス17により昇圧され、そのトランス17の出力は整流回路18により整流平滑化されて、直流電力とされ、この直流電力が蓄電池15へ供給される。
【0003】
蓄電池15へ供給される充電電流は電流検出部19により検出され、その検出電流値は制御部21内で設定部22よりの設定値との差が誤差演算部23でとられ、この差出力に応じて補正部24において、レジスタ25よりの基準値に対する補正が行われ、その補正された基準値がPWM生成部26へ供給され、PWM生成部26は入力された変調信号(補正された基準値)に応じたパルス幅のパルス信号(パルス幅変調信号)を出力し、このパルス幅変調信号によりインバータ16のスイッチング素子をオンオフ制御する。この充電電流検出による帰還制御により充電電流が設定値に保持されるようにされている。
【0004】
この充電装置において、入力される3相電力の1つの相が断になり、相欠陥すると、全波整流回路13の出力レベルは1/3に減少し、電流検出部19の検出電流も1/3となる。正常状態では全波整流回路13の出力波形は、図7に示すように断線前には3つの相間電圧と対応した曲線27UV,27VW,27WUが現われているが、例えば電力線10Uが断線すると、電力線10Uと10V間の相間電圧と電力線10Wと10U間の相間電圧が0となり、全波整流回路13の出力は電力線10Vと10W間の相間電圧のみの整流出力となり、図7中において曲線27UVと27WUはなくなり、図2Aに示すように曲線27VWのみとなる。
【0005】
この状態で、検出電流の低下を補償するように、インバータ16を制御すると、相欠陥の影響を受けていない波形27VWのピークに近いΔTの区間においては、正常に動作すべき所をかなり可大な電流を流すように制御され、インバータ16を構成する素子、特にスイッチング素子が破壊するおそれがある。このような状態にならないように、図6に示すように、全波整流回路13の3相電力線10U,10V,10Wの各2線間にそれぞれトランスTUV,TVW,TWUの1次側が接続され、トランスTUV,TVW,TWUの2次側に相間電圧検出器DUV,DVW,DWUがそれぞれ接続され、これら相間電圧検出器の何れかで電力線10U,10V,10Wの2線間における相間電圧の何れか1つが所定値以下になると、充電装置の充電動作を停止するようにされていた。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来においては、相欠陥を検出するため、3つのトランスTUV,TVW,TWUとその相間電圧検出器DUV,DVW,DWUを用いていた。この各トランスは電圧が高いため比較的大型のものであり、このため全体としての構造が比較的大きなものになる問題があった。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この発明の一面によれば入力3相電力中の1つの相間電圧のゼロクロス点がゼロクロス検出部により検出され、そのゼロクロス点の隣接点間の3分の1の期間ごとに、このゼロクロス点と同期して、充電電流又は電圧の実効値あるいは平均値が出力値計算部により出力値として計算され、その出力値と設定値との誤差が誤差信号として誤差演算部により演算され、その誤差信号がゼロになるように、誤差信号によりスイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対するスイッチング信号の幅が補正部により制御され、上記ゼロクロス点間の3分の1の期間ごとの誤差信号の前の誤差信号に対する変動量が変動検出部で検出され、その検出された変動量がしきい値を超えると充電動作が充電停止部により停止制御される。
【0008】
この発明の他面によれば、全波整流出力が電圧変換部で電圧に変換され、入力3相電力中の1つの相間電圧のゼロクロス点がゼロクロス検出部により検出され、この検出ゼロクロス点と同期して、その隣接ゼロクロス点間の3分の1ごとに、電圧変換部の出力がサンプリング部でサンプリングされ、そのサンプリング値がしきい値以下になると、充電停止部により充電動作が停止される。
【0009】
【発明の実施の形態】
この発明の実施形態の説明に先立ち、この発明を適用して、好ましいスイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対し制御を行う充電装置について図8を参照して説明する。図8において図6に示した装置と対応する部分に同一参照番号を付けてある。
この充電装置では制御部21に逆相生成部31が設けられる。逆相生成部31は全波整流回路13の全波整流出力波形の逆相と対応した逆相対応値を生成する。つまり、例えば図7に示したように全波整流出力波形28のリップル成分を逆位相とした(反転した)曲線32と対応したものが求められる。曲線32は連続したものとして示しているが、実際にはインバータ16のスイッチング素子に対するスイッチング周期の間隔でサンプリングしたデジタル値として求められる。
【0010】
曲線32の周期TV は入力3相交流電力の1相の周期TA の1/6である。この周期TV 内における各逆相対応値、つまりサンプル値を変調信号としてパルス幅変調部(PWM生成部)26でパルス幅変調信号を生成した時の、平均電流(実効値)が、従来の充電装置において、基準値をパルス幅変調信号とした場合の同一区間(TV )の平均電流(実効値)と等しくなるように、周期TV 内の各逆相対応値(サンプル値)を予め決めておく。
【0011】
逆相生成部31よりの逆相対応値に対し、補正部33において、インバータ16の出力電流の実効値が目標値(設定値)になるように補正部33で補正し、その補正された逆相対応値が制御値(変調信号)としてPWM生成部(パルス幅変調部)26へ供給され、パルス幅変調信号が生成され、このパルス幅変調信号により、インバータ16のスイッチング素子がオンオフ制御される。
この構成においては逆相対応値は例えば図9Aに示すように曲線32のサンプル値と対応し、この値は3相全波整流出力28のリップルのピーク値部分で最小値となり、この時のパルス幅変調信号のパルス幅は最小幅Wmin となり、リップルの極小値部分でサンプル値は最大となり、パルス幅変調信号のパルス幅も最大値Wmax となる。この各パルス幅変調信号の面積はほぼ同一になるようにされ、つまり前述したように、リップルの各部に応じてパルス幅変調信号のパルス幅Wを同一とさせる従来のもの(図9B)と異なる。同一補正値の場合は、同一期間(周期)内におけるパルス幅変調値は、従来のものと同一実効値になるようにされている。補正なしの場合における1周期TV 内における各パルス幅変調信号の各パルス幅を前述のように予め求めておけば、充電電流制御のための補正値は同一値を用いることができ、各逆相対応値をその相対的比率を保持した状態で補正値に応じて変更すればよい。インバータ16でのスイッチングのパルス幅の変化が図9Aに示した状態になるように逆相生成部31より生成される逆相対応値は入力3相電力と同期される。このため例えば降圧トランス34を介してゼロクロス検出部36が2本の電力線、例えば10Uと10V間に接続される。ゼロクロス検出部36は図7に示すように電力線10Uと10V間の相間電圧波形27UVがゼロ電圧レベルを切る時点PZ を検出して、そのゼロクロス時点PZ ごとに同期パルスを出力し、これが逆相生成部31へ供給される。逆相生成部31では、入力されたゼロクロス点パルスと同期して、周期TV =TA /6の逆相波形32のサンプル値列(逆相対応値列)を出力する。
【0012】
実施形態1
この発明の実施形態1は、直流−直流変換器のスイッチング素子を、3相全波整流出力のリップル波形のピークで幅が最小に、谷で幅が最大になるパルス幅変調信号でスイッチング制御する構成にすると共に、3相電力の各相ごとに充電電流が所定値になるように制御する構成に対しこの発明を適用したものである。図1にこの実施形態1の機能構成を図8と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。
図7中に示した逆相波形32の1周期TV 分の波形が波形メモリ35に格納されている。理想的な3相交流電力に対する3相全波整流出力波形28において、3相交流電力の振幅が決まり、かつスイッチング式DC−DC変換器14のスイッチング周期が決まれば、そのリップルの1周期TV における各サンプル値を計算することができ、その各サンプル値の逆数を計算することができる。この逆数の各値、つまり1周期TV 分が波形メモリ35に格納される。
【0013】
一方、充電装置12に入力される3相交流電力の1つの相間電圧がゼロクロス検出部36へ入力され、その相間電圧のゼロクロス点PZ が検出される。そのゼロクロス点が検出されるごとにn進カウンタ37がリセットされる。n進カウンタ37は、PWM生成部26よりのパルス幅変調信号と同期したクロック、つまりインバータ16のスイッチング素子に対するスイッチングと同期したクロックを計数し、このクロックの周期をTC とすると、n=TV /TC 個のクロックを計数すると、リセットされ、再びゼロから計数することを繰り返すものである。
【0014】
n進カウンタ37の計数値により波形メモリ35の記憶波形が、全波整流出力波形28のリップルと同期して順次読み出され、つまり逆相対応値が順次得られ、これが、補正部33を通じてPWM生成部26へ供給され、パルス幅変調信号が生成される。
インバータ16の出力信号は出力値計算部41へ供給され、出力値計算部41はn進カウンタ37のゼロリセット出力により制御されて、リップルの1周期TV におけるインバータ出力信号の実効値又は平均値が計算され、この実効値又は平均値と、設定部42からの設定された目標値との差が誤差演算部43で求められ、その誤差出力が補正部33へ供給され、補正部33において、誤差演算部43の出力がゼロになるように、つまり計算した実効値又は平均値が設定された目標値に近づくように、波形メモリ35より出力された逆相対応値に対する補正が行われる。つまり、3相電力の各相ごとにPWMパルスの1周期TV の平均値又は実効値が目標値になるように制御され、充電電流/電圧が所定値に保持される。出力値計算部41の出力値は蓄電池15に対する充電電流/電圧の実効値又は平均値と対応したものである。
【0015】
この実施形態1では、隣接する相対応補正制御量の変動が検出され、その変動が所定値を超えると、欠相が生じたと判定される。図1においては、誤差演算部43の出力誤差信号、つまり補正制御信号が、n進カウンタ37のゼロリセット出力により前回制御量保持部61に一時格納され、変動検出部62で誤差演算部43の出力誤差信号と前回制御量保持部61よりの1周期TV 前の誤差信号、つまり1相前の誤差信号との差、即ち制御量の変動量が検出され、この変動量が比較部63でしきい値部64のしきい値と比較され、しきい値を超えれば比較部63の出力により充電停止部65が制御され、充電動作が停止される。
【0016】
図2Aに示すように、欠相が生じていない状態では全波整流出力波形は曲線28となり、そのリップル周期TV ごとの出力値計算部41の出力実効値はEN に対し、わずかな値ΔEN で変動したものとなる。従って、この場合の誤差演算部43よりの出力誤差信号も図2Bの線66に示すように、周期TV ごとの変動はわずかであり、変動検出部62より検出される変動量も小さな値であり、これはしきい値より小さなものとなり、充電停止部65は制御されることはない。
【0017】
しかし欠相が生じ、例えば電力線10Uよりの電力が断になると全波整流出力波形は図2Aの曲線27VWとなる。つまり単相全波整流出力波形となる。従って出力値計算部41の出力実効値は波形27VWのピーク部分の1周期TV においてはEA1と、欠相がない場合のその値EN とほぼ同一値となるが、ピーク部分の1周期TV の両側の1周期TV においては、EA1の2分の1より小さい値EA2となる。従ってこの場合の誤差演算部43より出力誤差信号も図2Bの線67で示すように、EA1と対応する部分は正常時と同様に小さな値CV1 であるが、EA2と対応する部分ではCV1 に対し、格段と大きな値CV2 となる。変動検出部62からCV1 とCV2 との差の絶対値が出力され、これはしきい値を超え、比較部63の出力により充電停止部65が制御されて、充電動作が停止することになる。
【0018】
実施形態2
図3にこの発明の実施形態2を図1と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。
この実施形態2では3相全波整流回路13よりの全波整流出力は電圧変換部51に分岐供給されて全波整流出力が電圧に変換される。この場合、アイソレーション増幅器などを用いて電圧変換部51の入力側と出力側とを絶縁することが好ましい。電圧変換部51の出力電圧波形は、PWM生成部26からのクロックによりA/D変換部52でサンプリングされてデジタル値に変換され、その各デジタル値の逆数が逆数計算部53で検出され、この計算された逆数が逆相対応値として補正部33を通じてPWM生成部26へ供給される。
【0019】
PWM生成部26よりのパルス幅変調信号は、DC−DC変換器14へ供給されると共に、出力値計算部41へも分岐供給される。ゼロクロス検出部36よりのゼロクロス点PZ 検出パルスが制御パルス生成部71に入力されてゼロクロスパルスと同期した周期TV のパルスが生成され、この周期TV の制御パルスにより出力値計算部41が制御されて出力値計算部41は検出ゼロクロス点を基準として期間TV ごとの実効値又は出力値を計算し、これと、設定値との差を求め、各周期TV ごとに充電電流の補正を行う。
【0020】
この出力値計算部41の出力値も、蓄電池15に対する充電電流/電圧の実効値又は平均値と対応したものである。
制御パルス生成部71より、この制御パルスにより電圧変換部51の出力電圧をサンプリング部72でサンプリングし、そのサンプリング値としきい値部64からのしきい値とを比較部63で比較する。正常状態では図2Aから理解されるように、サンプリング部72の出力サンプリング値はほぼLN であるが、例えば電力線10Uよりの電力が断になれば、周期TV ごとのサンプリングにおいて、連続する3回のサンプリング値中の2回はほぼLN であるが、1回は0となる。よって、比較部63でサンプリング部72の出力サンプリング値が0となった時に、つまりサンプリング値がしきい値以下になると、比較部63の出力で充電停止部65が制御されて、充電動作が停止される。
この図3においても誤差演算部43の出力側に、図1に示したように前回制御量保持部61と変動検出部62を設け、変動検出部62の出力を比較部63へ供給してもよい。なおしきい値部64のしきい値は制御量の変動量と比較する場合とサンプリング値と比較する場合とでは異なった値に設定することは当然である。
【0021】
実施形態3
この発明は逆相対応値を用いる場合に限らず、図6に示した従来装置のように、3相全波整流出力波形のリップルの位相に無関係に図9Bに示したように同一幅でスイッチング素子をスイッチング制御する場合にもこの発明を適用することができる。この場合の実施形態を図4に、図3及び図6と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この例では図3に示したように、全波整流回路13の出力が電圧変換部51で電圧に変換され、ゼロクロス検出部36の検出パルスに基づき、制御パルス生成部71で生成された制御パルスにより、電圧に変換された全波整流出力波形がサンプリング部72でサンプリングされ、そのサンプリング値としきい値とが比較部63で比較され、しきい値以下であれば充電停止部65が制御される。制御部21には逆相生成部31は設けられることなく、図6に示したと同様の構成とされている。
図3に示した実施形態2において、3相電力の各相ごとの同一サンプル位相のサンプル値を記憶・平均部56で平均し、その平均値を利用してもよい。
【0022】
実施形態4
図5にこの発明の実施形態4を、図1、図3、図6と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施形態4は図6に示した従来の装置の制御部21と同様に逆相対応値を用いない場合であり、図1と同様にインバータ16の出力が出力値計算部41に入力され、制御パルス生成部71からの制御パルスにより、ゼロクロス点PZ と同期して周期TV ごとに実効値又は平均値が出力値として計算され、この出力値と設定部42の設定値との誤差が誤差演算部43で演算され、その誤差信号に応じて補正部24において基準値に対する制御が行われる。図1に示した場合と同様に、誤差信号の1周期TV 前の誤差信号に対する変動量が変動検出部62で検出され、この変動量がしきい値を超えると、充電停止部65が制御される。
【0023】
逆相対応値を利用する場合は、図9Aに示したように各パルス幅変調信号の面積は同一となり、3相全波整流出力28のピーク部分で特にパワーが大きくなることなく、電流容量の小さい素子でDC−DC変換器14を構成することができ、安価な充電装置とすることができる。またPWM生成部26の出力又はインバータ16の出力の実効値(平均値)が設定値になるように制御する場合は、従来の電流検出部19の検出による制御のような遅れを伴うことなく充電電流を制御することができる。
上述した各実施形態において直流−直流変換器14にインバータ16を用いたがチョッパを用いてもよい。
【0024】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、1つのトランスを用いて欠相を検出することができ、全体としての構造を小型にすることができる。特に逆相対応値を利用する場合は、その逆相対応値処理のために用いるゼロクロス検出部を利用することができ、欠相検出のために特にトランスを設ける必要がない。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施形態1の機能構成例を示す図。
【図2】Aは正常状態と欠相状態の全波整流出力波形例を示す図、Bは正常状態と欠相状態の制御(誤差)信号の例を示す図である。
【図3】この発明の実施形態2の機能構成例を示す図。
【図4】この発明の実施形態3の機能構成例を示す図。
【図5】この発明の実施形態4の機能構成例を示す図。
【図6】従来の3相充電装置の機能構成例を示す図。
【図7】全波整流出力波形とそのリップルの逆相波形を示す図。
【図8】逆相対応値を利用した充電装置の機能構成例を示す図。
【図9】パルス幅変調信号の例を示す図。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention performs full-wave rectification on input three-phase power, supplies the full-wave rectified output to a storage battery via a switching DC-DC converter (converter), and charges an on / off control pulse for a switching element of the DC-DC converter. It is related with the charging device which controls the said charging current by carrying out the pulse width modulation.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 shows a conventional charging apparatus of this type. The three-phase AC power from the three-phase
[0003]
The charging current supplied to the
[0004]
In this charging apparatus, when one phase of the input three-phase power is cut off and a phase defect occurs, the output level of the full-
[0005]
In this state, when the
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Thus, conventionally, three transformers T UV , T VW , T WU and their phase voltage detectors D UV , D VW , D WU have been used to detect phase defects. Each of the transformers is relatively large because of a high voltage, and there is a problem that the overall structure is relatively large.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to one aspect of the present invention, the zero-cross point of one phase voltage in the input three-phase power is detected by the zero-cross detector, and is synchronized with this zero-cross point every one-third period between adjacent points of the zero-cross point. Then, the effective value or average value of the charging current or voltage is calculated as an output value by the output value calculation unit, the error between the output value and the set value is calculated as an error signal by the error calculation unit, and the error signal is zero. The width of the switching signal with respect to the switching element of the switching type DC-DC converter is controlled by the correction unit by the error signal so that the error signal before the error signal for each one-third period between the zero cross points. Is detected by the fluctuation detection unit, and when the detected fluctuation amount exceeds the threshold value, the charging operation is controlled to be stopped by the charging stop unit.
[0008]
According to another aspect of the present invention, the full-wave rectified output is converted into a voltage by the voltage conversion unit, and the zero-cross point of one phase voltage in the input three-phase power is detected by the zero-cross detection unit and synchronized with the detected zero-cross point. Then, the output of the voltage conversion unit is sampled by the sampling unit every one third between the adjacent zero cross points, and when the sampling value becomes equal to or less than the threshold value, the charging operation is stopped by the charging stop unit.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Prior to the description of the embodiment of the present invention, a charging device that applies the present invention and controls the switching elements of a preferred switching type DC-DC converter will be described with reference to FIG. In FIG. 8, the same reference numerals are assigned to the parts corresponding to those of the apparatus shown in FIG.
In this charging apparatus, the
[0010]
The period T V of the curve 32 is 1/6 of the one-phase period T A of the input three-phase AC power. Each reverse-phase corresponding value in the period T V, i.e. pulse width modulation unit sample value as a modulation signal when generating the pulse width modulated signal with (PWM generator) 26, the average current (effective value) is, the conventional In the charging device, each negative phase corresponding value (sample value) within the period T V is set in advance so that it is equal to the average current (effective value) in the same section (T V ) when the reference value is a pulse width modulation signal. Decide it.
[0011]
The
In this configuration, the value corresponding to the negative phase corresponds to the sample value of the
[0012]
In the first embodiment of the present invention, the switching element of the DC-DC converter is subjected to switching control with a pulse width modulation signal having a minimum width at the peak of the ripple waveform of the three-phase full-wave rectified output and a maximum width at the valley. In addition to the configuration, the present invention is applied to the configuration in which the charging current is controlled to be a predetermined value for each phase of the three-phase power. FIG. 1 shows the functional configuration of the first embodiment with the same reference numerals assigned to the portions corresponding to FIG.
1 cycle T V min of the waveform of the reverse-
[0013]
Meanwhile, one of the phase voltages of the three-phase AC power input to the charging device 12 is inputted to the zero-
[0014]
The waveform stored in the
The output signal of the
[0015]
In the first embodiment, a change in the adjacent phase-corresponding correction control amount is detected, and when the change exceeds a predetermined value, it is determined that an open phase has occurred. In FIG. 1, the output error signal of the
[0016]
As shown in FIG. 2A, the full-wave rectified output waveform becomes a
[0017]
However, when a phase failure occurs and, for example, power from the
[0018]
Embodiment 2
FIG. 3 shows Embodiment 2 of the present invention with the same reference numerals assigned to the portions corresponding to FIG.
In the second embodiment, the full-wave rectified output from the three-phase full-
[0019]
The pulse width modulation signal from the
[0020]
The output value of the output
From the
3, the previous control
[0021]
The present invention is not limited to the case of using the anti-phase corresponding value, and switching is performed with the same width as shown in FIG. 9B regardless of the ripple phase of the three-phase full-wave rectified output waveform as in the conventional device shown in FIG. The present invention can also be applied to switching control of elements. The embodiment in this case is shown in FIG. 4 with the same reference numerals assigned to the portions corresponding to those in FIGS. In this example, as shown in FIG. 3, the output of the full-
In the second embodiment shown in FIG. 3, the sample values of the same sample phase for each phase of the three-phase power may be averaged by the storage /
[0022]
Embodiment 4
FIG. 5 shows a fourth embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those in FIGS. 1, 3, and 6 are given the same reference numerals. This Embodiment 4 is a case where the opposite phase corresponding value is not used like the
[0023]
When using the anti-phase corresponding value, the area of each pulse width modulation signal is the same as shown in FIG. 9A, and the current capacity is not increased at the peak portion of the three-phase full-wave rectified
In each of the above-described embodiments, the
[0024]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an open phase can be detected using a single transformer, and the overall structure can be reduced in size. In particular, when a negative phase corresponding value is used, a zero-cross detector used for the negative phase corresponding value processing can be used, and it is not necessary to provide a transformer for detecting a missing phase.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a functional configuration according to a first embodiment of the invention.
FIG. 2A is a diagram illustrating an example of a full-wave rectified output waveform in a normal state and an open phase state, and B is a diagram illustrating an example of a control (error) signal in a normal state and an open phase state.
FIG. 3 is a diagram showing an example functional configuration of a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing an example functional configuration of a third embodiment of the invention.
FIG. 5 is a diagram showing a functional configuration example of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating a functional configuration example of a conventional three-phase charging device.
FIG. 7 is a diagram showing a full-wave rectified output waveform and a reversed-phase waveform of the ripple.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of a charging device using a negative phase correspondence value.
FIG. 9 is a diagram showing an example of a pulse width modulation signal.
Claims (2)
上記入力3相交流電力の3本の電力線中の2本間に接続され、1つの相間電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
上記ゼロクロス検出部の検出ゼロクロス点と同期し、その隣接ゼロクロス点間の3分の1ごとに、上記蓄電池への充電電流又は電圧の実効値あるいは平均値を出力値として計算する出力値計算部と、
上記出力値と設定値との誤差を誤差信号として演算する誤差演算部と、
上記誤差信号がゼロになるように上記スイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対するスイッチング信号の幅を制御する補正部と、
上記ゼロクロス点間の3分の1ごとの上記誤差信号のその前の誤差信号に対する変動量を検出する変動検出部と、
上記検出した変動量がしきい値を超えると充電動作を停止させる充電停止部とを具備することを特徴とする3相入力充電装置。In a three-phase input charging device that performs full-wave rectification on input three-phase AC power using a full-wave rectifier circuit, and supplies the rectified output to a storage battery via a switching DC-DC converter for charging.
A zero-cross detector connected between two of the three power lines of the input three-phase AC power and detecting a zero-cross point of one inter-phase voltage;
An output value calculation unit that calculates an effective value or an average value of a charging current or a voltage to the storage battery as an output value for each one-third between adjacent zero cross points of the zero cross detection unit; ,
An error calculation unit for calculating an error between the output value and the set value as an error signal;
A correction unit for controlling the width of the switching signal with respect to the switching element of the switching DC-DC converter so that the error signal becomes zero;
A fluctuation detecting unit for detecting a fluctuation amount of the error signal for every third of the zero cross points with respect to the previous error signal;
A three-phase input charging device comprising: a charge stopping unit that stops the charging operation when the detected fluctuation amount exceeds a threshold value.
上記全波整流出力を電圧に変換する電圧変換部と、
上記入力3相交流電力の3本の電力線中の2本間に接続され、1つの相間電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
上記ゼロクロス検出部の検出ゼロクロス点と同期し、その隣接ゼロクロス点間の3分の1ごとに、上記電圧変換部の出力をサンプリングするサンプリング部と、
サンプリング部のサンプリング値がしきい値以下になると充電動作を停止させる充電停止部と
を具備することを特徴とする3相入力充電装置。In a three-phase input charging device that performs full-wave rectification on input three-phase AC power using a full-wave rectifier circuit, and supplies the rectified output to a storage battery via a switching DC-DC converter for charging.
A voltage converter for converting the full-wave rectified output into a voltage;
A zero-cross detector connected between two of the three power lines of the input three-phase AC power and detecting a zero-cross point of one inter-phase voltage;
A sampling unit that samples the output of the voltage conversion unit in synchronization with the detection zero cross point of the zero cross detection unit and every third of the adjacent zero cross points;
A three-phase input charging device comprising: a charge stopping unit that stops a charging operation when a sampling value of the sampling unit is equal to or less than a threshold value.
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