JP3851926B2 - Power conversion module with low stray connection inductance and method for converting DC voltage to AC voltage - Google Patents

Description

ここで、ｌおよびｄの単位はメートルである。この式は、文献（”Electrotechnique”,2nd edition,page 230,by Theodore Wildi,Les presses de l'Universite Laval）に記載されている。たとえば、式（１）の中に、技術的に知られている電流モジュールの寸法を表すｄおよびｌの値を挿入すれば、結果的に得られた数１０^-9ヘンリーのインダクタンスが求められる。本発明は、スイッチングフェーズ中にコンバータモジュール装置において断面積が減少されたベルト状の電流路を生成することによって漂遊接続インダクタンスを減少させる。
図４および５を参照すると、本発明によるベルト状の電流路を生成する電力用コンバータモジュールの斜視図、およびその内部を示すためにその一部が切り取られた同じモジュールの斜視図がそれぞれ示されている。
低い漂遊接続インダクタンスの電力用変換モジュールは、直流電圧を交流電圧に変換する。それは、直流電圧を受取るための２個の直流電圧端子20および22と、交流電圧を出力するための交流電圧端子24を含んでいる。また、ハーフブリッジも設けられており、それは直流電圧端子20および22間において交流電圧端子24を介して直列トーテムポールとして接続された１対の電力スイッチング素子26および28を含んでいる。デカップリング装置30が設けられ、ハーフブリッジを減結合する。このデカップリング装置30は、一連の２以上の隣接する重畳された電極プレート31を含み、このプレート31は誘電体材料によって分離され、かつハーフブリッジと近似的に重なり合った関係で延在する。各隣接した電極プレート31は、直流電圧端子20および22の異なった１つに接続される。電極プレート31は、２個の電力スイッチング素子26および28と、直流電圧端子20および22と、および交流電圧端子24とにより断面積が減少されたベルト状の電流閉ループ64を形成し、それによって低い漂遊接続インダクタンス電力用変換モジュールが得られる。重畳された電極プレート31はキャパシタンスを形成する。電力用変換モジュールは、セラミック材料からなるベース32を含み、この上に電力スイッチング素子26および28が取付けられることが好ましい。電力スイッチング素子26および28はそれぞれ、並列に取付けられた１列の電力半導体デバイスを含む。交流電圧端子24は、ベース32上に取付けられた中央金属プレート34を含む。２個の直流電圧端子20および22はそれぞれ、ベース32上に取付けられた横方向金属プレート36または38と、対応した横方向金属プレート36または38とデカップリング装置30間に接続された横方向垂直金属壁40または42とを含む。電力スイッチング素子26および28は、直流電圧端子20および22の横方向金属プレート36および38間に交流電圧端子24の中央金属プレート34を介して直列トーテムポールとして接続されている。
電力半導体デバイスの各列は、ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴおよびダイオードの少なくとも１つを含んでいることが好ましい。このモジュールはさらに、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴにゲート信号を送るための、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴに隣接するベース32上に取付けられた駆動装置54を含んでいる。この記載において、駆動装置は、出力接続パッドを通ってアナログ信号を半導体チップのゲートに供給するための電子素子を備えている回路板である。断面積が減少されたベルト状の電流閉ループは、中央プレート34と、横方向金属プレート36および38と、横方向垂直金属壁40および42と、重畳された電極プレート31と、スイッチング素子26および28とによって規定されることが好ましい。このベルト状の電流閉ループは、長方形断面を有している。
動作において、直流電圧を交流電圧に変換する方法は、ハーフブリッジがそれらの間に接続されている２個の直流電圧端子20および22に直流電圧を印加するステップを含み、このハーフブリッジが、直流電圧端子20および22間において交流電圧端子24を介して直列トーテムポールとして接続された１対の電力スイッチング素子26および28を含んでいる。
その後、電力スイッチング素子26および28のスイッチングを交互に行い、誘電体材料によって分離され、かつハーフブリッジと近接して重なり合った関係で延在する一連の２以上隣接する重畳された電極プレート31を含むデカップリング装置30によってハーフブリッジを減結合するステップが行われ、各隣接した電極プレート31が直流電圧端子20および22の異なった１つに接続される。この電極プレート31は、２個の電力スイッチング素子26および28と、直流電圧端子20および22と、および交流電圧端子24とにより断面積が減少されたベルト状の電流閉ループを形成する。最後のステップで、交流電圧端子24によって交流電圧が出力される。
プレート36，38および34は、アルミナまたはアルミニウム窒化物のような絶縁体基板から形成されたベース32上に取付けられた導電性ストリップである。このストリップは方向Ａに沿って並列に配置される。ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴおよびダイオードの少なくとも１つのような第１の列の半導体チップ46および第２の列の半導体チップ48が、導電性プレート36および34の表面上にそれぞれ取付けられる。半導体チップ46および48は、それらの各導電性プレート36および34と電気的に結合されている。さらに第１の列の半導体チップ46の表面接続パッドは、接続ワイヤ50により導電性プレート34に電気的に結合されている。第２の列の半導体チップ48の接続パッドは、接続ワイヤ52により導電性プレート38に電気的に結合されている。また、アルミナのような絶縁性基板で形成されている駆動装置回路板54がチップの近くに配置され、接続ワイヤ56によりゲート信号を供給する。このようにして、装置全体がハーフブリッジ電力用コンバータ回路を構成している。
セラミックのような誘電体材料で分離された一連の重畳された水平の導電性プレート31は、絶縁基板32の上部に最小限の距離で取付けられている。この最小限の距離は接続ワイヤ50および52のためのスペースを残す。さらに、各導電性プレート31の一方のエッジだけが垂直壁40または垂直壁42のいずれかに接続され、エッジ接続のシーケンスがプレート31の一方から次のものに交互に生じる。
したがって、プレート31の装置はキャパシタを形成する。このキャパシタは、その下方に取付けられたハーフブリッジ電力用コンバータに直接的に並列接続されている。
端子22は、双極の直流電源（示されていない）の第１の電極を受けるためのものである。端子20は、この双極の直流電源の第２の電極を受けるためのものである。端子24は、負荷（示されていない）と接続するためのものである。これによって、装置全体がハーフブリッジ電力用コンバータの動作により交流電圧を負荷に供給する。端子20，22および24上の接続点の位置は、電力用コンバータにおいて重要ではなく、電気的、機械的あるいは組立てに最も都合のよい箇所に形成できる。
本発明のモジュールは、トーテムポール形状で取付けられた２個の半導体チップ46および48からそれぞれ構成されているいくつかの並列に接続されたハーフブリッジコンバータを含んでいる。各半導体チップ46および48は、ＩＧＢＴチップに並列接続されたダイオードチップから形成されている。これらのハーフブリッジコンバータは、電流能力を高めるために方向Ａに沿って並列に配置されている。キャパシタ30は、並列ハーフブリッジコンバータの全てを横切って直接接続されている。したがって、ハーフブリッジコンバータ全ての直接的なデカップリングが達成され、漂遊接続インダクタンスのためにオン切替えまたはオフ切替えフェーズ中に隣接するハーフブリッジ間で発生する可能性のある発振が回避される。さらに、方向Ａに沿った電流の均一な分布を得るために、チップ46，48の位置付けおよび接続が行われる。したがって、過渡電流ループ路は方向Ｂに沿って方位付けされる。さらに、プレート31によって形成されたキャパシタは、過渡電流用の短絡回路として動作するため、電力用コンバータのスイッチングシーケンス中に発生した電流変化は、図３に示されている管状の幾何学形状に類似したベルト状の通路64をたどる。
この結果、この装置は、同じ断面積および長さを有する円筒型コイルのインダクタンスと実質的に等しい漂遊接続インダクタンスを有する。この漂遊接続インダクタンスは非常に低い。これによって、スイッチング素子26，28を横切って生成される電圧スパイクが減少し、さらに高いスイッチング速度が可能になり、クランプ装置または緩衝器が不要になり、スイッチによる電流下降速度の制御が可能になり、いくつかのスイッチングデバイスが並列に接続されることができ、漂遊接続インダクタンスＬ₂自身による損失が減少し、コンバータの寸法が減少する。
図６を参照すると、本発明の別の実施形態が部分的に切り取られた斜視図で示されている。図４および５に示されている単一の端子24の代わりに、プレート34および35のそれぞれを含む２個の端子24および25が隣接して絶縁基板32上に方向Ａに沿って取付けられている。半導体チップ48の列の第１の半分60はプレート34上に取付けられている。半導体チップ49の列の第２の半分62はプレート35上に取付けられている。さらに、プレート36上に取付けられている半導体チップ46の列の第１の半分60の接続ワイヤ50はプレート34に電気的に接続され、またプレート36上に取付けられている半導体チップ47の列の第２の半分62の接続ワイヤ51はプレート35に電気的に接続されている。また、２個の駆動装置回路板54および55のグループはそれぞれ、接続ワイヤ56を通ってゲート信号を供給するようにそれらのチップ48，49のグループの付近に配置されている。したがって、この装置全体は２個のハーフブリッジ電力用コンバータを有する。
端子24および25は、１個の負荷（示されていない）の２個の端子、あるいは２個の負荷（示されていない）の第１の端子と接続するためのものであり、後者の場合それらの他方の端子が電圧源電極の１つに接続される。したがって、２つの交流電圧が２個のハーフブリッジ電力用コンバータによって負荷に供給される。動作において、これら２個のハーフブリッジ電力用コンバータは、図３に示されたものに類似した過渡電流のベルト状の通路64および66を生成する。この装置により、各ハーフブリッジに対する漂遊接続インダクタンスＬ₂は、同じ断面積および長さを有する円筒型コイルのインダクタンスと等しくなり、この漂遊接続インダクタンスは、非常に低くなり、それによってスイッチを横切って発生する電圧スパイクが減少し、さらに高いスイッチング周波数が可能となり、漂遊接続インダクタンス自身に関連した損失が減少する。端子24および25上の接続点の位置は、電力用コンバータにおいて重要ではなく、電気的、機械的あるは組立てに最も都合のよい箇所に形成できる。本発明は、２以上のハーフブリッジ電力用コンバータに容易に適応させることができる。
図７および８を参照すると、本発明にしたがって構築された電力用コンバータモジュールが詳細にしめされている。これらの図面では、接続ワイヤおよび低電力電子回路板の詳細は、簡明化のために省略されている。図７はモジュールの分解図であり、図８は同じモジュールの組立てられた形態の図である。組込みフリーホイールダイオードを備えた４個の大型電力用ＭＯＳＦＥＴチップ70が半導体チップとして使用される。これらのチップ70は、超高速オフ切替え能力を特徴とする。絶縁基板32はアルミナから形成されている。多層セラミックキャパシタ32が装置の上部に取付けられている。これによって、装置全体が、図４に示されているものに類似した１個のハーフブリッジ電力用コンバータを形成する。２個のゲート駆動装置74は、電力用ＭＯＳＦＥＴチップ70に密接して導電性プレート76上に取付けられている。
駆動装置により動作する制御ボード78は、モジュールが組立てられるときにキャパシタ72の下方に位置する間隙に挿入される。この制御ボード78は、センサおよび増幅器を備えたマイクロ制御装置のようなデジタルおよびアナログ素子と、マスタ制御装置と結合されるデジタル入出力と、駆動装置74を介して半導体チップを駆動するアナログ出力とを含んでいる。ゲート制御信号が駆動装置74および制御ボード78を介して電力用ＭＯＳＦＥＴ70に供給されるように、複数の導電性リンクが制御ボード78を駆動装置74に電気的に接続している。制御ボード78は、セラミックベース上では要求されないアナログ素子と論理回路とを支持しており、したがって基板32の寸法が著しく減少する。制御ボード78を挿入するための間隙の増加が漂遊接続インダクタンスに与える影響は、方向Ｂに沿った基板表面の増加から結果的に生じる影響に比べて小さい。この制御ボード78は、簡明にするために図１乃至６には示されていない。符号80および82は、以下の説明で参照されることとなる断面の各面を示す。
図９を参照すると、図７および８に示されているＭＯＳＦＥＴチップ70中を流れる電流のオフ切替えシーケンス中に１列のＭＯＳＦＥＴチップ70を直接横切る電圧が示されている。カットオフ電流は１２５アンペアであり、それはインダクタンス負荷から生じ、一方動作バス電圧は４００ボルトである。電圧がスパイクを有し、電圧をサポートしているＭＯＳＦＥＴチップの出力キャパシタンスと直列である漂遊接続インダクタンスＬ₂の発振によってリンギング減衰が発生されることが観察できる。発振中に含まれるエネルギは、抵抗性リンク中のジュール効果によって除去される。漂遊接続インダクタンスＬ₂の値は、制動周波数および直列共振ＬＣＲ回路の２次の式によって求めることができる。制動周波数は、以下の式によって計算できる：

ここでｚは制動係数であり、インターバル０≦Ｚ≦１内の値を有する。この式は、ｚの値を求めずに、次のように変更できる：

式３は次のように変形することができる：

図９に示された電圧の制動周波数は約４０ＭＨｚであり、電圧は４００ボルト付近で発振する。
図１０を参照すると、図７および８の実施形態において、１つの列のＭＯＳＦＥＴチップ70による電圧耐性に対して、基板32に関して測定された出力キャパシタンスが示されている。４００ボルトにおいて、キャパシタンスは約１．９×１０^-9ファラドである。式（４）により接続インダクタンスＬ₂の値を計算することによって、Ｌ₂≦８．３・１０^-9ヘンリーが得られる。
再び図８を参照すると、誘導電圧スパイクに応じて生じる磁束は、基板32とキャパシタ72との間の断面80を部分的に通過する。この磁束の別の部分は、キャパシタ72における断面82を通過し、それはキャパシタの多層幾何学形状内の電流変化分布だけに依存する。４０ＭＨｚにおいて、キャパシタ電極における浸透厚さは、合計電流グラジエントループが重畳された導電性電極プレートの第１の下層中を流れるように、その電極プレートの１つのものの厚さに匹敵する値を有する。したがって、磁束はキャパシタの上方部分では発生せず、磁束はほとんど断面80を通過する。高周波において、キャパシタ30内における磁束変化は全て内部電流ループによって相殺されるため、キャパシタ30の本体内では、高周波磁束変化は全く発生しない。
信頼性試験をされたプロトタイプの断面80は、約５．５×１０^-4ｍ²であり、このモジュールの長さは約０．０３メートルである。等価な断面積を有する円筒型電流ループは、０．０２６メートルに等しい直径を有している。したがって、式１で計算されたインダクタンスは、１６．６×１０^-9ヘンリーに等しい。式４から推定された低い持続インダクタンスＬ₂は、キャパシタ30の存在と、モジュールがクランプされた大型のアルミニウム熱シンクの存在とに起因すると考えることができる。熱シンクに対して、その導電性の面がスイッチングシーケンス中に電流グラジエントループによって生成された磁界分布と反応するので、インダクタンスにおける磁束変化が減少する。その結果、予測したものより低い等価漂遊接続インダクタンスが得られる。
本発明によって、漂遊インダクタンスＬ₂を低くすることによって電圧スパイクが減少される。これは、断面80を減少することによって行われる。残念ながら、制御ボード78を挿入し、接続ワイヤ50，52をクリアすることを考えて若干のスペース見越しておく必要がある。しかし、漂遊接続インダクタンスにおける磁束変化を減少させる第２の導電性閉ループを使用することにより、電圧スパイクをさらに減少することができる。この第２の導電性閉ループをスパイク消去装置と呼ぶ。図３を参照して、たとえば円筒の両端部に２つの導電性の壁（示されていない）を配置した場合、これらの導電性の壁は、円筒の両端部から生じた磁束密度変化に対して導電性の熱シンクが反応するのと同様に反応する。これらの導電性の壁は、各端部から生じた磁束密度を取囲む（ｅｍｂｒａｃｅ）導電性ループとして動作する。ループにおいて生成された電圧は、磁束変化率に比例する：
Ｖ＝ｄΦ／ｄｔ
この電圧の存在に反応して、電流が成長し、すぐに磁界ソースと逆向きの磁界変化が発生し、その結果ループ内の磁束変化が減少される。
図１１を参照すると、上述の原理に基づいた実施形態が示されている。モジュールは、モジュールの両端にそれぞれ位置された導電性の壁21を有している。これらの導電性の壁21は、少なくとも図８に示されているモジュールの断面80をカバーする。これらの導電性の各壁21は、３個の端子20，22および24の１つに接続されることができる。円筒型の電流路および両端における壁は、磁束ソース変動の一部分だけが減少されるように、互いに関する相対的な位置のために完全には整合されない共通の結合部を備えた類似の２個のコイルである。
図１２を参照すると、本発明によるさらに効果的な電圧スパイク減少方法が示されている。円筒型電流ループ110によって生成された磁界Ｈ₁は、第２の円筒型の導電性電流ループ112によって囲まれている。この第２のループ112は、第１の電流ループ110がたどる通路と可能な限り一致していることが好ましい。この回路に関して、電流Ｉ₁によって発生された磁界Ｈ₁は、やはり第２の円筒型ループ112によって囲まれる磁束密度を生成する。円筒型電流Ｉ₁が変化すると、磁束変動のために円筒型の導電性ループ路112内で電圧降下が発生する。第２の円筒型ループ112は短絡回路であるため、電圧降下の存在に反応して、すぐに逆方向の円筒型電流変化Ｉ₂が生じ、磁界ソースＨ₁とは逆方法の磁界Ｈ₂を生成する。この磁界Ｈ₂が、結果的に生じる磁束変化を減少させる。電流変化Ｉ₁およびＩ₂は寸法と位置とがほぼ同じ円筒型電流路において発生するため、円筒型電流変化Ｉ₁によって発生された磁束変化の大部分は、円筒型の電流変化Ｉ₂によって発生された逆方向の磁束変化によって相殺され、これによって磁束ソース変動に関連した電圧スパイクを抑制する。
図１３を参照すると、図１２の２個の同心円筒型ループ110，112と等価な電気回路が示されている。これらのループ110，112は、その２次巻線（示されていない）が短絡されている変成器によって代表される。電流ソースＩ₁は、２個の円筒110，112によって囲まれた磁束を表す相互インダクタンスＭ、プラス２個の円筒110，112の一方によって生成され、不完全な整合のために他方によって（ｅｍｂｒａｃｅ）囲まれていない漏洩磁束に関連した２つの非常に小さい漏洩インダクタンスＬ₃およびＬ₄から構成された回路に直列に接続されている。また、２個の抵抗Ｒ₁（ｆ）およびＲ₂（ｆ）は、浸透効果に関連した定格周波数における導体抵抗を定める。図１２に示されている第２の円筒112が図１２に示されている第１の円筒110に近ければ、それだけいっそう漏洩インダクタンスＬ₃およびＬ₄が低くなる。
図１４を参照すると、本発明による第２の導電性閉ループを備えたモジュールの斜視図が示されている。このモジュール装置は、それが図５に示されている断面積が減少されたベルト状の電流閉ループ64を取囲んでいる導電性の壁90を含むハウジングをさらに備えていることを除いて、図４に示されているものに類似しており、それによって動作の際に、電流が導電性の壁90に磁気的に誘導されて、漂遊接続インダクタンスと関連した電圧スパイクをさらに減少させる。導電性の壁90は、方向Ａに沿ってモジュール装置を取囲んでいる。これらの導電性の壁90は、絶縁材料91によってモジュール装置内の導電性の部品から絶縁されている。これらの導電性の壁90は、スイッチングシーケンス中にハーフブリッジ電力用コンバータのベルト状の過渡電流によって生成された磁束密度を囲む閉ループを形成する。それによって、閉ループ90において反対方向の電流が誘導され、その断面内の磁束変化を減少させる。キャパシタでは磁束は生成されないので、２個のループの整合は非常に良好であり、したがって逆向きの２つのベルト電流が生成される。これを行っている際の、モジュールの漂遊接続インダクタンスにおける磁束変化は著しく減少され、したがって電圧スパイクもまた減少する。図１４に示されている好ましい実施形態によると、直流電圧の交流電圧への変換方法は、断面積が減少されたベルト状の電流の閉ループを、導電性の壁を含むハウジングによって包囲する付加的なステップを含んでいる。
上述のスパイク減少手段は、スイッチング動作中に図５に示されたベルト状の電流閉ループ64において生成された磁界のほとんどを一定に維持するクランプ装置に似た動作をする。磁界に含まれているエネルギは、図１に示されている漂遊インダクタンスＩ2に近い値を有する相互漂遊インダクタンスＭ中に貯蔵される。
図１５を参照すると、図１４に示されているモジュールを含む電力用コンバータを表す回路図が示されており、ここでは、図１３に示されている漏洩インダクタンスＬ₃およびＬ₄を無視できるほど十分良好に２つの閉ループが整合していると仮定している。電流分布は、４つのメッシュ電流Ｉ₁，Ｌ₂、Ｌ_LoadおよびＬ_sourceで表すことができる。このメッシュ電流Ｌ_LoadおよびＬ_sourceは連続しており、したがってそれ程大きな電流不連続は生じない。高磁束変化がメッシュ電流Ｉ₁およびＬ₂の変化によって発生される。この高磁束は、電流Ｉ₁およびＩ₂の通路の幾何学形状に依存している。
図１６（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、図１５の交流メッシュ電流Ｉ₁およびＩ₂を時間に関して示すグラフである。メッシュ電流Ｉ₂は、Ｔ＜Ｍ／Ｒ（ｆ）およびＴ＞＞Ｍ／Ｒ（ｆ）のような２つの異なったスイッチング周期Ｔに対して示されている。これらの図１６（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示されているように、スパイク消去装置は、スイッチングフェーズ中に磁束変化を抑制する電流を生成することによってこの磁束変化に反応する。もっと大きい時間フレームに関して、スパイク消去装置によって生成された磁束の存続期間はその時定数Ｍ／Ｒ（ｆ）に依存し、スイッチングシーケンス間の時間期間はＴである。
この時間期間ＴがＭ／Ｒ（ｆ）よりはるかに大きい場合、スパイク消去装置によって貯蔵された磁気エネルギは、図１６（ａ）と組合せて図１６（ｃ）に示されているようにその導電性ループ内のジュール損失で消滅させる。ワット単位での全損失量は、各スイッチング事象間の磁気エネルギ損失量とスイッチング事象のスイッチング周波数との積に等しい。したがって、この状況において、スパイク消去装置は、放散クランプ装置として動作する。
時間時期ＴがＭ／Ｒ（ｆ）よりはるかに小さい場合には、スパイク消去装置に貯蔵された磁気エネルギの大部分は依然として、図１６の（ａ）および（ｂ）に示されているように次のスイッチングフェーズの始めの部分に存在する。それによって、スパイク消去装置におけるジュール単位の磁気エネルギに関する損失は、メッシュ電流Ｉ₁とＩ₂との間において磁気エネルギが交換するため、それ以上スイッチ周波数と共に線形的に増加しない。したがって、この状況では、スパイク消去装置は、電力用コンバータモジュールの相互漂遊インダクタンスＭをさらに低下させるインダクタンス減少装置として動作する。
従来技術の放散クランプ装置と比較すると、本発明のスパイク消去装置は、スイッチング周波数が増加するにつれてその電力損失を制限する。また、スパイク消去装置は、スイッチングフェーズ中、貯蔵された磁気エネルギを存続させておくように漂遊接続インダクタンスに直接作用する。したがって、従来技術のクランプ装置を使用した場合のように、エネルギはこのインダクタンスのために直流電圧源からポンプされず、電流下降速度は依然スイッチの制御下にある。これらは従来技術と比較して本発明の別の利点を与える。
本発明によると、スパイク消去装置は、第１または第２のベルド状の電流閉ループの両端を導電性の壁で閉じることによって実現できる。しかしながら、これには、有効なスパイク抑制効果はない。第１のベルト状の電流ループにより発生され、第２のベルト状の導電性ループによって囲まれない漏洩磁束を最小限にするために、互いに可能な限り近接した２個の同心ベルト状電流閉ループを接触させずに設けることによって、さらに有効なスパイク抑制効果が得られる。これによって、図１４に示されているように薄い絶縁材料91を使用することにより、良好な結果が得られる。開放した両端は、電気および論理ケーブルリンク用の通路として機能できる。また、スパイク消去装置の導電性の壁は、熱交換器として機能できるモジュールハウジングの一部であることが可能である。本発明によるスパイク消去装置を使用することにより、相互インダクタンスＭ内の磁束変動が最小限に減少され、電圧スパイクがさらに減少され、さらに高いスイッチング速度が可能となり、クランプ装置または緩衝器の使用が不要になり、半導体スイッチにより電流下降速度を制御できるようになり、いくつかのスイッチングデバイスが並列に取付けられることが可能になり、高いスイッチング周波数に対する相互漂遊接続インダクタンスに関連した損失が制限され、コンバータの寸法が減少される。
図１４を再び参照すると、上記の理由のために、本発明によるスパイク消去装置が電力用変換モジュールに設けられている。ハウジングは、断面積が減少されたベルト状の電流閉ループを取囲む導電性の壁90を含み、それによって動作時に、電流が導電性の壁90に磁気的に誘導されて、相互漂遊接続インダクタンス内の磁束変化が減少する。したがって、この場合、直流電圧を交流電圧に交換する方法は、断面積が減少されたベルト状の電流閉ループを、導電性の壁90を含むハウジングによって取囲む付加的なステップを含んでいる。
図１４に示されているモジュール装置は、それが方向Ａに延在する導電性の壁90を含んでいることを除いて、図４に示されているものに類似している。これらの導電性の壁90は、絶縁材料91によってモジュール装置内の導電性の部品から絶縁されている。これらの導電性の壁90は、スイッチングシーケンス中にハーフブリッジ電力コンバータのベルト状の過渡電流によって生成された磁界を囲む閉ループを形成する。このようにして導電性の壁90が反応し、モジュール中で生じた磁束変化の振幅を低下させる逆方向の磁界を誘導し、それによって相互漂遊接続インダクタンスＭによって発生された電圧スパイクを減少させる。この装置により、結果的に得られる相互漂遊接続インダクタンスＭは、従来技術のものより低く、あるいは図４、５および６の実施形態のものに等しい。この低い相互漂遊接続インダクタンスＭは、電圧スパイクを減少させ、さらに高いスイッチング速度を可能にし、クランプ装置または緩衝器の使用を不要にし、半導体スイッチにより電流下降速度を制御できるようにし、いくつかのスイッチングデバイスが並列に取付けられることを可能にし、高いスイッチング周波数に対する相互漂遊接続インダクタンスに関連した損失を制限し、コンバータを小型化する。
図１７および１８には、図７および８に示されたものと同じであるが、本発明によるスパイク消去装置が内蔵されている交換モジュールを詳細に示している。図１７はスパイク消去装置を備えたモジュールの分解図であり、図１８は、この同じモジュールの組立てられた状態を示されている。モジュールベース32は、銅プレート94上に取付けられ、カバー96はこの銅プレート94上にボルトで締められている。このカバー96および銅プレート94は、図１２に示されているように同心的な第１のベルト状の導電路の周囲に第２のベルト状の導電路を形成する。その後、ハウジングの導電性の壁が、一緒に接続された少なくとも２つの部品から形成され、それらはカバー96および銅プレート94である。バス直流電圧源から電圧を受取って、変調された位相を供給するためのコネクタ（示されていない）が、モジュールの開放した端部に位置される。相互漂遊接続インダクタンスにおける磁束への減少効果に著しい影響を与えずに、モジュール内の端子と電気的に接続するためにベルト状の導電路の導電性の壁に小さい開口を設けることができる。
図１９を参照すると、ＭＯＳＦＥＴチップ70を通って流れる電流のオフ切替えシーケンス中に、図１７および１８に示されている実施形態の１列のＭＯＳＦＥＴチップ70の両端で直接測定された電圧が示されている。図１９を図９と比較すると、図１９において、カットオフ電流はやはり１２５アンペアであり、それは同じインダクタンス負荷から生成され、バス電圧はやはり４００ボルトであることが認められる。図９に示されている電圧振動は実際には取り除かれ、電圧スパイクが減少され、それによって第２のベルト状の導電路を追加した利点を示す。
図２０および２１を参照すると、ＩＧＢＴチップ100およびダイオードチップ102により構成された大型のモジュールが示されている。これらの図面では、簡明化のために接続ワイヤおよび回路板の詳細が省略されている。図２０はモジュールの分解図であり、図２１は同じモジュールの組立てられた状態を示す。方向Ａに沿ったこの装置の長さは、図１７および１８に示した実施形態の長さの３倍である。第２のベルト状の導電路と第１のベルト上の導電路との間の絶縁間隙、およびベースプレートとデカップリング手段との間の間隙は、図１７および１８に示された実施形態より減少される。各列のモジュールに対して、８個のダイオードチップを備えた８個のＩＧＢＴチップが並列に接続される。この装置により、式（１）で示されるモジュールの高いｌ／ｄ率のために、相互漂遊接続インダクタンスは小さくなる。ここで、モジュールのｌおよびｄは図３に示したように定められている。
図２２を参照すると、図２０および２１に示されているモジュールに関して行われたスイッチング試験の結果が示されている。スイッチ試験中に１列のＩＧＢＴチップ100の両端の電圧が測定される。カットオフ電流は４５アンペアであり、バス電圧は５００ボルトに設定される。この試験は、見掛け上の電圧スパイクが存在せず、かつ電圧スイングが２０ナノ秒未満で０乃至５００ボルトのオフ切替えシーケンスを示す。高いｌ／ｄ比率、２つのベルト状の導電路間の小さい絶縁間隙、およびベースプレートとデカップリング手段との間の小さい間隙によって改善がなされ、それによって図１７および１８の実施形態と比較して、漂遊接続インダクタンスにおいて発生される電圧スパイクがさらに減少し、本発明の効果を示している。
本発明のスパイク消去装置は、異なった実施形態にしたがって形成されることができる。図１７，１８，２０および２１に示されているモジュールは、２つの部分を有するベルト状の導電性ループを示している。第１の部分は、銅またはアルミニウムのような導電性材料から形成されたカバー96である。このカバー96は、モジュール絶縁ベース32の下方に位置された導電性のベースプレート94に対して溶接された、あるいはボルトのような固定素子でクランプされた２つの面を有している。プレート94は、ループの第２の部分を構成している。このベースプレート94は熱交換器を形成することができ、あるいはそれは銅・セラミック・銅回路板の下方に接続された銅接続レイアウトのように、絶縁プレート32の下方に接続されることができる。また、適切な絶縁を確実にするために、スパイク消去装置は絶縁材料でモジュールから分離される（示されていない）。
本発明によると、スパイク消去装置は、薄膜金属付着技術を使用して形成されることもできる。図１４に示されているハウジングの導電性の壁90は、金属被膜層で絶縁壁91を覆うことによって形成される。このように場合、最初にモジュールが、プラスチックまたは絶縁特性を有する他の材料で囲まれて収容され、その後薄膜金属層をその面上に形成するように金属蒸気がスプレーされるか、あるいは液体金属槽に浸漬される。この金属層がスパイク消去装置のベルト状の導電性ループを形成する。薄膜の付着は、たとえば、その上面および側面のようなモジュールの特定部分だけに行ない、ベルト状の導電性ループの残りの部分は絶縁ベース32の表面の下方に設けられた−銅レイアウトであってもよい。
図２３を参照すると、図１４に示されたモジュールを含む電力用コンバータを表す概略回路図が示されている。たとえばモータのステータコイルとその金属中空部分との間に存在する漂遊キャパシタンスのような、負荷と隣接する導電性部分との間に存在する漂遊キャパシタンスによる問題がしばしば発生する。この問題は、図２３に概略的に示されている。ハーフブリッジ電力用コンバータ121は、導電性部分124に対して漂遊キャパシタンス122を有する負荷120に交流電圧を供給する。この漂遊キャパシタンス122により、直流バス電圧の電極126および128の導電性部分124に関する電位は、ハーフブリッジ電力用コンバータ121によって負荷120に供給された方形波電圧による周波数で発振を生じる。負荷ハウジングと直流供給電圧バスの電極126，128の一方との間に接続された漂遊インピーダンスはいずれの形態でも漂遊キャパシタンス122を通る電流を生成する。この電流は雑音問題の原因であり、有害なものになる可能性がある。
電圧バスの電極126，128のいずれも導電性部分124に直接接地されていない場合、漂遊キャパシタ122の１つより高い値を有するバイパスキャパシタ130が導電性部分124とバス電圧電極の少なくとも１つ、たとえば電極128との間に接続される。漂遊キャパシタンス122内に誘起された漂遊電流は、キャパシタ130を通った容易な通路をたどってバス電極128に戻る。この回路により、バイパスキャパシタ130上で発生した電圧の振幅は、供給電圧の一部分であり、この一部分の割合の値は、バイパスキャパシタ値に関する漂遊キャパシタ値の比によって決定される。図４，５，６および１１に示されているスパイク消去装置を持たないモジュールの場合、このバイパスキャパシタは、一方の端部がモジュールの電極端子20または22の一方に接続されている。このキャパシタの自由端は、導電性部分との接続に利用でき、負荷（示されていない）と共に漂遊キャパシタンスを生成する。
図２４を参照すると、図１４に示されているものに類似しているが、内蔵バイパスキャパシタをさらに含んでいる実施形態が示されている。本発明によるスパイク消去装置を備えているこのモジュールの場合、キャパシタの自由端は、スパイク消去装置のベルト状の導電性ループの壁90に接続され、スパイク消去装置の自由接続点138は、負荷と共に漂遊キャパシタンスを形成する導電性部分（示されていない）に接続するために導電性ループ上で利用できる。このキャパシタがディスクリートな部分である場合、それはスパイク消去装置の導電性の壁90とモジュールとの間に位置する空間に挿入されることができる。
図２４に示されたモジュールの場合、水平方向の導電性プレート134は、重畳された電極プレート31の最上部の導電性プレート132上に重畳され、セラミックのような絶縁材料136によってそれらから分離され、それによって全体が前記内蔵バイパスキャパシタを形成している。導電性プレート134は、スパイク消去装置のベルト状の導電性壁90の１部分を構成している。図２４に示されているプレート134と端部のプレート132との間の間隙は、重畳された電極プレート31の隣接するプレート間のものと実際には同じであるが、図面をわかり易くするために実際の間隙より大きく示されている。また、接続点138は、導電性部分124との接続のためにスパイク消去装置の導電性の壁90上のどこにでも位置されることができる。キャパシタは、ハウジングの導電性の壁90の一部分である導電性プレート134と、直流電圧端子の１つに電気的に接続された導電性プレート132との間に接続される。導電性の壁は、電気接続のための１つの接続点138を提供する。その後、キャパシタは、上部電極プレート132に隣接し、かつ誘電体材料136によって上部電極プレート132から分離されている導電性の壁の１つの壁によって形成される。したがって、スパイク消去装置のベルト状の導電性の壁が導電性の部分（示されていない）に接続されて、負荷と共に漂遊キャパシタを形成した場合、本発明によるバイパスキャパシタが形成される。
本発明の別の特徴によると、モジュールが非常に低い漂遊接続インダクタンスを有し、それがスパイク消去装置によってさらにクランプされることにより、スイッチング期間中にミラー効果（参考文献：International Rectifier,Hexfet,Power MOSFET designer's Manual,application note #947）が生じない。このミラー効果は、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴのようなゲートキャパシタトランジスタに現れる。ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン電流は、ソースキャパシタンスへのそのゲート中に累積された電荷の量によって制御される。オン切替え期間中、ドレイン電流の増加により電圧が接続インダクタンスを横切って誘導されるため、ドレイン電圧は降下する。ドレイン電圧が降下すると、ゲート入力充電電流の一部分は、ゲート・ドレイン間の漂遊キャパシタンスを通ってバイパスされ、普通ならばそれが受取るはずの電荷をゲート・ソース間キャパシタンスから奪う。この負のフィードバックは、ドレイン電流の上昇を遅くし、これをミラー効果と呼んでいる。
本発明にしたがって形成されたモジュールの場合、接続インダクタンスにおける電圧降下は無視できるほど小さいので、ミラー効果は存在しない。ミラー効果がない場合、入力ゲート電流はバイパスされず、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴのゲート・ソース間キャパシタンスを充電するためにのみ機能する。したがって、ドレイン電流の上昇速度は、入力ゲート充電電流だけに依存する。入力ゲート電流が大きすぎる場合、ドレインまたはコレクタ電流の上昇時間は非常に短くなる。この結果、逆回復電荷を有する、ダイオードを通って流れる誘導性負荷の電流を、オンに切替えられたスイッチがフリーホイールモードで受取った場合、問題が生じる可能性が高い。高い電流上昇速度は、ダイオードおよびＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ内の逆回復電流密度を増加させ、それによって半導体が破壊される可能性が高い。安全な動作を確実にするために、ゲート入力充電電流は、上昇電流速度を制限する抵抗で制限される。ダイオードの回復の後、ドレイン電圧降下速度は、この時点でゲート・ドレイン間キャパシタンスに放電している同じ入力ゲート電流に依存する。このドレイン電圧降下速度は問題が少なく、スイッチング損失を最小にするために加速されることができる。これは、スイッチング性能を改善するために高いゲート入力電流を注入することによって実行される。
図２５を参照すると、駆動装置を備えたスイッチの回路図が示されている。スイッチの全体的なスイッチング性能を改良するために、オン切替え期間中、ゲート入力電流は、上昇電流に対する値と、降下する電圧に対する値という２つの値に対して制限される。この機能は、駆動装置によって実行される。駆動装置は、対応した半導体デバイス用のゲート信号を受取る端子220を備えている。第１の抵抗Ｒ₁は、端子220と対応した半導体デバイス224のゲート222との間に接続されている。
直列に接続された電圧ゲート制御スイッチＴ1および第２の抵抗Ｒ2を含む回路部分が存在する。この回路は、１の抵抗Ｒ₁に並列に接続されている。キャパシタＣ₁は、電圧ゲート制御スイッチＴ₁のゲート226と、対応した半導体デバイス224のコレクタ228との間に接続されており、そのコレクタ電圧信号を監視する。電圧クランプ装置Ｘ₁は、電圧ゲート制御スイッチＴ₁のゲート226と端子220との間に接続されている。これによって、動作時に、第１の抵抗Ｒ₁は、コレクタ電圧信号の降下の前に、対応した半導体デバイスのゲート電流を制限し、それによってコレクタ電流の上昇時間を制限し、第１および第２の抵抗Ｒ₁およびＲ₂は、コレクタ電圧の降下中に対応した半導体デバイス224のゲート電流を制限し、それによってコレクタ電圧の降下時間を制限する。
第１の抵抗Ｒ₁は、方形波電圧信号を受取る入力端子とスイッチ224のゲート222と間に接続され、ダイオードＤを流れる電流がその逆回復電荷を排除して、その遮断状態に入るまで、ゲート入力充電電流を第１の値Ｉｇ₁に制限する。その後、ドレイン電圧は降下し始め、スイッチ224のドレイン228とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｔ₁のゲート226との間に接続されたキャパシタＣ₁によって検出され、このＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｔ₁は第２の抵抗Ｒ₂と直列に接続されている。スイッチ224がＭＯＳＦＥＴである場合、キャパシタＣ₁はそのドレイン228に接続され、またスイッチ224がＩＧＢＴである場合、キャパシタはコレクタに接続される。本明細書中で、コレクタと言う場合、それは状況に応じてドレインを意味することもできる。ＭＯＳＦＥＴ Ｔ₁および抵抗Ｒ₂は共に、抵抗Ｒ₁に並列に接続されている。降下した電圧はキャパシタＣ₁を通る電流を誘起し、このキャパシタＣ₁がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｔ₁のゲートを急速に充電し、これがすぐに導電して抵抗Ｒ₂との直列接続を設定する。このようにして、入力電流は第２のゲート入力充電電流Ｉｇ₂によって増加され、電圧降下速度を強めて、スイッチング速度を増加させ、それによってスイッチング損失を減少させる。クランプ手段Ｘ₁は、電圧を制限するためにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ Ｔ₁のゲートキャパシタンスを横切って接続される。ゲート222に電流パルスを注入して、入力電圧転移とドレイン電流上昇の開始と間の遅延を短くするように、抵抗Ｒ₃と直列接続されたキャパシタＣ₂が抵抗Ｒ₁と並列に追加される。
図２６を参照すると、本発明の可能な適用の１つが示されている。この適用は、米国特許第5,438,228号明細書に開示されているモータホイールに対するものである。電気モータがホイールに取付けられ、このモータの電力用コンバータがホイールの中空部分に取付けられている。モータは、外部ロータ200と、十字形部材204によって車軸上に支持された内部ステータ201とを有している。電力用コンバータはモジュール205およびキャパシタ206を含んでおり、それらは全て支持十字形部材204の脚部上に取付けられている。中空部分に設けられた直流電圧バスに各モジュールを接続し、かつステータの巻線に各モジュールを接続するために、導体207が設けられている。モジュールは、多相の直流交流電力用コンバータを構成している。本発明のモジュールは小型であるため、それらはモータホイールの中空内に都合よく取付けられる。
図２７を参照すると、本発明の電力用コンバータがモータホイールの十字形部材204上にどのようにして取付けられるかが示されている。導電性材料から形成されている十字形部材204により支持されたステータフレームを備えたモータホイール中に３個の電力用変換モジュール205の組合せが存在する。３個のモジュール205は、モータホイール内の十字形部材204の３つの脚部上にそれぞれ取付けられる。モジュール205は３相電力用コンバータを形成し、それは極209をさらに有する第１の導電性バスを含み、それは十字形部材204の一側上でフィードスルーコネクタ211により各モジュール205の直列電圧端子の一方に接続されている。十字形部材204の反対側では、極（示されていないが、コネクタ211に類似したコネクタを備えた極209に類似している）を有する第２の導電性バスが各モジュールの直流電圧端子の他方に接続されている。２つの導電性バスは隣接するモジュール間の空間を限定し、この空間は十字形部材204の導電性材料を充填されている。２つの導電性バスは、絶縁材料210によりモジュールハウジングおよび十字形部材204から分離され、それによって動作時に、電流が十字形部材204において磁気的に誘導されて、モジュール間に存在する漂遊接続インダクタンスにおいて発生する磁束変化を抑制する。
この装置は、３相永久磁石交流装置である。３個のモジュール205はそれぞれ各相に対して１個のハーフブリッジ電力用コンバータを含み、十字形部材204の脚部上に取付けられている。１個の脚部に１個のモジュールが存在する。各脚部は、対応するモジュールのための熱交換器として作用する。中空部分に設けられた双極直流電圧バスは、たとえば図４に示されているモジュールの端子22へのフィードスルーコネクタ211と接続された１個の極209を有する。コネクタは全て十字形部材204の一側に位置されている。直流電圧バスの反対側の極（示されていないが、コネクタ211に類似したコネクタを備えた極209に類似している）は、図４のモジュールの他方の端子20に接続されており、全ての接続は十字形部材204の反対側に位置されている。各極は、絶縁層210によって十字形部材204の導電性部分およびモジュールハウジングから絶縁されている。
３個のモジュール205は離れているので、負荷電流が各モジュールによってスイッチされ、かつ、このスイッチングが一方の極と他方の極との間で交互に生じることにより、モジュール205を結合している漂遊接続インダクタンスが各モジュールキャパシタ間で電圧発振を発生させる可能性がある。この場合、接続インダクタンスは最小限にされなければならない。接続インダクタンスを最小にする既知の１つの方法は、隣接して並んで取付けて薄い絶縁層で分離した２つの導電性ストリップによって２つの隣接するモジュールを接続することである。本発明により接続インダクタンスを最小にするために、１つの接続部がモジュールの一側から反対側まで通っていることが必要とされる。ここでは、図２７に示されているように、十字形部材の脚部の横側に位置された直接的な接続部によってモジュールを直接結合することによって簡単な接続が実現されている。この配置により、２つの隣接した接続部間の、およびモジュール間の容積は、十字形部材204のアルミニウムのような導電性材料で完全に充填されている。このようにして、モジュール間に存在する接続インダクタンスによって生成される磁束変化を抑制し、したがって各モジュールのキャパシタ間のバス電圧の発振を回避することにより、スパイク消去効果がさらに得られる。各脚部の中心は、スパイク消去効果に影響を与えずに、導電性材料を除去されることができる。
要約すると、本発明にしたがって、ベルト状の電流閉ループを特徴とする１つのパッケージ内に電力用電子スイッチング装置、直流電圧端子、交流電圧端子およびキャパシタを集積することにより電力用コンバータ装置の接続インダクタンスは著しく減少される。接続インダクタンスにおいて誘導される電圧スパイクは、第２のベルト状閉ループを追加することによってさらに減少することが可能であり、この第２のベルト状閉ループはここではスパイク消去装置と呼ばれ、スイッチング中にモジュール中で生じたベルト状の過渡電流ループ循環部を取囲むようにモジュールを包囲している。減少された接続インダクタンスおよびスパイク消去装置は、スイッチを横切る低い電圧スパイクにより高いスイッチング速度と周波数とを可能にし、それによって電力用コンバータの効率を改善する。
以上、好ましい実施形態の枠内で本発明を詳述してきたが、本発明の技術的範囲は添付されている請求の範囲によって定められることを理解すべきである。Background of the Invention
In recent years, the power electronics industry has grown rapidly. This industry includes the use of electronic power control switches. The function of these switches is to sequentially open and close the conductive link between the two electrodes under the command of an electrical signal. As a practical technique, semiconductor substrates are used to produce these switches, and therefore their switching times are much faster than the switching times of the best mechanical relays. For this reason, the power semiconductor switch is attractive for current control. In these systems, semiconductor switches are usually grouped by passive elements in a defined manner and connected between a power source and a load or another power source. A series of voltage and current sensors are also provided to supply information to the control device where it is analyzed. Based on this analyzed information, switching commands are sent from the controller to the switches, so that a large amount of electrical energy can be converted between the sources in a controlled manner. These systems are well known as power converters.
One common application of power converters is driving electric motors. In this type of application, a DC voltage source is generally used as a power source, and the DC voltage is converted to a multi-phase AC voltage using a power source and a power converter to power and control the multi-phase AC motor. Usually, these DC / AC converters are also called inverters.
In order to supply high power to AC motors, power converters require switches that can withstand high voltages and currents. In many known structures, power converters operate the switch in a hard switching mode. In this mode, the switch changes from an interrupted state to a fully conductive state in two stages. In the first stage, when the current rises through the switch, it reaches the load current when the blocking voltage is still present across the switch. In the second stage, the load current circulates through the switch, while the blocking voltage drops until a full conduction voltage drop is reached across the switch. In order to change from the fully conductive state to the cut-off state, the same step proceeds in the reverse direction.
During these two stages, the current-voltage product is so high that switching power loss occurs in the electronic device. These switching power losses add to the switch conduction losses and generate heat due to both losses. These temperatures must be kept below a critical level to avoid destruction of the electronic device. Therefore, the electronic element is cooled by a heat exchanger joined adjacent to the switching device so as to release heat energy. The dimensions of this heat exchanger depend directly on the amount of heat loss that has occurred, and this loss amount itself varies in proportion to the switching frequency. On the other hand, a converter operating at a low switching frequency requires only a small heat exchanger. On the other hand, at high switching frequencies, it is desirable to reduce the size of the filter element and reduce audible noise. Therefore, some compromise is required in selecting the operating switching frequency. To miniaturize heat exchangers and filter elements, reduce noise, and increase the efficiency of power converters, conduction and switching losses must be reduced.
Currently, the most commonly used switching elements in power converters are gate capacitance transistors such as MOSFET, IGBT or MCT because of their ease of operation. The conduction losses of these switching elements are related to their physical properties and dimensions, as well as the ability to arrange some of them in parallel. Therefore, it is almost impossible or impossible to reduce these conduction losses by affecting the way in which the switching elements are controlled. These conduction losses cannot be affected, for example, by acting on their control when the gate input capacitance of the MOSFET or IGBT is fully charged. However, by acting on the switch control method, the switching loss can be reduced when the switch is operating in a manner that can still affect the switching loss. In this way, switching losses can be further reduced by increasing the switching speed by appropriate electrical adjustments such as appropriate selection of the gate resistance for the IGBT or MOSFET. However, power electronic switching devices are subject to high transient voltage spikes caused by rapid changes in current flowing through stray connection inductances in the power converter device. These voltage spikes are added to the bus voltage. Thus, a voltage that combines the voltage spike and the bus voltage is applied across the switch during the off-switching period. If the magnitude of the voltage spike becomes very high, the switching electronics in the power converter can be destroyed. In addition, voltage spikes generate noise that affects other elements in the circuit due to stray capacitance components, which also creates EMI (electromagnetic interference) problems.
It should also be noted that the energy stored in the magnetic field of the stray connection inductance needs to be released just before the off-switching period. This energy is erased by heat loss in the switch. In the literature (“Losses due to Stray Inductance in Switch Mode converters”, by M. Fasching and published in EPE Journal, Volume 6, No. 2, pages 33-36 of September 1996), the switch-on current has the same period (period). ), The additional power losses in the converter are likely to be linked to stray connection inductances, and these losses significantly affect the total power converter losses. ing.
Various techniques can be used to reduce voltage spikes and reduce converter switching losses.
First, a clamp device may be connected across the switch to suppress voltage spikes during their off-switching phase. In operation, just prior to the off-switching phase, the clamping device diverts and maintains the energy stored in the stray connection inductance. It should be noted that when the clamping device is in operation, the switch does not control the current drop rate any further. This descending speed depends on the voltage supplied to the stray connection inductance and the value of the stray connection inductance. This voltage value represents the amplitude of the voltage spike that can be withstood. Also, energy is pumped from the DC power source to the clamping device when the clamping device is in operation. Thereby, the addition of a clamping device increases the off-switching loss and the switch cannot control the rate of current drop. The more voltage spikes are suppressed, the more energy is processed by the clamping device. If this energy is removed by heat loss, it affects the efficiency of the power converter. According to recent developed technology, a clamping device is used that includes an additional element for returning trapped energy back to the DC voltage source. Therefore, its efficiency is not affected, but the system is further complicated.
Second, instead of increasing the switch-off speed of the switch that generates a voltage spike, energy recovery buffers can be used to absorb this high switching loss and return this energy to the source. Good. Thereby, the frequency at which the source voltage is switched can be increased. In this way, the efficiency of the converter is improved and the voltage spike is limited, but the current drop rate is still not controlled by the switch. In the literature (“Toward 99% Efficiency for Transistor Inverters” by I. Takahashi and al., Published in IEEE Industry Applications Magazine, Volumn 2, pages 39-46 of November / December 1996) The use of an energy recovery buffer circuit to improve the is described.
Both of the above-described techniques improve power converters, but complicate the overall structure in order to add elements to the circuit.
Therefore, in applications where voltage spike suppression is not possible, use high voltage power electronic switching devices that can withstand the bus voltage plus voltage spikes during the switch-off period if you do not want to use a clamping device or shock absorber There is a need to. Unfortunately, the use of the device's power switching capability with this solution is incorrect, requiring a large structure that operates on a large semiconductor chip, and both the dimensions of the chip used and their conduction losses are its withstand voltage. High conductivity losses are generated to increase with capacity. Therefore, the stray connection inductance in the power converter device is reduced, the magnitude of the voltage spike applied to the switching device is reduced, the switching speed is increased, the use of a clamping device or a buffer is avoided, and the current through the switch It is highly desirable to control the descent speed to reduce the losses associated with the stray connection inductance itself and to reduce the size of the power converter.
A small amount of stray connection inductance is obtained with a good wiring structure in the converter. In a large module, several semiconductor chips are arranged in parallel to increase current switching capability. The wiring of these semiconductor chips must be done in a specific way to prevent oscillation. In the case of poor wiring, stray connection inductance links all the chips, so oscillation occurs between the chips during the on-switching and off-switching periods. This issue must be considered in the design of new modules.
Such technical contents are described in U.S. Pat.Nos. 5,616,955, 5,574,312, 5,563,447, 5,541,453, 5,523,620, 5,512,790, and 5,471,089. No. 5,459,356, No. 5,457,604, No. 5,444,295, No. 5,424,579, No. 5,347,158, No. 5,170,337, No. 5,043,859, No. 4,907,068, UK Patent No. 2,261,768, as well as European Patent Nos. 621,635 and 427,143, and literature (“A Novel Low-Profile Power Module Aimedat High-Frequency Applications”, published in the ISPSD Proceedings, 8th International Symposium on Power Semiconductor Devices and Ics, pages 321-324 of May 1996; ”Latest technology Improvements of Mitsubishi Modules”, published in IEE Colloquium (Digest), # 146, P.5 / 1-5 / 5 1996; ”Reliable 1200 Amp 2500 V IGBT Modules for Traction Applications ”, published in IEE Collo quium (Digest), # 81, pages 3 / 1-3 / 13 1995; and ”Advanced Power Module using GaAs Semiconductors, Metal Matrix Composite Packaging Material, and Low Inductance Design”, published in IEEE International Symposium on Power Semiconductor devices &IC's , pages 21-24, 1994).
In these references, various embodiments have been proposed that reduce stray connection inductance in the internal components of a package that includes one or more semiconductor switching devices. However, these documents do not teach or describe a method for reducing stray connection inductance resulting from wiring connecting each package to two DC voltage terminals decoupled by a capacitor.
Such a technique is also described in US Pat. Nos. 5,430,326 and 5,202,578, where a module having a structure of a specific external connection means is proposed for a semiconductor device. In these modules, the power converter device comprises busbars and modules with minimized connection length, thereby reducing stray connection inductances outside these modules. These patent specifications do not teach or describe how to reduce stray connection inductance in modules.
The literature (“Bus Bars Improve Power Module Interconnections”, published in Power Conversion & Intelligent Motion: The Fusin of Power & Motion Technology & Applications, volume 21, number 4, pages 18-25, April 1995) also describes this technology. ing. This document shows a wiring technique that uses a layered bus bar to connect a power module and a capacitor in a converter device. By using this technique, a low stray connection inductance is realized. However, this document does not teach or describe how to reduce stray connection inductance in a module.
The same applies to U.S. Pat.Nos. 5,528,073, 5,493,472, 5,414,616, 5,313,363, 5,142,439, 5,132,896 and Japanese Patent 6225545. The technology is described. In these patent specifications, power converter devices each constituted by a power semiconductor switching module, a specific terminal link and a capacitor of the manufacturer are disclosed. These devices are formed by short conductive connections having a specific structure so that the connection inductance outside the module including the capacitor is low. Although low overall connection inductance is achieved with these devices, these patent specifications do not teach or describe how to reduce stray connection inductance in the module.
All the above mentioned patent specifications and references only show partial solutions with reduced connection inductance.
The technical contents are also described in US Pat. No. 4,670,833. This patent specification discloses a complete technology for a power converter circuit. This inventor has disclosed a new switching module comprising a pair of current and voltage terminals comprising a connection means and comprising two layers of conductive plates. The two layers of conductive plates are separated by an insulating layer and connect directly onto the switching module, thereby reducing stray connection inductance. When the smoothing capacitor is connected directly on the two-layer conductive plate, an overall low stray connection inductance is achieved. In this patent specification, the module including the semiconductor switch, the capacitor and the DC voltage terminal is not part of the specific package.
Such techniques are also described in US Pat. No. 4,755,910, which shows a packaging device that houses and protects electronic circuitry. The present invention is a circular electronic circuit board having a plurality of studs and one or more central openings. The studs are divided into two groups: a first group arranged around the circuit board and a second group arranged around the central opening. The multilayer capacitor forms a cover that covers the top of the circuit. This capacitor supplies the supply voltage to the electronic circuit board through two groups of studs. With this particular structure, the distance to which the supply voltage is transmitted is only half of the distance to which the supply voltage is transmitted in an electronic circuit board having the same area, and the two supply voltage electrodes are connected to the electronic circuit. Located adjacent to the periphery of the board. Therefore, the wiring inductance and the wiring resistance are reduced in each transmission line in the circuit line. The present invention relates to improvements in electronic integrated circuits that use multiple signal lines for transmission of logic signals, where a single wiring inductance is likely to cause noise that interferes with logic level detection. . However, this specification does not teach or describe a method for generating a power conversion module having a low connection inductance.
Summary of the Invention
Therefore, the object of the present invention is that the power switching device, the DC voltage terminal, the AC voltage terminal and the decoupling capacitor are arranged in a specific package, and its stray connection inductance is lower than that realized by the prior art apparatus and method. The present invention provides a conversion module having a low stray connection inductance and a method for converting a DC voltage into an AC voltage.
According to the present invention, a power conversion module with low stray connection inductance for converting a DC voltage into an AC voltage is provided,
Two DC voltage terminals for receiving a DC voltage;
An AC voltage terminal for outputting an AC voltage;
A half bridge including a pair of power switching elements connected as a series totem pole between the DC voltage terminals via an AC voltage terminal;
A decoupling means for decoupling the half bridge, the decoupling means being separated by a dielectric material and extending in a substantially overlapping relationship with the half bridge Adjacent electrode plates are connected to different ones of the DC voltage terminals, and the electrode plates are disconnected by two power switching elements, a DC voltage terminal, and an AC voltage terminal. It is characterized in that a belt-like current closed loop with a reduced area is formed, whereby a low stray connection inductance power conversion module is obtained.
According to the present invention, there is also provided a method for converting a DC voltage to an AC voltage, the method comprising:
The half bridge applies a DC voltage difference to two DC voltage terminals connected between them, and the half bridge is connected between the DC voltage terminals as a series totem pole via an AC voltage terminal. Including power switching elements of
Switching power switching elements alternately,
The decoupling means comprising a series of two or more adjacent superimposed electrode plates separated by a dielectric material and extending in an approximate overlapping relationship with the half bridge decouples the half bridge, each adjacent The electrode plate is connected to a different one of the DC voltage terminals, and the electrode plate forms a belt-like current closed loop with a reduced cross-sectional area by two power switching elements, a DC voltage terminal, and an AC voltage terminal And
The method includes a step of outputting an alternating voltage by an alternating voltage terminal.
Objects, advantages and other features of the present invention will become more apparent from the following non-limiting description of preferred embodiments, given by way of example only with reference to the accompanying drawings.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a DC to AC power converter known in the art.
FIG. 2 is a schematic diagram showing the magnetic flux resulting from the current flowing through the closed loop used to support the description of the invention.
FIG. 3 is a schematic diagram showing the magnetic flux obtained as a result of current flowing through a cylindrical conductor used to support the description of the present invention.
FIG. 4 is a schematic perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 5 is a schematic perspective view of the power conversion module shown in FIG. 4 with a portion cut away to show the interior.
FIG. 6 is a schematic perspective view of a power conversion module according to the present invention, part of which is cut away to show the interior.
FIG. 7 is a schematic exploded perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 8 is a schematic perspective side view of the assembled form of the power conversion module shown in FIG.
FIG. 9 is a graph showing the voltage across the switch and the current in the load with respect to time for the modules of FIGS.
FIG. 10 is a graph of output capacitance measured for the voltage immunity by the output switch for the modules of FIGS.
FIG. 11 is a schematic perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram showing the magnetic flux obtained as a result of current flowing through concentric cylindrical conductors used to support the description of the present invention.
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of what is shown in FIG.
FIG. 14 is a schematic perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 15 is a schematic circuit diagram showing a power converter including the module shown in FIG.
16 (a), (b) and (c) show the mesh current I in FIG. ₁ And I ₂ Is a graph showing the current I ₂ Two different states are shown.
FIG. 17 is a schematic exploded perspective view of a power conversion module according to the present invention.
18 is a schematic perspective side view of the assembled form of the power conversion module shown in FIG.
FIG. 19 is a graph showing the voltage across the switch and the current in the load with respect to time for the modules of FIGS.
FIG. 20 is a schematic exploded perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 21 is a schematic perspective side view of the assembled form of the power conversion module shown in FIG. 20.
FIG. 22 is a graph showing the voltage across the switch and the current in the load with respect to time for the modules of FIGS.
FIG. 23 is a schematic circuit diagram representing a power converter including the module shown in FIG. 14 used to support the description of the present invention.
FIG. 24 is a schematic perspective view of a power conversion module according to the present invention.
FIG. 25 is a schematic circuit diagram of a power conversion module which is a switch including a driving device.
FIG. 26 is a front view showing the rotor and stator of the motorized wheel structure in partial cross section.
FIG. 27 is a schematic diagram of what is shown in FIG. 26 with improvements according to the present invention.
Detailed description of the drawings
Referring to FIG. 1, the basic topology of a single-phase DC / AC power converter known in the prior art is shown. It consists of two power electronic switches 2 and 4 mounted in a totem pole shape. This power converter is also known as a half-bridge configuration. Switches 2 and 4 have ends connected respectively to DC voltage terminals 6 and 8 and also have ends linked together at terminal 10 (hereinafter also referred to as the center point). A terminal is defined as a junction where electrical elements are electrically connected. The capacitor 12 and the DC voltage source 14 are connected in parallel between the DC voltage terminals 6 and 8. L ₁ And L ₂ Is stray wiring inductance. A DC current source 16 having a current amplitude I has one end connected to the negative electrode of the DC voltage source 14. An alternating voltage is generated at the center point 10 by alternately opening and closing the switches 2 and 4. The opening and closing of the two switches 2 and 4 are alternately performed in a predetermined sequence so as to obtain a desired AC voltage magnitude and harmonic content. In a polyphase application, the polyphase voltage is generated by a number of half bridges connected in parallel to terminals 6 and 8, and their respective center points are linked to their own loads. During the operation of the power converter, the stray connection inductance L of this circuit due to the rapid current change of the switches 2 and 4 ₁ And L ₂ A voltage is induced at.
Referring to FIG. 2, the phenomenon described above is shown. A single current 18 flowing in the closed loop 19 is
Φ = L ・ I
A magnetic flux Φ determined by Where I is the current and L is called the circuit's self-inductance and depends only on the geometry of the circuit. Due to the change in current flowing in the circuit, an induced voltage equal to LdI / dt is generated in this circuit and added to other voltages already present in the loop 19.
Therefore, the stray connection inductance in the power converter device that causes voltage spikes depends on the geometry of the circuit device. In order to determine the location of stray connection inductance in the power converter, an analysis of the switching sequence must be performed to measure its effect on the current distribution in all nodes of the circuit.
Referring again to FIG. 1, when the power converter is in operation, the current I of the source 16 follows two different paths. Approximately, the current I of the source 16 is considered constant and reflects the nature of an inductance load having a time constant much higher than the switching period, such as the inductance of one phase of the motor. When switch 2 is closed and switch 4 is opened, current I flows through terminal 8. When switch 4 is closed and switch 2 is opened, current I flows through terminal 6. Between these two states, both switches 2, 4 are in a commutation state. During this commutation state, the positive (or negative) current flowing through one of the terminals 6 and 8 decreases as the negative (or positive) current flowing through the other terminal 6 or 8 increases. , The sum remains equal to I. A positive current is considered to be a current that flows through the switches 2 and 4 corresponding from top to bottom. During the commutation state, current changes dI / dt of the same magnitude and sign occur through the terminals 6, 8 and 10 in the switches 2 and 4. The faster the commutation state, the higher the current rate of change at both switches 2 and 4 and at terminals 6, 8 and 10.
Generally, the voltage source 14 is not located near the power converter. Therefore, the capacitor 12 has a stray connection inductance L between the voltage source 14 and the power converter. ₁ It is connected between the terminals 6 and 8 near the two switches 2 and 4 so as not to flow inside. The high change current flowing through the terminals 6 and 8 follows the closed loop circuit 21 through the capacitor 12 operating as a short circuit. The voltage source 14 generates only a DC voltage having a very low harmonic current. Therefore, only a very low voltage is applied to the connection inductance L between the voltage source 14 and the capacitor 12. ₁ Induced in This high current change dI / dt due to the voltage spike is thereby applied to the closed loop path 21 of the current flowing through the switches 2 and 4 and the terminals 6, 8 and 10 and the capacitor 12. The magnitude of this induced voltage spike is the stray connection inductance L formed by the geometry of the closed loop path 21. ₂ Depends on. In addition, this induced voltage spike is added to the voltage on capacitor 12 and applied across either switch 2 or 4 during the off-switching phase. The induced voltage is related to the current change as shown by the following equation:
V = L ₂ dI / dt
It is an object of the present invention to provide a small power converter device in one specific package including a half-bridge power electronic switching device, a DC voltage terminal, an AC voltage terminal and a capacitor. This small power converter device has an overall reduced stray connection inductance L ₂ To reduce the transient voltage spikes applied to switches 2 and 4, allow higher switching speeds, eliminate the need for clamp devices or snubbers, and allow the switch to control the rate of current drop. , Allowing several switching devices to be mounted in parallel and stray connection inductance L ₂ It reduces the loss by itself and makes the converter smaller.
Referring to FIG. 3, a cylindrical conductor of diameter d and length 1 is shown. Loop I of the current distributed uniformly in a belt shape on the circumference of this cylinder ₁ Is a magnetic field H along its central axis ₁ Which generates self-inductance. For 1> 0.2d, the inductance value is determined from the following equation with an error of less than 3%:

Here, the unit of l and d is meter. This equation is described in the literature ("Electrotechnique", 2nd edition, page 230, by Theodore Wildi, Les presses de l'Universite Laval). For example, if the values of d and l representing the dimensions of current modules known in the art are inserted into equation (1), the resulting number 10 ^-9 Henry's inductance is required. The present invention reduces stray connection inductance by creating a belt-like current path with reduced cross-sectional area in the converter module device during the switching phase.
Referring to FIGS. 4 and 5, there are respectively shown a perspective view of a power converter module for generating a belt-like current path according to the present invention, and a perspective view of the same module partly cut away to show its interior. ing.
A power conversion module with a low stray connection inductance converts a DC voltage into an AC voltage. It includes two DC voltage terminals 20 and 22 for receiving a DC voltage and an AC voltage terminal 24 for outputting an AC voltage. A half bridge is also provided, which includes a pair of power switching elements 26 and 28 connected as a series totem pole between the DC voltage terminals 20 and 22 via an AC voltage terminal 24. A decoupling device 30 is provided to decouple the half bridge. The decoupling device 30 includes a series of two or more adjacent superimposed electrode plates 31, which are separated by a dielectric material and extend in a substantially overlapping relationship with the half bridge. Each adjacent electrode plate 31 is connected to a different one of the DC voltage terminals 20 and 22. The electrode plate 31 forms a belt-like current closed loop 64 with a reduced cross-sectional area by means of the two power switching elements 26 and 28, the DC voltage terminals 20 and 22 and the AC voltage terminal 24, thereby lowering A conversion module for stray connection inductance power is obtained. The superimposed electrode plate 31 forms a capacitance. The power conversion module preferably includes a base 32 made of a ceramic material on which the power switching elements 26 and 28 are mounted. Each power switching element 26 and 28 includes a row of power semiconductor devices mounted in parallel. The AC voltage terminal 24 includes a central metal plate 34 mounted on the base 32. The two DC voltage terminals 20 and 22 are each a lateral metal plate 36 or 38 mounted on a base 32 and a lateral vertical plate connected between the corresponding lateral metal plate 36 or 38 and the decoupling device 30. Metal wall 40 or 42. The power switching elements 26 and 28 are connected as a series totem pole between the lateral metal plates 36 and 38 of the DC voltage terminals 20 and 22 via the central metal plate 34 of the AC voltage terminal 24.
Each column of power semiconductor devices preferably includes at least one of a MOSFET, IGBT, and diode. The module further includes a drive 54 mounted on the base 32 adjacent to the MOSFET or IGBT for sending a gate signal to the MOSFET or IGBT. In this description, the driving device is a circuit board including an electronic element for supplying an analog signal to the gate of the semiconductor chip through the output connection pad. A belt-like closed current loop with reduced cross-sectional area comprises a central plate 34, lateral metal plates 36 and 38, lateral vertical metal walls 40 and 42, superimposed electrode plates 31, and switching elements 26 and 28. And is preferably defined by: This belt-like closed current loop has a rectangular cross section.
In operation, a method for converting a DC voltage to an AC voltage includes the step of applying a DC voltage to two DC voltage terminals 20 and 22 between which a half bridge is connected. A pair of power switching elements 26 and 28 are connected between the voltage terminals 20 and 22 as a series totem pole via an alternating voltage terminal 24.
Thereafter, the power switching elements 26 and 28 are alternately switched, including a series of two or more adjacent superimposed electrode plates 31 separated by dielectric material and extending in a close overlapping relationship with the half bridge. The decoupling device 30 decouples the half bridge, and each adjacent electrode plate 31 is connected to a different one of the DC voltage terminals 20 and 22. The electrode plate 31 forms a belt-like current closed loop having a reduced cross-sectional area by the two power switching elements 26 and 28, the DC voltage terminals 20 and 22, and the AC voltage terminal 24. In the last step, an AC voltage is output from the AC voltage terminal 24.
Plates 36, 38 and 34 are conductive strips mounted on a base 32 formed from an insulating substrate such as alumina or aluminum nitride. The strips are arranged in parallel along direction A. A first row of semiconductor chips 46 and a second row of semiconductor chips 48, such as at least one of a MOSFET, IGBT, and diode, are mounted on the surfaces of conductive plates 36 and 34, respectively. Semiconductor chips 46 and 48 are electrically coupled to their respective conductive plates 36 and 34. Further, the surface connection pads of the first row of semiconductor chips 46 are electrically coupled to the conductive plate 34 by connection wires 50. The connection pads of the second row of semiconductor chips 48 are electrically coupled to the conductive plate 38 by connection wires 52. A driving device circuit board 54 formed of an insulating substrate such as alumina is disposed near the chip and supplies a gate signal through a connection wire 56. In this way, the entire device constitutes a half-bridge power converter circuit.
A series of superimposed horizontal conductive plates 31 separated by a dielectric material such as ceramic is mounted on top of the insulating substrate 32 at a minimum distance. This minimal distance leaves space for connecting wires 50 and 52. Furthermore, only one edge of each conductive plate 31 is connected to either the vertical wall 40 or the vertical wall 42, and a sequence of edge connections occurs alternately from one of the plates 31 to the next.
Thus, the device of plate 31 forms a capacitor. This capacitor is directly connected in parallel to the half-bridge power converter mounted below it.
Terminal 22 is for receiving a first electrode of a bipolar DC power supply (not shown). The terminal 20 is for receiving the second electrode of this bipolar DC power supply. Terminal 24 is for connection to a load (not shown). Thus, the entire apparatus supplies an AC voltage to the load by the operation of the half-bridge power converter. The location of the connection points on the terminals 20, 22 and 24 is not critical in the power converter and can be formed at the most convenient location for electrical, mechanical or assembly.
The module of the present invention includes a number of parallel-connected half-bridge converters each composed of two semiconductor chips 46 and 48 mounted in a totem pole shape. Each semiconductor chip 46 and 48 is formed of a diode chip connected in parallel to the IGBT chip. These half-bridge converters are arranged in parallel along direction A to increase current capability. Capacitor 30 is connected directly across all of the parallel half-bridge converters. Thus, direct decoupling of all half-bridge converters is achieved, avoiding oscillations that may occur between adjacent half-bridges during the on-switching or off-switching phase due to stray connection inductance. In addition, the chips 46 and 48 are positioned and connected in order to obtain a uniform distribution of current along direction A. Thus, the transient current loop path is oriented along direction B. In addition, the capacitor formed by the plate 31 operates as a short circuit for transients, so the current change that occurs during the switching sequence of the power converter is similar to the tubular geometry shown in FIG. Follow the belt-shaped passage 64.
As a result, the device has a stray connection inductance that is substantially equal to the inductance of a cylindrical coil having the same cross-sectional area and length. This stray connection inductance is very low. This reduces the voltage spikes generated across switching elements 26 and 28, allows for higher switching speeds, eliminates the need for clamp devices or buffers, and allows the switch to control the rate of current drop. Several switching devices can be connected in parallel, stray connection inductance L ₂ Loss due to itself is reduced and the size of the converter is reduced.
Referring to FIG. 6, another embodiment of the present invention is shown in a partially cutaway perspective view. Instead of the single terminal 24 shown in FIGS. 4 and 5, two terminals 24 and 25, each including plates 34 and 35, are mounted adjacently along direction A on insulating substrate 32. Yes. The first half 60 of the row of semiconductor chips 48 is mounted on the plate 34. The second half 62 of the row of semiconductor chips 49 is mounted on the plate 35. Further, the connection wires 50 of the first half 60 of the row of semiconductor chips 46 mounted on the plate 36 are electrically connected to the plate 34 and are also connected to the row of semiconductor chips 47 mounted on the plate 36. The connection wire 51 of the second half 62 is electrically connected to the plate 35. Also, the groups of the two driver circuit boards 54 and 55 are arranged in the vicinity of the groups of chips 48 and 49 so as to supply gate signals through the connection wires 56, respectively. The entire device therefore has two half-bridge power converters.
Terminals 24 and 25 are for connection to two terminals of one load (not shown) or to the first terminal of two loads (not shown), in the latter case Their other terminals are connected to one of the voltage source electrodes. Thus, two AC voltages are supplied to the load by the two half bridge power converters. In operation, these two half-bridge power converters produce transient current belt-like paths 64 and 66 similar to those shown in FIG. This device allows stray connection inductance L for each half bridge. ₂ Is equal to the inductance of a cylindrical coil with the same cross-sectional area and length, and this stray connection inductance is very low, thereby reducing voltage spikes generated across the switch and allowing for higher switching frequencies Thus, the loss associated with the stray connection inductance itself is reduced. The location of the connection points on the terminals 24 and 25 is not critical in the power converter and can be formed at a location that is most convenient for electrical, mechanical or assembly. The present invention can be easily adapted to two or more half-bridge power converters.
7 and 8, a power converter module constructed in accordance with the present invention is detailed. In these drawings, details of the connecting wires and the low power electronic circuit board have been omitted for the sake of clarity. FIG. 7 is an exploded view of the module, and FIG. 8 is an assembled view of the same module. Four large power MOSFET chips 70 with built-in freewheeling diodes are used as semiconductor chips. These chips 70 feature ultra-fast off-switching capabilities. The insulating substrate 32 is made of alumina. A multilayer ceramic capacitor 32 is attached to the top of the device. Thus, the entire device forms a single half-bridge power converter similar to that shown in FIG. Two gate drivers 74 are mounted on the conductive plate 76 in close contact with the power MOSFET chip 70.
The control board 78 operated by the driving device is inserted into a gap located below the capacitor 72 when the module is assembled. The control board 78 includes digital and analog elements such as a microcontroller with sensors and amplifiers, digital inputs and outputs coupled to the master controller, and analog outputs that drive the semiconductor chip via the driver 74. Is included. A plurality of conductive links electrically connect the control board 78 to the drive device 74 so that a gate control signal is supplied to the power MOSFET 70 via the drive device 74 and the control board 78. The control board 78 supports analog elements and logic circuits that are not required on the ceramic base, thus significantly reducing the size of the substrate 32. The effect of increasing the gap for inserting the control board 78 on stray connection inductance is small compared to the effect resulting from the increase in substrate surface along direction B. The control board 78 is not shown in FIGS. 1-6 for the sake of simplicity. Reference numerals 80 and 82 denote respective surfaces of a cross section that will be referred to in the following description.
Referring to FIG. 9, the voltage across a row of MOSFET chips 70 is shown directly during the off-switching sequence of the current flowing through the MOSFET chips 70 shown in FIGS. The cut-off current is 125 amps, which results from an inductance load, while the operating bus voltage is 400 volts. Stray connection inductance L in which the voltage has a spike and is in series with the output capacitance of the MOSFET chip supporting the voltage ₂ It can be observed that ringing attenuation is generated by the oscillation. The energy contained during oscillation is removed by the Joule effect in the resistive link. Stray connection inductance L ₂ The value of can be determined by the braking frequency and the quadratic expression of the series resonant LCR circuit. The braking frequency can be calculated by the following formula:

Here, z is a braking coefficient and has a value in the interval 0 ≦ Z ≦ 1. This equation can be modified as follows without determining the value of z:

Equation 3 can be modified as follows:

The braking frequency of the voltage shown in FIG. 9 is about 40 MHz, and the voltage oscillates around 400 volts.
Referring to FIG. 10, in the embodiment of FIGS. 7 and 8, the output capacitance measured with respect to the substrate 32 is shown for voltage immunity with a single row of MOSFET chips 70. At 400 volts, the capacitance is about 1.9 × 10 ^-9 Farad. Connection inductance L according to equation (4) ₂ By calculating the value of ₂ ≦ 8.3 ・ 10 ^-9 Henry is obtained.
Referring again to FIG. 8, the magnetic flux generated in response to the induced voltage spike partially passes through the cross section 80 between the substrate 32 and the capacitor 72. Another part of this flux passes through the cross-section 82 in the capacitor 72, which depends only on the current variation distribution within the multilayer geometry of the capacitor. At 40 MHz, the penetration thickness at the capacitor electrode has a value comparable to the thickness of one of the electrode plates so that it flows through the first lower layer of the conductive electrode plate with the total current gradient loop superimposed. Therefore, no magnetic flux is generated in the upper part of the capacitor, and the magnetic flux almost passes through the cross section 80. At high frequencies, all magnetic flux changes in the capacitor 30 are canceled out by the internal current loop, so no high frequency magnetic flux changes occur in the body of the capacitor 30.
The prototype cross-section 80, which has been tested for reliability, is approximately 5.5 × 10 ^-Four m ² And the length of this module is about 0.03 meters. A cylindrical current loop with an equivalent cross-sectional area has a diameter equal to 0.026 meters. Therefore, the inductance calculated by Equation 1 is 16.6 × 10 ^-9 Equal to Henry. Low persistent inductance L estimated from Equation 4 ₂ Can be attributed to the presence of capacitor 30 and the presence of a large aluminum heat sink with the module clamped. For the heat sink, its conductive surface reacts with the magnetic field distribution generated by the current gradient loop during the switching sequence, thus reducing the flux change in the inductance. As a result, an equivalent stray connection inductance lower than expected is obtained.
In accordance with the present invention, stray inductance L ₂ By lowering the voltage spikes are reduced. This is done by reducing the cross section 80. Unfortunately, it is necessary to allow for some space in consideration of inserting the control board 78 and clearing the connection wires 50 and 52. However, voltage spikes can be further reduced by using a second conductive closed loop that reduces the flux change in stray connection inductance. This second conductive closed loop is called a spike eraser. Referring to FIG. 3, for example, when two conductive walls (not shown) are arranged at both ends of a cylinder, these conductive walls are resistant to magnetic flux density changes generated from both ends of the cylinder. React in the same way that a conductive heat sink reacts. These conductive walls act as conductive loops that embrace the magnetic flux density generated from each end. The voltage generated in the loop is proportional to the flux change rate:
V = dΦ / dt
In response to the presence of this voltage, the current grows and immediately produces a magnetic field change in the opposite direction to the magnetic field source, resulting in a decrease in the magnetic flux change in the loop.
Referring to FIG. 11, an embodiment based on the above-described principle is shown. The module has conductive walls 21 positioned at both ends of the module. These conductive walls 21 cover at least the section 80 of the module shown in FIG. Each of these conductive walls 21 can be connected to one of three terminals 20, 22 and 24. The cylindrical current path and the walls at both ends are similar two with common joints that are not perfectly aligned due to their relative position with respect to each other so that only a portion of the flux source variation is reduced. It is a coil.
Referring to FIG. 12, a more effective voltage spike reduction method according to the present invention is shown. Magnetic field H generated by the cylindrical current loop 110 ₁ Is surrounded by a second cylindrical conductive current loop 112. This second loop 112 is preferably as coincident as possible with the path followed by the first current loop 110. For this circuit, the current I ₁ Magnetic field H generated by ₁ Produces a magnetic flux density that is also surrounded by the second cylindrical loop 112. Cylindrical current I ₁ Changes, a voltage drop occurs in the cylindrical conductive loop path 112 due to magnetic flux fluctuations. Since the second cylindrical loop 112 is a short circuit, in response to the presence of a voltage drop, the cylindrical current change I in the reverse direction immediately follows. ₂ And the magnetic field source H ₁ Magnetic field H is the opposite of ₂ Is generated. This magnetic field H ₂ Reduces the resulting flux change. Current change I ₁ And I ₂ Occurs in a cylindrical current path having substantially the same dimensions and position, so that the cylindrical current change I ₁ The majority of the magnetic flux change generated by the ₂ Cancels out the voltage spikes associated with flux source variations.
Referring to FIG. 13, an electrical circuit equivalent to the two concentric cylindrical loops 110 and 112 of FIG. 12 is shown. These loops 110, 112 are represented by transformers whose secondary windings (not shown) are shorted. Current source I ₁ Is generated by one of the two cylinders 110, 112, and is not surrounded by the other due to imperfect alignment. Two very small leakage inductances L related to the leakage flux _Three And L _Four Is connected in series to a circuit composed of Also, two resistors R ₁ (F) and R ₂ (F) defines the conductor resistance at the rated frequency related to the penetration effect. If the second cylinder 112 shown in FIG. 12 is closer to the first cylinder 110 shown in FIG. _Three And L _Four Becomes lower.
Referring to FIG. 14, a perspective view of a module with a second conductive closed loop according to the present invention is shown. The modular arrangement further includes a housing including a conductive wall 90 surrounding a belt-like closed current loop 64 with a reduced cross-sectional area as shown in FIG. 4 so that in operation, current is magnetically induced in the conductive wall 90 in operation, further reducing voltage spikes associated with stray connection inductance. A conductive wall 90 surrounds the module device along direction A. These conductive walls 90 are insulated from conductive components in the module device by an insulating material 91. These conductive walls 90 form a closed loop that surrounds the magnetic flux density generated by the belt-like transient current of the half-bridge power converter during the switching sequence. This induces a current in the opposite direction in the closed loop 90, reducing the flux change in its cross section. Since no magnetic flux is generated in the capacitor, the matching of the two loops is very good, so two reverse belt currents are generated. When doing this, the flux change in the stray connection inductance of the module is significantly reduced and thus the voltage spike is also reduced. According to the preferred embodiment shown in FIG. 14, a method for converting a DC voltage to an AC voltage includes the additional loop of enclosing the closed loop of a belt-like current having a reduced cross-sectional area by a housing including a conductive wall. It includes various steps.
The spike reduction means described above operates similar to a clamping device that maintains most of the magnetic field generated in the belt-like closed current loop 64 shown in FIG. 5 during the switching operation. The energy contained in the magnetic field is stored in a mutual stray inductance M having a value close to the stray inductance I2 shown in FIG.
Referring to FIG. 15, there is shown a circuit diagram representing a power converter including the module shown in FIG. 14, where the leakage inductance L shown in FIG. _Three And L _Four Assuming that the two closed loops are matched well enough to be negligible. The current distribution consists of four mesh currents I ₁ , L ₂ , L _Load And L _source Can be expressed as This mesh current L _Load And L _source Are continuous and therefore do not have such a large current discontinuity. High magnetic flux change is mesh current I ₁ And L ₂ Is generated by the change. This high magnetic flux is the current I ₁ And I ₂ Depends on the passage geometry.
16 (a), (b) and (c) show the AC mesh current I of FIG. ₁ And I ₂ Is a graph showing time with respect to time. Mesh current I ₂ Are shown for two different switching periods T, such as T <M / R (f) and T >> M / R (f). As shown in FIGS. 16 (a), 16 (b) and 16 (c), the spike eraser responds to this flux change by generating a current that suppresses the flux change during the switching phase. For larger time frames, the duration of the magnetic flux generated by the spike canceler depends on its time constant M / R (f), and the time period between switching sequences is T.
If this time period T is much greater than M / R (f), the magnetic energy stored by the spike eraser will have its conductivity as shown in FIG. 16 (c) in combination with FIG. 16 (a). Extinguish with Joule loss in the sex loop. The total loss in watts is equal to the product of the amount of magnetic energy loss between each switching event and the switching frequency of the switching event. Thus, in this situation, the spike erasing device operates as a dissipative clamping device.
If the time period T is much smaller than M / R (f), the majority of the magnetic energy stored in the spike eraser is still as shown in FIGS. 16 (a) and (b). Present at the beginning of the next switching phase. Thereby, the loss in terms of joule magnetic energy in the spike eraser is the mesh current I ₁ And I ₂ Since the magnetic energy is exchanged between the two, it does not increase linearly with the switch frequency any further. Therefore, in this situation, the spike canceller operates as an inductance reducing device that further reduces the mutual stray inductance M of the power converter module.
Compared to prior art dissipative clamping devices, the spike cancellation device of the present invention limits its power loss as the switching frequency increases. The spike eraser also acts directly on the stray connection inductance so that the stored magnetic energy persists during the switching phase. Thus, as is the case with prior art clamping devices, energy is not pumped from the DC voltage source due to this inductance, and the current ramp rate is still under the control of the switch. These provide another advantage of the present invention compared to the prior art.
According to the present invention, the spike canceling device can be realized by closing both ends of the first or second bell-shaped current closed loop with a conductive wall. However, this has no effective spike suppression effect. In order to minimize the leakage flux generated by the first belt-like current loop and not surrounded by the second belt-like conductive loop, two concentric belt-like current closed loops as close as possible to each other are used. By providing them without contact, a more effective spike suppression effect can be obtained. This provides good results by using a thin insulating material 91 as shown in FIG. The open ends can serve as passages for electrical and logic cable links. Also, the conductive wall of the spike eraser can be part of a module housing that can function as a heat exchanger. By using the spike eraser according to the present invention, flux fluctuations in the mutual inductance M are reduced to a minimum, voltage spikes are further reduced, higher switching speeds are possible, and the use of a clamping device or buffer is not required. Allows the current drop rate to be controlled by the semiconductor switch, allowing several switching devices to be mounted in parallel, limiting losses associated with the stray connection inductance for high switching frequencies, Dimensions are reduced.
Referring again to FIG. 14, for the above reason, the spike canceller according to the present invention is provided in the power conversion module. The housing includes a conductive wall 90 that encloses a belt-like current closed loop with a reduced cross-sectional area so that, in operation, current is magnetically induced in the conductive wall 90 and within the stray connection inductance. The magnetic flux change is reduced. Thus, in this case, the method for exchanging a DC voltage for an AC voltage includes the additional step of surrounding a belt-like closed current loop with a reduced cross-sectional area by a housing containing a conductive wall 90.
The modular device shown in FIG. 14 is similar to that shown in FIG. 4 except that it includes a conductive wall 90 extending in direction A. These conductive walls 90 are insulated from conductive components in the module device by an insulating material 91. These conductive walls 90 form a closed loop that surrounds the magnetic field generated by the belt-like transients of the half-bridge power converter during the switching sequence. In this way, the conductive wall 90 reacts and induces a reverse magnetic field that reduces the amplitude of the magnetic flux change produced in the module, thereby reducing the voltage spikes generated by the cross stray inductance M. With this arrangement, the resulting mutual stray connection inductance M is lower than that of the prior art or equal to that of the embodiments of FIGS. This low mutual stray connection inductance M reduces voltage spikes, allows higher switching speeds, eliminates the use of clamp devices or buffers, allows the current drop rate to be controlled by a semiconductor switch, Enables devices to be mounted in parallel, limits losses associated with cross stray inductance for high switching frequencies, and reduces converter size.
FIGS. 17 and 18 show in detail a replacement module similar to that shown in FIGS. 7 and 8, but incorporating a spike elimination apparatus according to the present invention. FIG. 17 is an exploded view of the module with the spike eraser, and FIG. 18 shows the assembled state of this same module. The module base 32 is mounted on the copper plate 94, and the cover 96 is bolted onto the copper plate 94. As shown in FIG. 12, the cover 96 and the copper plate 94 form a second belt-like conductive path around the concentric first belt-shaped conductive path. Thereafter, the conductive walls of the housing are formed from at least two parts connected together, which are a cover 96 and a copper plate 94. A connector (not shown) for receiving voltage from the bus DC voltage source and providing a modulated phase is located at the open end of the module. A small opening can be provided in the conductive wall of the belt-like conductive path for electrical connection with the terminals in the module without significantly affecting the reduction effect on the magnetic flux in the mutual stray connection inductance.
Referring to FIG. 19, the voltage measured directly across the row of MOSFET chips 70 of the embodiment shown in FIGS. 17 and 18 during the off-switching sequence of the current flowing through the MOSFET chip 70 is shown. ing. Comparing FIG. 19 with FIG. 9, in FIG. 19, it can be seen that the cut-off current is still 125 amps, which is generated from the same inductance load, and the bus voltage is still 400 volts. The voltage oscillation shown in FIG. 9 is actually eliminated, reducing the voltage spike, thereby showing the advantage of adding a second belt-like conductive path.
Referring to FIGS. 20 and 21, a large module composed of an IGBT chip 100 and a diode chip 102 is shown. In these drawings, details of connection wires and circuit boards are omitted for the sake of clarity. FIG. 20 is an exploded view of the module, and FIG. 21 shows the assembled state of the same module. The length of this device along direction A is three times the length of the embodiment shown in FIGS. The insulating gap between the second belt-like conductive path and the conductive path on the first belt, and the gap between the base plate and the decoupling means are reduced from the embodiment shown in FIGS. The For each row of modules, eight IGBT chips with eight diode chips are connected in parallel. This device reduces the mutual stray connection inductance due to the high l / d ratio of the module shown in equation (1). Here, l and d of the module are determined as shown in FIG.
Referring to FIG. 22, the results of switching tests performed on the modules shown in FIGS. 20 and 21 are shown. During the switch test, the voltage across the row of IGBT chips 100 is measured. The cut-off current is 45 amps and the bus voltage is set to 500 volts. This test shows an off-switching sequence from 0 to 500 volts with no apparent voltage spikes and a voltage swing of less than 20 nanoseconds. Improvements are made by a high l / d ratio, a small insulating gap between the two belt-like conductive paths, and a small gap between the base plate and the decoupling means, thereby comparing to the embodiment of FIGS. The voltage spike generated in the stray connection inductance is further reduced, indicating the effect of the present invention.
The spike eraser of the present invention can be formed according to different embodiments. The modules shown in FIGS. 17, 18, 20 and 21 show a belt-like conductive loop having two parts. The first part is a cover 96 formed from a conductive material such as copper or aluminum. The cover 96 has two surfaces that are welded to a conductive base plate 94 located below the module insulating base 32 or clamped with a fixing element such as a bolt. Plate 94 constitutes the second part of the loop. This base plate 94 can form a heat exchanger, or it can be connected below the insulating plate 32, such as a copper connection layout connected below the copper, ceramic and copper circuit boards. The spike eraser is also separated from the module with an insulating material (not shown) to ensure proper insulation.
According to the present invention, the spike eraser can also be formed using thin film metal deposition techniques. The conductive wall 90 of the housing shown in FIG. 14 is formed by covering the insulating wall 91 with a metal coating layer. In this case, the module is first enclosed and enclosed with plastic or other material having insulating properties, and then metal vapor is sprayed to form a thin film metal layer on its surface, or a liquid metal Immerse in the bath. This metal layer forms the belt-like conductive loop of the spike eraser. The thin film is deposited only on certain parts of the module, such as its top and sides, and the remaining part of the belt-like conductive loop is provided below the surface of the insulating base 32-copper layout. Also good.
Referring to FIG. 23, a schematic circuit diagram representing a power converter including the module shown in FIG. 14 is shown. Problems often arise due to stray capacitance existing between the load and the adjacent conductive portion, such as stray capacitance existing between the stator coil of the motor and its metal hollow portion. This problem is schematically illustrated in FIG. Half-bridge power converter 121 supplies an alternating voltage to load 120 having stray capacitance 122 for conductive portion 124. This stray capacitance 122 causes the potential on the conductive portion 124 of the DC bus voltage electrodes 126 and 128 to oscillate at a frequency due to the square wave voltage supplied to the load 120 by the half-bridge power converter 121. The stray impedance connected between the load housing and one of the electrodes 126, 128 of the DC supply voltage bus generates a current through the stray capacitance 122 in either form. This current is a cause of noise problems and can be harmful.
If neither of the voltage bus electrodes 126, 128 are directly grounded to the conductive portion 124, then a bypass capacitor 130 having a value higher than one of the stray capacitors 122 is connected to the conductive portion 124 and at least one of the bus voltage electrodes, For example, it is connected between the electrode 128. The stray current induced in the stray capacitance 122 follows an easy path through the capacitor 130 and returns to the bus electrode 128. With this circuit, the amplitude of the voltage generated on the bypass capacitor 130 is part of the supply voltage, and the fractional value is determined by the ratio of the stray capacitor value to the bypass capacitor value. In the case of the module without the spike elimination device shown in FIGS. 4, 5, 6 and 11, the bypass capacitor has one end connected to one of the electrode terminals 20 or 22 of the module. The free end of this capacitor is available for connection to the conductive part and creates a stray capacitance with the load (not shown).
Referring to FIG. 24, an embodiment similar to that shown in FIG. 14 but further including a built-in bypass capacitor is shown. In this module with a spike canceller according to the present invention, the free end of the capacitor is connected to the wall 90 of the spike-like belt-like conductive loop, and the spike canceller's free connection point 138 is connected with the load. Available on a conductive loop to connect to conductive portions (not shown) that form stray capacitances. If this capacitor is a discrete part, it can be inserted into the space located between the conductive wall 90 of the spike eraser and the module.
In the case of the module shown in FIG. 24, the horizontal conductive plate 134 is superimposed on the top conductive plate 132 of the superimposed electrode plate 31 and separated from them by an insulating material 136 such as ceramic. , Thereby forming the built-in bypass capacitor as a whole. The conductive plate 134 constitutes a part of the belt-like conductive wall 90 of the spike erasing device. The gap between the plate 134 and the end plate 132 shown in FIG. 24 is actually the same as that between adjacent plates of the superimposed electrode plate 31, but for clarity of the drawing. It is shown larger than the actual gap. Also, the connection point 138 can be located anywhere on the conductive wall 90 of the spike eraser for connection with the conductive portion 124. The capacitor is connected between a conductive plate 134 that is part of the conductive wall 90 of the housing and a conductive plate 132 that is electrically connected to one of the DC voltage terminals. The conductive wall provides one connection point 138 for electrical connection. The capacitor is then formed by one of the conductive walls adjacent to the upper electrode plate 132 and separated from the upper electrode plate 132 by a dielectric material 136. Thus, when the spike-like device belt-like conductive wall is connected to a conductive portion (not shown) to form a stray capacitor with a load, a bypass capacitor according to the present invention is formed.
According to another feature of the invention, the module has a very low stray connection inductance, which is further clamped by a spike canceller, thereby causing a mirror effect during switching (reference: International Rectifier, Hexfet, Power MOSFET designer's Manual, application note # 947) does not occur. This mirror effect appears in gate capacitor transistors such as MOSFETs and IGBTs. In the case of a MOSFET, the drain current is controlled by the amount of charge accumulated in its gate to the source capacitance. During the on-switching period, the drain voltage drops because the drain current increases and the voltage is induced across the connection inductance. As the drain voltage drops, a portion of the gate input charge current is bypassed through the stray capacitance between the gate and drain, depriving the gate-source capacitance of what it would otherwise receive. This negative feedback slows the rise in drain current, which is called the Miller effect.
For modules formed according to the invention, the voltage drop in the connection inductance is negligibly small, so there is no mirror effect. Without the Miller effect, the input gate current is not bypassed and functions only to charge the gate-source capacitance of the MOSFET or IGBT. Therefore, the rising speed of the drain current depends only on the input gate charging current. If the input gate current is too large, the drain or collector current rise time will be very short. As a result, problems are likely to arise if the switched-on switch receives inductive load current flowing through the diode with reverse recovery charge in freewheeling mode. The high current rise rate increases the reverse recovery current density in the diode and MOSFET or IGBT, thereby likely destroying the semiconductor. To ensure safe operation, the gate input charging current is limited by a resistor that limits the rising current rate. After diode recovery, the drain voltage drop rate depends on the same input gate current that is now discharging into the gate-drain capacitance. This drain voltage drop rate is less problematic and can be accelerated to minimize switching losses. This is done by injecting a high gate input current to improve switching performance.
Referring to FIG. 25, a circuit diagram of a switch provided with a driving device is shown. In order to improve the overall switching performance of the switch, during the on-switching period, the gate input current is limited to two values: the value for the rising current and the value for the falling voltage. This function is performed by the drive. The driving device includes a terminal 220 for receiving a gate signal for a corresponding semiconductor device. First resistor R ₁ Are connected between the terminal 220 and the gate 222 of the corresponding semiconductor device 224.
There is a circuit portion including a voltage gate control switch T1 and a second resistor R2 connected in series. This circuit has a resistance R of 1 ₁ Connected in parallel. Capacitor C ₁ Is the voltage gate control switch T ₁ Connected to the collector 228 of the corresponding semiconductor device 224 and monitors its collector voltage signal. Voltage clamp device X ₁ Is the voltage gate control switch T ₁ The gate 226 and the terminal 220 are connected. Thereby, in operation, the first resistance R ₁ Limits the gate current of the corresponding semiconductor device before the collector voltage signal drops, thereby limiting the rise time of the collector current and the first and second resistors R ₁ And R ₂ Limits the gate current of the corresponding semiconductor device 224 during the collector voltage drop, thereby limiting the collector voltage drop time.
First resistor R ₁ Is connected between the input terminal receiving the square wave voltage signal and the gate 222 of the switch 224, and the gate input charging current is increased until the current flowing through the diode D eliminates its reverse recovery charge and enters its blocking state. Value of 1 Ig ₁ Limit to. Thereafter, the drain voltage begins to drop and the drain 228 of the switch 224 and the P-channel MOSFET T ₁ Capacitor C connected to the gate 226 of ₁ This P-channel MOSFET T ₁ Is the second resistance R ₂ Connected in series. When switch 224 is a MOSFET, capacitor C ₁ Is connected to its drain 228, and if switch 224 is an IGBT, the capacitor is connected to the collector. In this specification, the term “collector” may mean a drain depending on the situation. MOSFET T ₁ And resistance R ₂ Both have resistance R ₁ Connected in parallel. The dropped voltage is the capacitor C ₁ This capacitor C ₁ P-channel MOSFET T ₁ Rapidly charge the gate of this, which immediately conducts and resistance R ₂ Set up a series connection with. In this way, the input current is the second gate input charging current Ig. ₂ To increase the voltage drop rate and increase the switching speed, thereby reducing the switching loss. Clamping means X ₁ P-channel MOSFET T to limit the voltage ₁ Across the gate capacitance. Inject current pulses into the gate 222 to reduce the delay between the input voltage transition and the start of the drain current rise. _Three Capacitor C connected in series with ₂ Is resistance R ₁ And added in parallel.
Referring to FIG. 26, one possible application of the present invention is shown. This application is for the motor wheel disclosed in US Pat. No. 5,438,228. An electric motor is attached to the wheel, and a power converter for the motor is attached to the hollow portion of the wheel. The motor has an external rotor 200 and an internal stator 201 supported on the axle by a cross-shaped member 204. The power converter includes a module 205 and a capacitor 206, all mounted on the legs of the support cross member 204. A conductor 207 is provided to connect each module to a DC voltage bus provided in the hollow portion and to connect each module to the winding of the stator. The module constitutes a multi-phase DC / AC power converter. Because the modules of the present invention are small, they are conveniently mounted within the motor wheel cavity.
Referring to FIG. 27, it is shown how the power converter of the present invention is mounted on the cross member 204 of the motor wheel. There is a combination of three power conversion modules 205 in a motor wheel with a stator frame supported by a cruciform member 204 formed of a conductive material. The three modules 205 are each mounted on the three legs of the cruciform member 204 in the motor wheel. Module 205 forms a three-phase power converter, which includes a first conductive bus further having pole 209, which is connected to the series voltage terminal of each module 205 by a feedthrough connector 211 on one side of the cross-shaped member 204. Connected to one side. On the opposite side of the cruciform member 204, a second conductive bus with poles (not shown but similar to pole 209 with a connector similar to connector 211) is connected to the DC voltage terminal of each module. Connected to the other. The two conductive buses define a space between adjacent modules, and this space is filled with the conductive material of the cross member 204. The two conductive buses are separated from the module housing and cruciform member 204 by an insulating material 210 so that, in operation, current is magnetically induced in the cruciform member 204 and in stray connection inductance that exists between the modules. Suppresses magnetic flux changes that occur.
This device is a three-phase permanent magnet AC device. The three modules 205 each include one half-bridge power converter for each phase and are mounted on the legs of the cruciform member 204. There is one module per leg. Each leg acts as a heat exchanger for the corresponding module. The bipolar DC voltage bus provided in the hollow part has one pole 209 connected to a feedthrough connector 211 to the terminal 22 of the module shown in FIG. 4, for example. All the connectors are located on one side of the cross-shaped member 204. The opposite pole of the DC voltage bus (not shown but similar to pole 209 with a connector similar to connector 211) is connected to the other terminal 20 of the module of FIG. This connection is located on the opposite side of the cruciform member 204. Each pole is insulated from the conductive portion of the cruciform member 204 and the module housing by an insulating layer 210.
Since the three modules 205 are separate, the load current is switched by each module, and this switching occurs alternately between one pole and the other so that the stray coupling module 205 is coupled. The connection inductance can cause voltage oscillation between each module capacitor. In this case, the connection inductance must be minimized. One known method of minimizing connection inductance is to connect two adjacent modules by two conductive strips mounted side by side and separated by a thin insulating layer. In order to minimize the connection inductance according to the invention, it is necessary that one connection runs from one side of the module to the other side. Here, as shown in FIG. 27, a simple connection is realized by directly coupling the modules by a direct connection portion located on the lateral side of the leg portion of the cross-shaped member. With this arrangement, the volume between two adjacent connections and between modules is completely filled with a conductive material such as aluminum in the cross member 204. In this way, the spike cancellation effect is further obtained by suppressing the change in magnetic flux generated by the connection inductance existing between the modules and thus avoiding the oscillation of the bus voltage between the capacitors of each module. The center of each leg can be stripped of conductive material without affecting the spike erase effect.
In summary, according to the present invention, the connection inductance of the power converter device is obtained by integrating the power electronic switching device, the DC voltage terminal, the AC voltage terminal and the capacitor in one package characterized by a belt-like current closed loop. Significantly reduced. The voltage spike induced in the connection inductance can be further reduced by adding a second belt-like closed loop, which is referred to herein as a spike canceler and during switching. The module is surrounded so as to surround a belt-like transient current loop circulating portion generated in the module. The reduced connection inductance and spike cancellation device allows for higher switching speeds and frequencies with lower voltage spikes across the switch, thereby improving the efficiency of the power converter.
Although the present invention has been described in detail within the scope of the preferred embodiment, it should be understood that the technical scope of the present invention is defined by the appended claims.

Claims (15)

Two DC voltage terminals for receiving a DC voltage;
One AC voltage terminal that outputs AC voltage;
A half bridge comprising a pair of power switching elements connected as a series totem pole via an alternating voltage terminal between two direct voltage terminals;
Decoupling means for decoupling the half bridge,
The decoupling means includes a series of two or more adjacent superimposed electrode plates separated by a dielectric material, each adjacent electrode plate connected to a different one of the two DC voltage terminals. In a power conversion module with low stray connection inductance that converts DC voltage into AC voltage,
Two or more adjacent overlapping electrode plates extend in a substantially superimposed relationship with the half bridge,
The electrode plate forms a belt-like closed loop conductive path having a reduced cross-sectional area by two power switching elements, a DC voltage terminal, and an AC voltage terminal. Conversion module. Comprising a base composed of a ceramic material, on which a power switching element is mounted,
Each power switching element includes a row of power semiconductor devices installed in parallel,
The AC terminal includes a central metal plate mounted on the base,
Each DC voltage terminal has a laterally extending metal plate mounted on the base and a laterally extending upright metal connected between the laterally extending metal plate and the decoupling means. Including walls,
2. The power conversion module according to claim 1, wherein each power switching element is connected as a series totem pole through a central metal plate of an AC voltage terminal between metal plates extending in the lateral direction of the DC voltage terminal. The belt-shaped closed loop conductive path with reduced cross-sectional area includes a central metal plate, a laterally extending metal plate, a laterally extending upright metal wall, an overlapping electrode plate, and The power conversion module according to claim 2, wherein the power conversion module is formed of a power switching element and has a square cross section. The power conversion module according to claim 2, further comprising a drive device that is mounted on a base near the power semiconductor device and drives the power semiconductor device. The semiconductor device is a gate capacitance control semiconductor device,
Each of the driving devices is
A terminal for receiving a gate signal for a corresponding semiconductor device;
A first resistor connected between the terminal and the gate of the corresponding semiconductor device;
A circuit segment connected in parallel with the first resistor and including a voltage gate control switch and a second resistor connected in series;
A capacitor connected between a gate of the voltage gate control switch and a collector of the corresponding semiconductor device and monitoring a collector voltage signal of the corresponding semiconductor device;
Voltage clamping means connected between the gate of the voltage gate control switch and the terminal,
In operation, the first resistor limits the gate current of the corresponding semiconductor device prior to the collector voltage signal drop to limit the rise time of the collector current, so that in operation the first and second resistors are connected to the collector. 5. The power conversion module according to claim 4, wherein the gate current of the corresponding semiconductor device is limited during the voltage signal drop period, thereby limiting the collector voltage drop time. 5. A control board for controlling the power semiconductor device, wherein the control board is located between the base on which the power switching element is mounted and the decoupling means. Power conversion module. And further comprising a wall made of a conductive material to close the open ends of the belt-like closed loop conductive path, each open end having a central metal plate, a laterally extending metal plate, Limited by the laterally extending upright metal wall edge and the superimposed lower edge of the electrode plate, in operation, current is magnetically induced in the conductive wall and related to stray connection inductance The power conversion module according to claim 1, wherein voltage spikes to be further reduced are further reduced. In addition, the housing includes a conductive wall surrounding a reduced cross-section belt-like closed loop conductive path, and in operation, current is magnetically induced in the conductive wall to further reduce voltage spikes associated with stray connection inductance. The power conversion module according to any one of claims 1 to 6. 9. The power conversion module according to claim 8, wherein at least one of the conductive walls of the housing is formed by coating a metal on an insulating wall. The power conversion module according to claim 8 or 9, wherein the conductive wall of the housing is formed by two or more portions connected to each other. 11. A capacitor according to claim 8, further comprising a capacitor connected between the conductive wall of the housing and one of the DC terminals, the conductive wall providing one connection point for electrical connection. The power conversion module described. 12. The power conversion module according to claim 11, wherein the capacitor is formed by a conductive wall adjacent to the upper electrode plate of the decoupling means, and is insulated from the upper electrode plate by a dielectric material. In a motor wheel including a stator frame supported by a cross-shaped member formed of a conductive material,
Three power conversion modules are respectively attached to the three legs of the cross-shaped member in the motor wheel to form a three-phase power conversion device.
A first conductive bus connected to one DC terminal of each module on one side of the cross-shaped member;
A second conductive bus connected to the other DC terminal of each module on the other side of the cruciform member;
The two conductive buses define a space between adjacent modules filled with the cross-member conductive material, and the two conductive buses and the cross-shaped member are separated by an insulating material so that the current is magnetically operated in operation. The apparatus combining the power conversion module according to any one of claims 1 to 12, which suppresses oscillation in a capacitor of each module due to stray connection inductance that is induced in the cross-shaped member and exists between the modules. A half bridge applies a DC voltage to two DC voltage terminals connected between them, and the half bridge is connected between the DC voltage terminals via a AC voltage terminal as a series totem pole. Including a power switching element,
Switching power switching elements alternately,
Decoupling means comprising a series of two or more adjacent superimposed electrode plates separated by a dielectric material decouples the half bridge, each adjacent electrode plate being connected to a different one of the DC voltage terminals, respectively. In a method of converting a DC voltage that outputs an AC voltage from an AC voltage terminal into an AC voltage
Two or more adjacent superimposed electrode plates are extended in a substantially superimposed relationship with the half bridge,
Converting a DC voltage into an AC voltage, wherein the electrode plate, two power switching elements, a DC voltage terminal, and an AC voltage terminal form a belt-like closed loop conductive path having a reduced cross-sectional area. Method. Claims enclose a reduced cross-section belt-like closed-loop conductive path by a housing that includes a conductive wall, thereby causing current to be magnetically induced to the conductive wall in operation to further reduce voltage spikes associated with stray connection inductance. Item 15. The method according to Item 14.

Images