JP3912596B2

JP3912596B2 - AC-AC power converter controller

Info

Publication number: JP3912596B2
Application number: JP2003026907A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 以久也佐藤
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-02-04
Filing date: 2003-02-04
Publication date: 2007-05-09
Anticipated expiration: 2023-02-04
Also published as: JP2004242390A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大形のエネルギーバッファを持たずに、多相交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を交流電圧に変換する交流−交流電力変換器の制御装置に関し、特に、入力電圧の不平衡状態における入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減させるための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図４において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
ここで、図４のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００７】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【０００９】
さて、図５は、図４の構成において入力電圧が不平衡である場合の入力電圧波形、入力電流波形、出力電圧波形の一例を示している。
図示するように入力電圧が不平衡である場合、入力電流を正弦波にすると有効電力（瞬時有効電力）が脈動し、電力変換器の直流リンク電圧にリプルが現れる。図４のように大形のエネルギーバッファがある場合には、この有効電力の脈動を吸収することができ、出力電圧波形もほとんどひずみのない正弦波にすることができるが、大形エネルギーバッファを有しない電力変換器では直流リンク電圧に脈動が発生し、その結果、入力電流波形及び出力電圧波形にひずみが発生する。
【００１０】
入力電流のひずみは電源電圧の高調波を増加させ、系統の電圧低下や他機器の誤動作などの悪影響を及ぼす。また、出力電圧のひずみは、電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合に、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部にエネルギーバッファとしてのフィルタを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧が不平衡な状況においても入力電流や出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記整流器と前記インバータとの間の直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた交流−交流電力変換器の制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を正相分電圧及び逆相分電圧に分離して前記入力電圧の不平衡を検出する手段と、
この手段により検出された入力電圧の不平衡時に、前記マトリクスコンバータの仮想直流リンク部の瞬時電力を一定にする前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段と、を備え、
前記仮想整流器の入力電流指令を生成する手段は、元の入力電流指令から正相分電流指令を演算する正相分電流指令演算手段と、前記正相分電圧、逆相分電圧、及び元の入力電流指令から逆相分電流指令を演算する逆相分電流指令演算手段と、前記正相分電流指令に前記逆相分電流指令を加算して前記仮想整流器の入力電流指令を得る加算手段と、からなるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１に記載した発明の実施形態に相当する。図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１６】
図１において、１０は三相交流電源であり、その電源電圧は電圧検出手段７１により検出されている。電圧検出手段７１の出力は正相分電圧検出手段７２及び逆相分電圧検出手段７３に入力され、これらの出力は逆相分電流指令演算手段７４に入力されている。
一方、整流器２０に対する入力電流指令が正相分電流指令演算手段７５及び上記逆相分電流指令演算手段７４に入力され、これらの出力は図示の符号で加算手段７６に入力されている。そして、加算手段７６の出力は整流器２０の最終的な入力電流指令として整流器制御手段５０に加えられており、整流器制御手段５０は、この入力電流指令に応じた入力電流を流すようにＰＷＭ整流器２０を制御する。
【００１７】
次に、本実施形態の動作を説明する。この実施形態では、整流器２０の入力電圧が不平衡であっても直流リンク部の瞬時電力（瞬時有効電力）を一定にするような制御が行われる。
入力電圧が不平衡である場合には逆相分電圧が発生するため、入力電圧ベクトルｖは数式１により表される。
【００１８】
【数１】

【００１９】
正相分電圧Ｖ_ｐ及び逆相分電圧Ｖ_ｎは、各相入力電圧ｖ_Ｒ，ｖ_Ｓ，ｖ_Ｔから数式２によって求められる。
【００２０】
【数２】

【００２１】
数式１で表される入力電圧に対し、数式３で表される平衡電流を流すと、瞬時皮相電力Ｓは数式４となり、瞬時有効電力Ｐは数式５となる。
【００２２】
【数３】

【００２３】
【数４】

【００２４】
【数５】

【００２５】
数式５から、瞬時有効電力Ｐはｃｏｓ（２θ）で脈動することがわかる。エネルギーバッファを持たない交流−交流電力変換器では、直流リンク部の脈動する瞬時有効電力Ｐは出力側にそのまま伝達され、出力電圧波形を歪ませる。また、直流リンク電力の脈動に伴って、入力電流波形も歪むことになる。
そこで、本実施形態では、直流リンク電力の脈動を防止するため、入力電流指令ｉ^＊を数式６のように正相分と逆相分とに分離して考察することとした。
【００２６】
【数６】

【００２７】
ここで、Ｉ_ｐ ^＊は正相分電流の大きさの指令値、Ｉ_ｎ ^＊は逆相分電流の大きさの指令値、φ_ｐ ^＊，φ_ｎ ^＊はそれぞれの位相角指令値である。
数式６と数式１により皮相電力Ｓを求め、更に瞬時有効電力Ｐを求めると、数式７となる。
【００２８】
【数７】

【００２９】
数式７の右辺第３項及び第４項はｃｏｓ（２θ）成分を有するため、これらが脈動を発生させる。そこで、数式８が成立すれば、瞬時有効電力の脈動はゼロとなる。よって、数式８から、逆相分電流指令を数式９，１０により与える。
【００３０】
【数８】

【００３１】
【数９】

【００３２】
【数１０】

【００３３】
入力力率が１となるように制御するためには、φ_ｐ ^＊＝α_ｐとなるので、数式１０は数式１１となる。
【００３４】
【数１１】

【００３５】
すなわち、数式３で示される元の入力電流指令（平衡電流指令）に対し、整流器２０の入力電流指令を数式１２により与えることで、瞬時有効電力Ｐの脈動がゼロとなり、直流リンク部の電力脈動が発生せず、ひずみのない良好な入力電流波形及び出力電圧波形を得ることができる。なお、数式１２の右辺第１項は正相分電流指令に相当し、右辺第２項は逆相分電流指令に相当している。
【００３６】
【数１２】

【００３７】
図１の実施形態では、入力電圧を電圧検出手段７１により検出し、正相分電圧検出手段７２が数式２の第１行目の演算を行い、逆相分電圧検出手段７３が数式２の第２行目の演算を行って正相分電圧Ｖｐ及び逆相分電圧Ｖｎを分離、検出する。
逆相分電流指令演算手段７４は、正相分電圧Ｖｐ、逆相分電圧Ｖｎ、及び入力電流の振幅指令Ｉ_ｍ ^＊を含む入力電流指令を用いて数式１２の右辺第２項の演算を行い、正相分電流指令演算手段７５は、入力電流指令を用いて数式１２の右辺第１項の演算を行う。そして、加算手段７６は正相分電流指令から逆相分電流指令を減じることにより数式１２を実行して整流器２０の入力電流指令を演算し、これを整流器制御手段５０に入力する。
【００３８】
なお、入力電圧の平衡時には数式１２の右辺が第１項のみとなり、加算手段７６から出力される入力電流指令は実質的に数式３の平衡電流指令になるので、直流リンク部の瞬時電力が脈動することはない。
【００３９】
図２は、上記第１実施形態によるシミュレーション結果を示している。前述したように正相分電流指令から逆相分電流指令を減じて整流器２０の入力電流指令を得ることにより、入力電圧波形が不平衡な場合にも直流リンク部の瞬時電力をほぼ一定にすることができ、図５との比較から明らかなように、入力電流、出力電圧にひずみのない正弦波を得ることが可能である。
【００４０】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００４１】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を図３の如く仮想の整流器制御手段５０及び仮想のインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段８０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64を参照）。
【００４２】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１３によって表される。なお、数式１３において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_９１〜Ｓ_９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００４３】
【数１３】

【００４４】
また、上記スイッチング関数Ｓ_９１〜Ｓ_９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１４のように表すことができる。
【００４５】
【数１４】

【００４６】
図３におけるＰＷＭパルス合成手段８０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００４７】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧が不平衡の場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を数式１２に従って与えることにより、仮想直流リンク部の瞬時電力が一定となるように制御を行い、入力電流及び出力電圧波形のひずみを低減することができる。ここで、図３における各手段７１〜７６の動作は第１実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００４８】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、整流器及びインバータから構成されて直流リンク部にフィルタを有しない交流−交流電力変換器や、マトリクスコンバータ等の大容量のエネルギーバッファを持たない電力変換器において、入力電圧が不平衡である場合にも入力電流波形及び出力電圧波形にひずみのない正弦波を得ることができる。この結果、小形かつ長寿命であり、電源系統や負荷に障害を与えない交流−交流電力変換器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【図５】従来技術における入力電圧、入力電流、出力電圧の各波形図である。
【符号の説明】
１０三相交流電源
２０ＰＷＭ整流器
２１〜２６半導体スイッチ
４０ＰＷＭインバータ
４１〜４６半導体スイッチング素子
５０整流器制御手段
６０インバータ制御手段
７１電圧検出手段
７２正相分電圧検出手段
７３逆相分電圧検出手段
７４逆相分電流指令演算手段
７５正相分電流指令演算手段
７６加算手段
８０ＰＷＭパルス合成手段
９０マトリクスコンバータ
９１〜９９双方向スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an AC-AC power converter that converts a multi-phase AC voltage into a DC voltage and further converts a DC voltage into an AC voltage without having a large energy buffer, and more particularly, an input voltage of the input voltage. The present invention relates to a control device for reducing distortion of an input current waveform and an output voltage waveform in an unbalanced state.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 shows a configuration of a conventional AC-AC power converter using an AC-DC-AC conversion system (converter-inverter system). Here, the three most common examples of polyphase on the input side and output side are illustrated, and the phases on the input side (power supply side) are R, S, T phases, and the output side (load side). The phases are called U, V, and W phases.
[0003]
In FIG. 4, 20 is a three-phase current source PWM rectifier composed of AC switches 21 to 26, 40 is a three-phase voltage source PWM inverter composed of semiconductor switching elements 41 to 46 such as IGBTs having freewheeling diodes, and 30 is a rectifier 20. Connected to the DC link section between the inverter 40 and the inverter 31, and a filter comprising a reactor 31 and a

capacitor

32, 50 is a rectifier control means for controlling on / off of the AC switches 21 to 26 in the

rectifier

20, and 60 is an inverter 40 It is an inverter control means which controls ON / OFF of the switching elements 41-46 in the inside.
[0004]
In the above prior art, a DC voltage of a desired magnitude is obtained while controlling the input current by the rectifier 20 in accordance with the input current command, and this DC voltage is input to the inverter 40 to obtain the desired magnitude and the output voltage command. It is converted into a three-phase AC voltage having a frequency and output.
Here, the reactor 31 and the capacitor 32 constituting the filter 30 function as a large-capacity energy buffer, and the rectifier 20 and the inverter 40 can be independently controlled by the energy buffer.
[0005]
The rectifier 20 is controlled by comparing the input current command and the carrier waveform by the rectifier control means 50, obtaining a PWM command based on the magnitude relationship, and generating control pulses for the AC switches 21 to 26.
Similarly, the inverter control means 60 compares the output voltage command and the carrier waveform on the inverter 40 side, obtains a PWM command based on the magnitude relationship, and generates control pulses for the switching elements 41 to 46.
[0006]
Here, various converter-inverter AC-AC power converters as shown in FIG. 4 have been conventionally provided. For example, there is one described in Patent Document 1 below.
[0007]
[Patent Literature]
JP-A-11-299290 (FIG. 1, [0018], [0019], etc.)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
As the smoothing capacitor described in the capacitor 32 and Patent Document 1, an electrolytic capacitor is usually used. However, since the electrolytic capacitor has a large outer shape and a short life, it is possible to reduce the size and the life of the device. It is a hindrance. Furthermore, the reactor 31 is also large, which hinders downsizing.
That is, if the filter 30 inserted in the DC link portion is removed, the apparatus can be reduced in size and extended in life, so that it is required to realize a power converter that does not have the filter 30.
[0009]
FIG. 5 shows an example of an input voltage waveform, an input current waveform, and an output voltage waveform when the input voltage is unbalanced in the configuration of FIG.
As shown in the figure, when the input voltage is unbalanced, when the input current is changed to a sine wave, the active power (instantaneous active power) pulsates, and a ripple appears in the DC link voltage of the power converter. When there is a large energy buffer as shown in FIG. 4, this active power pulsation can be absorbed and the output voltage waveform can be a sine wave with almost no distortion. A power converter that does not have pulsation in the DC link voltage, resulting in distortion in the input current waveform and the output voltage waveform.
[0010]
The distortion of the input current increases the harmonics of the power supply voltage and adversely affects system voltage drop and malfunction of other equipment. In addition, when the electric motor is connected as a load of the power converter, the distortion of the output voltage not only causes torque vibration and noise of the electric motor, but also increases copper loss due to harmonic current and decreases efficiency. .
[0011]
Therefore, the present invention is in a state where the input voltage is unbalanced in the case of performing AC-AC direct conversion without using an energy buffer such as a matrix converter such as a power converter that does not have a filter as an energy buffer in the DC link unit. The AC-AC power converter control device is small and has a long service life and does not damage the load of the power supply system, electric motor, etc. by obtaining a sine wave without distortion in the input current and output voltage waveforms. It is something to be offered.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention described in claim 1 includes a rectifier that converts a multiphase AC voltage into a DC voltage, and an inverter that converts a DC voltage output from the rectifier into a multiphase AC voltage. An AC-AC power converter control device comprising: AC-AC power comprising: rectifier control means for controlling a rectifier given an input current command of the rectifier; and inverter control means for controlling the inverter In the control device of the converter,
Means for separating the input voltage of the rectifier into a positive phase divided voltage and a negative phase divided voltage to detect an imbalance of the input voltage;
When unbalance of the detected input voltage by this means, and means for generating an input current command to that before Symbol rectifier instantaneous power constant of the DC link section between the inverter and the rectifier,
The means for generating the input current command of the rectifier includes a positive phase divided current command calculating means for calculating a positive phase divided current command from the original input current command, the positive phase divided voltage, the reverse phase divided voltage, and the original input. A reverse phase current command calculation means for calculating a reverse phase current command from a current command, and an addition means for obtaining the input current command of the rectifier by adding the negative phase current command to the positive phase current command. It will be.
[0013]
The invention described in claim 2 is a control device for an AC-AC power converter provided with a matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage by a virtual rectifier and a virtual inverter, the input of the virtual rectifier Rectifier control means for outputting a virtual rectifier control pulse in response to a current command, inverter control means for outputting the inverter control pulse, the virtual rectifier control pulse and the inverter control pulse, and combining the matrix A pulse synthesizing means for the converter, and
Means for detecting an unbalance of the input voltage by separating the input voltage of the virtual rectifier into a positive phase divided voltage and a negative phase divided voltage ;
When unbalance of the detected input voltage by this means, and means for generating an input current command to that before Symbol virtual rectifier instantaneous power of a virtual DC link portion of the matrix converter constant,
The means for generating the input current command of the virtual rectifier includes a positive phase current command calculation means for calculating a positive phase current command from the original input current command, the positive phase voltage, the negative phase voltage, and the original A negative phase current command calculating means for calculating a negative phase current command from an input current command; and an adding means for obtaining the input current command of the virtual rectifier by adding the negative phase current command to the positive phase current command. , Is made up of.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention, and corresponds to an embodiment of the invention described in claim 1 . The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Hereinafter, different portions will be mainly described.
[0016]
In FIG. 1, reference numeral 10 denotes a three-phase AC power supply, and the power supply voltage is detected by the voltage detection means 71. The output of the voltage detecting means 71 is input to the positive phase divided voltage detecting means 72 and the reverse phase divided voltage detecting means 73, and these outputs are input to the negative phase divided current command calculating means 74.
On the other hand, an input current command for the rectifier 20 is input to the positive phase current command calculation means 75 and the reverse phase current command calculation means 74, and these outputs are input to the addition means 76 by the reference numerals shown. The output of the adding means 76 is added to the rectifier control means 50 as a final input current command of the rectifier 20, and the rectifier control means 50 causes the PWM rectifier 20 to flow an input current according to the input current command. To control.
[0017]
Next, the operation of this embodiment will be described. In this embodiment, even if the input voltage of the rectifier 20 is unbalanced, control is performed so that the instantaneous power (instantaneous active power) of the DC link unit is constant.
When the input voltage is unbalanced, a reverse phase voltage is generated, and therefore the input voltage vector v is expressed by Equation 1.
[0018]
[Expression 1]

[0019]
The positive phase divided voltage V _p and the negative phase divided voltage V _n are obtained from the respective phase input voltages v _R , v _S , and v _T by Equation 2.
[0020]
[Expression 2]

[0021]
When the balanced current represented by Equation 3 is applied to the input voltage represented by Equation 1, the instantaneous apparent power S becomes Equation 4 and the instantaneous active power P becomes Equation 5.
[0022]
[Equation 3]

[0023]
[Expression 4]

[0024]
[Equation 5]

[0025]
From Equation 5, it can be seen that the instantaneous effective power P pulsates with cos (2θ). In an AC-AC power converter that does not have an energy buffer, the instantaneous active power P pulsating in the DC link unit is transmitted to the output side as it is, and the output voltage waveform is distorted. Further, the input current waveform is also distorted with the pulsation of the DC link power.
Therefore, in this embodiment, in order to prevent the pulsation of the DC link power, the input current command i ^* is considered separately for the positive phase component and the reverse phase component as in Equation 6.
[0026]
[Formula 6]

[0027]
Here, I _p ^* is a command value for the magnitude of the positive phase current, I _n ^* is a command value for the magnitude of the negative phase current, and φ _p ^* and φ _n ^* are the respective phase angle command values.
Calculated apparent power S according to Equation 6 and Equation 1, further instantaneous seek active power P, the formula 7.
[0028]
[Expression 7]

[0029]
Since the third term and the fourth term on the right side of Equation 7 have a cos (2θ) component, these cause pulsation. Therefore, if Formula 8 is satisfied, the pulsation of the instantaneous effective power becomes zero. Therefore, from Equation 8, the reverse phase current command is given by Equations 9 and 10.
[0030]
[Equation 8]

[0031]
[Equation 9]

[0032]
[Expression 10]

[0033]
In order to control the input power factor to be 1, φ _p ^* = α _p is satisfied, and therefore, Equation 10 becomes Equation 11.
[0034]
[Expression 11]

[0035]
That is, by giving the input current command of the rectifier 20 to the original input current command (equilibrium current command) shown in Formula 3 by Formula 12, the pulsation of the instantaneous active power P becomes zero, and the power pulsation of the DC link unit Therefore, a good input current waveform and output voltage waveform without distortion can be obtained. The first term on the right side of Equation 12 corresponds to a positive-phase current command, and the second term on the right side corresponds to a negative-phase current command.
[0036]
[Expression 12]

[0037]
In the embodiment of FIG. 1, the input voltage is detected by the voltage detection means 71, the positive phase divided voltage detection means 72 performs the calculation of the first row of Equation 2, and the negative phase divided voltage detection means 73 is the first expression of Equation 2. The calculation of the second row is performed to separate and detect the positive phase divided voltage Vp and the reverse phase divided voltage Vn.
The negative phase current command calculation means 74 performs the calculation of the second term on the right side of Equation 12 using the input current command including the positive phase voltage Vp, the negative phase voltage Vn, and the input current amplitude command I _m ^*. The positive-phase current command calculation means 75 performs the calculation of the first term on the right side of Equation 12 using the input current command. Then, the adding unit 76 calculates the input current command of the rectifier 20 by subtracting the negative phase current command from the positive phase current command to calculate the input current command of the rectifier 20, and inputs this to the rectifier control unit 50.
[0038]
When the input voltage is balanced, the right side of Equation 12 is only the first term, and the input current command output from the adding means 76 is substantially the balanced current command of Equation 3, so that the instantaneous power of the DC link portion pulsates. Never do.
[0039]
FIG. 2 shows a simulation result according to the first embodiment. As described above, by subtracting the reverse phase current command from the normal phase current command to obtain the input current command of the rectifier 20, even when the input voltage waveform is unbalanced, the instantaneous power of the DC link section is made substantially constant. As can be seen from the comparison with FIG. 5, it is possible to obtain a sine wave having no distortion in the input current and the output voltage.
[0040]
Next, FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. In this embodiment, a matrix converter 90 is used as a main converter.
This matrix converter 90 is configured by connecting bidirectional switches 91-99 between input terminals R, S, T and output terminals U, V, W. Each of the switches 91-99 is, for example, an IGBT or the like. The two semiconductor switching elements are connected in series in the reverse direction, and a freewheeling diode is connected in antiparallel to each switching element.
[0041]
In controlling the matrix converter 90, the PWM rectifier and the PWM inverter having the same configuration as the PWM rectifier 20 and the PWM inverter 40 in FIG. 1 are assumed to be virtual, and PWM pulses (switching functions) for these virtual rectifier and virtual inverter are shown in FIG. As described above, a method of controlling the matrix converter 90 by combining these pulses with a PWM pulse synthesizing unit 80 is known (for example, “matrix”). Non-interference control method for input / output reactive power in converters ”, see Rie Ito and Isao Takahashi, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group SPC-01-121, IEA-01-64).
[0042]
Here, the power conversion operation of the matrix converter 90 is expressed by Equation 13 below. In Equation 13, v _u , v _v , and v _w are output phase voltages, v _r , v _s , and v _t are input phase voltages, and S _{91 to} S ₉₉ are switching functions of the bidirectional switches _{91 to} ₉₉ .
[0043]
[Formula 13]

[0044]
Further, the switching functions S _{91 to} S ₉₉ can be expressed as Expression 14 using a switching function on the virtual rectifier side and a switching function on the virtual inverter side.
[0045]
[Expression 14]

[0046]
The PWM pulse synthesizing unit 80 shown in FIG. 3 calculates a switching function by Equation 14 using the switching function from the rectifier control unit 50 and the switching function from the inverter control unit 60, and both in the matrix converter 90 according to this switching function. The direction switches 91 to 99 are on / off controlled.
The operation on the virtual rectifier side is equivalent to that of a current-type PWM rectifier because a power supply short circuit is not allowed.
[0047]
In this embodiment, even when the input voltage of the matrix converter 90 is unbalanced, the input current command to the virtual rectifier is given according to Equation 12 to perform control so that the instantaneous power of the virtual DC link unit becomes constant, and the input Distortion of current and output voltage waveforms can be reduced. Here, the operation of each of the means 71 to 76 in FIG. 3 is the same as that of the first embodiment, and thus detailed description thereof is omitted.
[0048]
In addition, this invention is applicable also to the mutual conversion of polyphase alternating currents other than the three-phase demonstrated in each embodiment.
[0049]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in an AC-AC power converter that includes a rectifier and an inverter and does not have a filter in a DC link part, or a power converter that does not have a large-capacity energy buffer such as a matrix converter, Even when the input voltage is unbalanced, a sine wave having no distortion in the input current waveform and the output voltage waveform can be obtained. As a result, it is possible to realize an AC-AC power converter that is small in size and has a long life and does not impede the power supply system or load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram of an input voltage, an input current, and an output voltage showing a simulation result according to the first embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram showing a conventional technique.
FIG. 5 is a waveform diagram of input voltage, input current, and output voltage in the prior art.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Three-phase alternating current power supply 20 PWM rectifier 21-26 Semiconductor switch 40 PWM inverter 41-46 Semiconductor switching element 50 Rectifier control means 60 Inverter control means 71 Voltage detection means 72 Positive phase divided voltage detection means 73 Reverse phase voltage detection means 74 Reverse Phase current command calculation means 75 Positive phase current command calculation means 76 Addition means 80 PWM pulse synthesis means 90 Matrix converters 91-99 Bidirectional switch

Claims

A control device for an AC-AC power converter, comprising: a rectifier that converts a polyphase AC voltage into a DC voltage; and an inverter that converts a DC voltage output from the rectifier into a polyphase AC voltage, the controller of the rectifier In a control device for an AC-AC power converter, comprising: rectifier control means for controlling a rectifier given an input current command; and inverter control means for controlling the inverter.
Means for separating the input voltage of the rectifier into a positive phase divided voltage and a negative phase divided voltage to detect an imbalance of the input voltage;
When unbalance of the detected input voltage by this means, and means for generating an input current command to that before Symbol rectifier instantaneous power constant of the DC link section between the inverter and the rectifier,
The means for generating the input current command of the rectifier includes a positive phase divided current command calculating means for calculating a positive phase divided current command from the original input current command, the positive phase divided voltage, the reverse phase divided voltage, and the original input. A reverse phase current command calculation means for calculating a reverse phase current command from a current command, and an addition means for obtaining the input current command of the rectifier by adding the negative phase current command to the positive phase current command. made possible exchanges, characterized in - AC power converter of the controller.

A control device for an AC-AC power converter including a matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage using a virtual rectifier and a virtual inverter, and an input current command of the virtual rectifier is given to the virtual rectifier Rectifier control means for outputting a control pulse, inverter control means for outputting the control pulse of the inverter, and pulse synthesizing means for synthesizing the control pulse of the virtual rectifier and the control pulse of the inverter and giving them to the matrix converter, In the control device of the AC-AC power converter provided,
Means for detecting an unbalance of the input voltage by separating the input voltage of the virtual rectifier into a positive phase divided voltage and a negative phase divided voltage ;
When unbalance of the detected input voltage by this means, and means for generating an input current command to that before Symbol virtual rectifier instantaneous power of a virtual DC link portion of the matrix converter constant,
The means for generating the input current command of the virtual rectifier includes a positive phase current command calculation means for calculating a positive phase current command from the original input current command, the positive phase voltage, the negative phase voltage, and the original A negative phase current command calculating means for calculating a negative phase current command from an input current command; and an adding means for obtaining the input current command of the virtual rectifier by adding the negative phase current command to the positive phase current command. The control apparatus of the alternating current-alternating current power converter characterized by consisting of .