JP3802035B2 - AC motor - Google Patents
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Description
この発明は、複数のインバータ(電力変換器)を直列または並列に切替え接続できる交流電力供給装置により駆動制御される交流電動機に関するものである。 The present invention relates to an AC motor that is driven and controlled by an AC power supply device that can switch and connect a plurality of inverters (power converters) in series or in parallel.
従来の多重PWMインバータ装置を用いた交流電動機としては、2つのPWMインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成してインバータ出力の高調波を低減するものがあった(たとえば、非特許文献1参照)。 As an AC motor using a conventional multiple PWM inverter device, there is one that reduces the harmonics of the inverter output by synthesizing the waveform with a reactor after shifting the phase of the output waveforms of the two PWM inverters (for example, Non-patent document 1).
従来の交流電動機では、多重PWMインバータ装置により、各PWMインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成する方法では、インバータ出力電圧を調整するために変調率を下げると、インバータ出力の高調波成分が増加し、モータの損失が増加するという課題があった。 In the conventional AC motor, the method of synthesizing the waveform with the reactor after shifting the phase of the output waveform of each PWM inverter by the multiple PWM inverter device, the inverter output is reduced when the modulation rate is lowered to adjust the inverter output voltage. There is a problem that the harmonic component of the motor increases and the loss of the motor increases.
また、非特許文献1に示される交流電動機では、2つのPWMインバータの位相をずらしてリアクトルで合成し、高調波を減らすものであるが、その結果、1次(基本波)成分も減少するという事態が生じるという課題があった。
Further, in the AC motor shown in
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、インバータをPWM駆動したときに発生する高調波電圧の影響を抑制した交流電力供給装置によって駆動制御され、各交流電力発生器で発生した交流電力を入力させて合成することにより、巻線から発生する空間高調波を低減させることのできる交流電動機を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is driven and controlled by an AC power supply device that suppresses the influence of the harmonic voltage generated when the inverter is PWM-driven, and each AC power generator An object of the present invention is to obtain an AC motor capable of reducing spatial harmonics generated from a winding by inputting and synthesizing the AC power generated in the above.
この発明による交流電動機は、固定子および複数の3相巻線を有し、複数の交流電力発生器から電力が供給される交流電動機であって、固定子に、複数の3相巻線を電気的に絶縁させて巻回し、3相巻線の各々に、複数の交流電力発生器で発生した交流電力を入力させるとともに、交流電力が合成され、複数の3相巻線は、第1、第2、第3および第4の3相巻線を含み、固定子に3相巻回され且つY結線された第1の3相巻線と、第1の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相がずらされて巻回され且つΔ結線された第2の3相巻線と、を並列接続し、第1の3相巻線に対して電気角π/12だけ位相がずらされて3相巻回され且つY結線された第3の3相巻線と、第3の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相がずらされて巻回され且つΔ結線された第4の3相巻線と、を並列接続したものである。 An AC motor according to the present invention is an AC motor that has a stator and a plurality of three-phase windings, and is supplied with power from a plurality of AC power generators. Insulated and wound, the AC power generated by a plurality of AC power generators is input to each of the three-phase windings, and the AC power is synthesized. A first three-phase winding including two, third and fourth three-phase windings, three-phase wound around the stator and Y-connected, and an electrical angle π with respect to the first three-phase winding A second three-phase winding wound with a phase shift of / 6 and Δ-connected is connected in parallel, and the phase is shifted by an electrical angle of π / 12 with respect to the first three-phase winding. A third three-phase winding wound in three phases and Y-connected, and a third phase winding wound with an electrical angle π / 6 shifted from the third three-phase winding and a Δ connection A wired fourth three-phase winding is connected in parallel .
この発明によれば、巻線から発生する空間高調波を低減させることができる。 According to the present invention, the spatial harmonics generated from the winding can be reduced.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1を図について説明する。
図1はこの発明の実施の形態1に係る交流電動機のための交流電力供給装置(インバータ装置)の第1の例を示す構成図である。
1 is a block diagram showing a first example of an AC power supply device (inverter device) for an AC motor according to
図1において、バッテリ1には、6個のトランジスタを3相ブリッジ結線して構成した第1の交流電力変換装置としての第1のインバータ2と、同様に6個のトランジスタを3相ブリッジ結線して構成した第2の交流電力変換装置としての第2のインバータ3とが接続されている。
In FIG. 1, a
第1のインバータ2は、バッテリ1の直流正極入力側21と、第2の開閉スイッチ7を介したバッテリ1の直流負極入力側22との間に接続されており、それぞれ直列接続された各一対のトランジスタQu11−Qu12、Qv11−Qv12およびQw11−Qw12が互いに並列接続されて構成されている。
The
同様に、第2のインバータ3は、第3の開閉スイッチ8を介したバッテリ1の直流正極入力側31と、バッテリ1の直流負極入力側32との間に接続されており、それぞれ直列接続された各一対のトランジスタQu21−Qu22、Qv21−Qv22およびQw21−Qw22が互いに並列接続されて構成されている。
Similarly, the
第1のインバータ2の直流負極入力側22には、第1の開閉スイッチ6により第2のインバータ3の直流正極入力側31が接離可能に接続されている。
なお、第1の開閉スイッチ6、第2の開閉スイッチ7および第3の開閉スイッチ8により、直並列接続切替手段が構成されている。また、3相ブリッジを構成する各トランジスタのコレクタ−エミッタ間には、転流用ダイオードDが逆並列接続されている。
The DC
The first open /
電力合成手段としての3相変圧器4は、Y−Y結線された2つの一次巻線と、1つの二次巻線とを備えている。3相変圧器4の第1の一次巻線には、第1の入力端41を介して、第1のイバータ2のU相出力端子、V相出力端子およびW相出力端子が接続されている。
The three-
また、3相変圧器4の第2の一次巻線には、第2の入力端42を介して、第2のイバータ3のU相出力端子、V相出力端子およびW相出力端子が接続されている。
さらに、3相変圧器4の二次巻線には、出力端子43を介して、交流電動機としてのモータ5の3相巻線が接続されている。
Further, the U-phase output terminal, V-phase output terminal, and W-phase output terminal of the
Further, the three-phase winding of the
次に、この発明の実施の形態1に関連した交流電力供給装置の動作について説明する。
まず、モータ5の起動時で回転数(周波数)が低い領域では図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第1の開閉スイッチ6が閉、第2、第3の開閉スイッチ7、8が開となり第1のインバータ2と第2のインバータ3が直列接続される。この結果、第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力電圧はバッテリ1の電圧の1/2の電圧となる。この状態で第1のインバータ2、第2のインバータ3が動作すると各インバータ2、3の出力は3相変圧器4で合成されてモータ5の3相巻線に入力される。
Next, the operation of the AC power supply apparatus related to
First, in a region where the rotational speed (frequency) is low when the
直列接続すると第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力電圧が1/2になるため、各インバータ2、3の出力電圧も1/2が最大となり、モータ5の回転数が低いときに低い起電力で駆動する。だが、第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力電圧が低いため各インバータ2、3の変調率は従来の場合の2倍に大きくできる。したがって、第1のインバータ2および第2のインバータ3の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。
When connected in series, the DC input voltage of the
次に、モータ5の回転数が上がって行くと、図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第1の開閉スイッチ6を開、第2、第3の開閉スイッチ7、8を閉にして第1のインバータ2と第2のインバータ3を並列接続する。この結果、各インバータ2、3の直流入力電圧はバッテリ1の電圧そのものとなる。したがって、従来と同等の電圧が得られ、モータ5の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
Next, when the number of rotations of the
上記では、2個のインバータ2、3の出力を3相変圧器4で合成する構成を示したが、2個のインバータの出力を各々別の2個のモータの駆動に用いてもよい。
また、図2はこの発明の実施の形態1に関連したインバータ装置の第2の例を示す構成図である。なお、図2において、図1と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
In the above description, the configuration in which the outputs of the two
FIG. 2 is a block diagram showing a second example of the inverter device related to the first embodiment of the present invention. 2, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts as those described above, and a detailed description thereof will be omitted.
図2に示したインバータ装置は、図1に示すインバータ装置から第3の開閉スイッチ8が省略され、カソードが第1のインバータ2の直流正極入力側に接続され、アノードが第2のインバータ3の直流正極入力側に接続されている。図2の構成において、第2のインバータの直流正極側31は、常時バッテリ1の正極端子に接続されている。
The inverter device shown in FIG. 2 has the third open / close switch 8 omitted from the inverter device shown in FIG. 1, the cathode is connected to the DC positive input side of the
したがって、第1の開閉スイッチ6が閉で、且つ、第2の開閉スイッチ7が開の場合には、第1のインバータ2および第2のインバータ3が直列接続され、このときのインバータ制御動作は、図1の場合と同様になる。
Therefore, when the first opening /
いま、第2の開閉スイッチ7が閉、第1の開閉スイッチ6が開の状態では、ダイオード9により第2のインバータ3へのバッテリ電圧の印加が阻止されため、第1のインバータ2のみが第2の開閉スイッチ7によりバッテリ1に接続され、第2のインバータ3にはバッテリ1が接続されない状態となる。この状態で第1のインバータ2を動作させると、第1のインバータ2のみでモータ5を駆動することになる。
Now, when the second open /
だが、高速回転時は、高い電圧が要求され、電流は少なくてもよいので特にインバータのスイッチング素子の電流容量を大きなものにする必要はない。このようにすることで開閉スイッチを第1、2第の開閉スイッチ6、7の2個で構成できる。また、第2の開閉スイッチ7を開放時に、第2のインバータ3の発生電圧はダイオード9によりバッテリ1に回生することができる。
However, during high-speed rotation, a high voltage is required and the current may be small, so it is not necessary to increase the current capacity of the inverter switching element. In this way, the open / close switch can be composed of two switches, the first and second open /
図1、図2の例では、第1および第2のインバータ2、3の出力電圧を3相変圧器4で合成してモータに5に供給した場合を示したが、第3の例に係るモータ5においては、図3の回路図に示すように、Y結線された第1の3相巻線51a、51b、51cと、同じくY結線された第2の3相巻線52a、52b、52cと、が同一のスロットに巻回されている。
1, in the example of FIG. 2 shows the case of supplying to 5 to the motor by synthesizing output voltages of the first and
そして、第1の3相巻線51a、51b、51cは第1の入力端41を介して第1のインバータ2の3相出力に接続され、第2の3相巻線52a、52b、52cは第2の入力端42を介して第2のインバータ3の3相出力に接続されている。
The first three-
すなわち、第1のインバータ2の3相出力と第2のインバータ3の3相出力をモータ5内部の固定子(電機子)のスロットで合成するようにしたものであり、その結果、3相変圧器4が不要になる。
In other words, the three-phase output of the
図4は各3相巻線の例を示す巻線図であり、1極あたりのスロット数が12の場合の全節巻きの例を示している。
図4において、U1、V1、W1は第1の3相巻線、U2、V2、W2は第2の3相巻線で、第1の3相巻線と同じスロットに巻かれている。
FIG. 4 is a winding diagram showing an example of each three-phase winding, and shows an example of full-pitch winding when the number of slots per pole is twelve.
In FIG. 4, U1, V1, and W1 are first three-phase windings, and U2, V2, and W2 are second three-phase windings that are wound in the same slot as the first three-phase winding.
インバータ装置によるモータ制御動作は、図1の場合と同様に、第1の開閉スイッチ6が閉、第2、第3の開閉スイッチ7、8が開の状態では第1のインバータ2と第2のインバータ3が直列接続された状態となり、第1のインバータ2および第2のインバータ3に印加される直流入力電圧はバッテリ1の電圧の1/2の電圧となる。
As in the case of FIG. 1, the motor control operation by the inverter device is similar to the
この状態で第1のインバータ2、第2のインバータ3が動作すると各インバータ2、3の出力はモータ5内部の第1の3相巻線51a、51b、51c、第2の3相巻線52a、52b、52cで合成されモータ5を駆動する。このとき、各インバータ2、3の直流入力電圧が1/2になっているので各インバータ2、3の出力電圧も1/2が最大となり、モータ5の回転数が低いときは低い起動電圧で駆動するが、印加される直流入力電圧が低いため各インバータ2、3の変調率は従来の場合の2倍大きくできる。
When the
したがって、各インバータ2、3の出力電圧形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。また、2個のインバータ2、3の出力電流がモータ5内で合成されるので個々のインバータ2、3のスイッチング素子の電流容量はインバータ装置を1個で構成した場合の1/2でよく、トータルのスイッチング素子の電流容量は同じもので済む。
Therefore, the ratio of the harmonic voltage to the output voltage type of each
次に、第1の開閉スイッチ6を開、第2、第3の開閉スイッチ7、8を閉とすると、第1のインバータ2と第2のインバータ3は並列接続され、各インバータ2、3の直流入力電圧はバッテリ1の電圧そのものとなる。したがって、第1のインバータ2と第2のインバータ3を直列接続したときの2倍の出力電圧が得られ、モータ5の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
Next, when the first open /
また、図5のように、第3の開閉スイッチ8を省略して、図2の場合と同様にインバータ装置を構成し、低速時は第1の開閉スイッチ6を閉、第2の開閉スイッチ7を開とし、高速時は第1の開閉スイッチ6を開、第2の開閉スイッチ7を閉としてもよい。
Further, as shown in FIG. 5, the third opening / closing switch 8 is omitted, and an inverter device is configured in the same manner as in FIG. 2, and the first opening /
この場合、高速時には第1の3相巻線51a、51b、51cのみに電流を流すため、モータ5の効率が若干低下するが、開閉スイッチを2個で構成できる。また、高速時においては電圧が2倍になるのでインバータ出力電流は1/2でよいため1個のインバータでモータ5を駆動してもインバータのスイッチング素子の電流容量を増やす必要はない。
In this case, since the current flows only through the first three-
図6はこの発明の実施の形態1に関連した第4の例におけるPWM波形生成の概念を説明するためのブロック図である。
図6において、三角波発信器101は、搬送波としての三角波を発信し、3相電圧発生器102は、図示しないインバータの電圧指令に基づく振幅値を有するたとえば正弦波からなる3相基準電圧を発生する。
FIG. 6 is a block diagram for explaining the concept of PWM waveform generation in the fourth example related to the first embodiment of the present invention .
In FIG. 6, a
コンパレータ103〜105は、それぞれ一方の入力端子に三角波発信器101より搬送波としての三角波を入力し、他方の入力端子に3相電圧発生器102より発生した3相基準電圧を入力して三角波の振幅と3相基準電圧の振幅とを比較する。
反転器106は、三角波発信器101より発生した三角波の論理レベルを反転して出力する。
Each of the
The
コンパレータ107〜109は、それぞれ、一方の入力端子において、三角波発信器101より発生して反転器106で論理レベルが反転された三角波を取り込み、他方の入力端子において、3相電圧発生器102より発生した3相基準電圧を取り込むことにより、三角波の振幅と3相基準電圧の振幅とを比較する。
Each of the
図7(a)〜(e)はPWM波形生成動作を説明するための電圧波形を示すタイミング波形図であり、1相分の波形のみを示している。
図7(a)において、3相電圧発生器102から3相基準電圧111が発生し、三角波発信器101から三角波(変調電圧)110が出力されてコンパレータ103〜105に入力されると、各振幅が比較される。
FIGS. 7A to 7E are timing waveform diagrams showing voltage waveforms for explaining the PWM waveform generation operation, and show only waveforms for one phase.
In FIG. 7A, when a three-phase reference voltage 111 is generated from the three-
コンパレータ103〜105では、三角波110の振幅が3相基準電圧111の振幅よりも低い期間毎にレベルがHとなるパルス列112が、PWM変調波として、図7(b)のように出力される。
In the
パルス列112の波形を、図示しない第1のインバータ2(図1を参照)における上側アームのトランジスタのオン信号とし、パルス列112の波形を反転したものを、図示しない第1のインバータ1の下側アームにおけるトランジスタのオン信号とすることにより、第1のインバータ2が駆動される。
The waveform of the
また、図7(b)において、3相電圧発生器102から3相基準電圧114が発生し、反転器106からは三角波発信器101から三角波を反転した三角波(変調電圧)113が出力されてコンパレータ107〜109に入力されると、各振幅が比較される。
In FIG. 7B, a three-phase reference voltage 114 is generated from the three-
コンパレータ107〜109では、三角波113の振幅が3相基準電圧114の振幅よりも低い期間毎にレベルがHとなるパルス列115が、PWM変調波として、図7(d)のように出力される。
In the
パルス列115の波形を、図示しない第2のインバータ3(図1を参照)における上側アームのトランジスタのオン信号とし、パルス列115の波形を反転したものを、図示しない第2のインバータ3の下側アームにおけるトランジスタのオン信号とすることにより、第2のインバータ3が駆動される。
The waveform of the
このようにして生成された2つのPWM波形で、たとえば図3の2つのインバータを駆動すると、その合成された波形は、図7(e)におけるパルス波形116のようになる。
パルス波形116においては、単一のインバータをPWM駆動したものに対して、高調波の周波数が約2倍になる。
When, for example, the two inverters shown in FIG. 3 are driven by the two PWM waveforms generated in this manner, the synthesized waveform becomes a
In the
その結果、モータ5の高調波に対するリアクタンスも2倍となるので、高調波電流が小さくなって、高調波電流による銅損が減り、モータ5の効率が向上する。
さらに、モータ5内部でインバータ出力波形を合成するので、リアクトルなどが不要となる。
As a result, the reactance for the harmonics of the
Further, since the inverter output waveform is synthesized inside the
図6に示した第4の例では、第1および第2のインバータ2、3を、直列/並列切替えできるインバータ装置の例を示したが、2つのインバータ出力を合成するものであれば、特に2つのインバータを開閉スイッチによって直列/並列切替えする必要はなく、あらかじめ並列または直列に接続された2つのインバータの出力をモータ5で合成してモータ駆動波形を形成しても上述と同様の効果がある。
In the fourth example shown in FIG. 6, an example of an inverter device that can switch the first and
また、図4に示すように、2つのインバータを直列接続するか、または、単一のインバータのみを使用するか、を切替えられるように構成されたインバータ装置においては、単一のインバータのみを使用する場合は従来装置と同じであるが、直列接続した場合には、上述と同様の効果を奏する。 In addition, as shown in FIG. 4, in an inverter device configured to be able to switch between two inverters connected in series or only a single inverter, only a single inverter is used. In this case, it is the same as the conventional device, but when it is connected in series, the same effect as described above is obtained.
以下、この発明の実施の形態1に関連した第5の例について、図を用いて説明する。
図8は第5の例に係るモータ5を交流電力供給装置とともに示す構成図である。
なお、図8において、図3と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
Hereinafter, a fifth example related to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 8 is a configuration diagram showing the
In FIG. 8, the same reference numerals as those in FIG. 3 denote the same or corresponding parts as those described above, and thus detailed description thereof will be omitted.
図8に示した第5の例に係るモータ5においては、第1の3相巻線51a、51b、51cと、第2の3相巻線53a、53b、53cと、が互いに電気角π/6だけ空間位相がずらされて同一の固定子に巻回されている。
In the
図9は巻線の例を示す巻線図であり、1極あたりのスロット数12の全節巻きの例を示している。
図9においては、第1の巻線U、V、Wと、第2の巻線R、S、Tとの関係が示されている。
FIG. 9 is a winding diagram showing an example of winding, and shows an example of full-pitch winding with 12 slots per pole.
FIG. 9 shows the relationship between the first windings U, V, and W and the second windings R, S, and T.
第1のインバータ2および第2のインバータ3は、互いに位相が電気角π/6だけずらされた3相交流波形を出力する。
したがって、モータ5は、12相交流電圧で駆動されたものと同様となり、単に各インバータ2、3の出力の位相をずらして合成する従来装置に対し、第1および第2の巻線の空間位相もずらして基本波の低下を防ぎ、これにより、空間高調波を低減し、トルクリップルを抑制し、且つ、高調波損失を低減することができる効果がある。
Therefore, the
図8に示した第5の例では、2つの第1および第2のインバータ2、3が、第1および第3の開閉スイッチ6、8により直列/並列を切替え可能な例を示したが、2つのインバータの出力を合成するものであれば、特に第1および第3の開閉スイッチ6、8による直列/並列の切替えは必要でない。
In the fifth example shown in FIG. 8, the two first and
たとえば、あらかじめ、並列または直列に接続された2つのインバータ出力の駆動波形として、モータ5の第1の3相巻線51a、51b、51cと、第2の3相巻線53a、53b、53cとに出力して合成しても、上述と同様の効果がある。
For example, as drive waveforms of two inverter outputs connected in parallel or in series, first three-
以下、この発明に関連した第6の例について、図を用いて説明する。
図10は第6の例に係るモータ5を交流電力供給装置とともに示す構成図である。
なお、図10において、図8と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
A sixth example related to the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 10 is a configuration diagram showing the
In FIG. 10, the same reference numerals as those in FIG. 8 indicate the same or corresponding parts as those described above, and detailed description thereof will be omitted.
図10に示した第6の例に係るモータ5においては、Y結線された第1の3相巻線51a、51b、51cと、Δ結線された第2の3相巻線54a、54b、54cと、が同一の固定子に巻かれている。
第2の3相巻線54a、54b、54cは、第1の3相巻線51a、51b、51cに対して、電気角π/6だけ空間位相がずらされて巻かれている。
In the
The second three-
巻線の例を図11に示す。図は1極あたりのスロット数が12の場合の全節巻きの例を示している。図において、U、V、WはY結線された第1の3相巻線、R、S、TはΔ結線された第2の3相巻線を示している。すなわち、Y結線とΔ結線により各巻線が巻回される各スロットに印加される電圧の位相を電気角π/6だけずらし、且つ、スロットの配置を電気角π/6だけずらすことで12相交流電圧を作り3相交流で12相交流相当の駆動方式を得ている。このようにすることで空間高調波起磁力が小さくなり、モータ5のトルクリップルの抑制、高調波損失の低減に効果がある。
An example of the winding is shown in FIG. The figure shows an example of full-pitch winding when the number of slots per pole is twelve. In the figure, U, V, and W are Y-connected first three-phase windings, and R, S, and T are Δ-connected second three-phase windings. That is, the phase of the voltage applied to each slot in which each winding is wound by the Y connection and the Δ connection is shifted by an electrical angle π / 6, and the arrangement of the slots is shifted by an electrical angle π / 6. A drive system equivalent to 12-phase alternating current is obtained with 3-phase alternating current by creating alternating voltage. By doing in this way, space harmonic magnetomotive force becomes small, and it is effective in suppression of the torque ripple of the
また、Y結線された第1の3相巻線51a、51b、51cの巻き数と、Δ結線された第2の3相巻線54a、54b、54cの巻き数比を約1:√3とすることでY結線の起電力とΔ結線の起電力のバランスをとることができ、循環電流による損失の増加を低減できる。
Further, the ratio of the number of turns of the first three-
また、このようなモータ内における第1の3相巻線51a、51b、51cと第2の3相巻線54a、54b、54cにより従来の単一のインバータで空間高調波を低減できる。
Further, the first three-
以下、この発明の実施の形態1について、図を用いて説明する。
図12はこの発明の実施の形態1に係るモータ5を交流電力供給装置とともに示す構成図である。
なお、図12において、図10と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
FIG. 12 is a block diagram showing the
In FIG. 12, the same reference numerals as those in FIG. 10 indicate the same or corresponding parts as those described above, and detailed description thereof will be omitted.
図12に示したこの発明の実施の形態1に係るモータ5においては、第1の3相巻線51a、51b、51cがY結線され、第2の3相巻線54a、54b、54cがΔ結線されている。第2の3相巻線54a、54b、54cは、第1の3相巻線51a、51b、51cに対して、その空間位相が電気角π/6だけずらされて同一のスロットに巻回されている。
In
第2の3相巻線54a、54b、54cの3相端は、第1の3相巻線51a、51b、51cの3相端とともに、第1の入力端41を介して、第1のインバータ2の3相出力に接続されている。
The three-phase ends of the second three-
同様に、モータ5においては、第3の3相巻線55a、55b、55cがY結線され、第4の3相巻線56a、56b、56cがΔ結線されている。
第3の3相巻線55a、55b、55cは、第1の3相巻線51a、51b、51cに対して空間位相が電気角π/12だけずらされて同一のスロットに巻回され、第4の3相巻線56a、56b、56cは、第3の3相巻線55a、55b、55cに対して空間位相が電気角π/6だけずらされて同一のスロットに巻回されている。
Similarly, in the
The third three-
第4の3相巻線56a、56b、56cの3相端は、第3の3相巻線55a、55b、55cの3相端とともに、第2の入力端41を介して、第2のインバータ3の3相出力端に接続されている。
The three-phase ends of the fourth three-
図13はこの発明の実施の形態1における巻線図であり、第1〜第4の3相巻線51a、51b、51c、54a、54b、54c〜56a、56b、56cの巻線例を、1極あたりのスロット数が12の場合の全節巻きの例として示している。
FIG. 13 is a winding diagram in
図13において、第1の3相巻線U1、V1、W1はY結線され、第2の3相巻線R1、S1、T1はΔ結線されている。
第2の3相巻線R1、S1、T1は、第1の3相巻線U1、V1、W1に対して、空間位相が電気角π/6だけずらされて巻回され、Δ結線の3相端は、第1の3相巻線U1、V1、W1に接続されている。
In FIG. 13, the first three-phase windings U1, V1, and W1 are Y-connected, and the second three-phase windings R1, S1, and T1 are Δ-connected.
The second three-phase windings R1, S1, and T1 are wound with the spatial phase shifted by an electrical angle of π / 6 with respect to the first three-phase windings U1, V1, and W1. The phase ends are connected to the first three-phase windings U1, V1, and W1.
また、第3の3相巻線U2、V2、W2は、Y結線されており、第4の3相巻線R2、S2、T2はΔ結線されている。
第3の3相巻線U2、V2、W2は、第1の3相巻線U1、V1、W1に対して空間位相が電気角π/12だけずらされて巻回されている。
また、第4の3相巻線R2、S2、T2は、第3の3相巻線U2、V2、W2に対して空間位相が電気角π/6だけずらされて巻回され、Δ結線の3相端は、第3の3相巻線U2、V2、W2に接続されている。
The third three-phase windings U2, V2, and W2 are Y-connected, and the fourth three-phase windings R2, S2, and T2 are Δ-connected.
The third three-phase windings U2, V2, and W2 are wound with the spatial phase shifted from the first three-phase windings U1, V1, and W1 by an electrical angle π / 12.
The fourth three-phase windings R2, S2, and T2 are wound with the spatial phase shifted by an electrical angle of π / 6 with respect to the third three-phase windings U2, V2, and W2, and the Δ connection The three-phase ends are connected to the third three-phase windings U2, V2, and W2.
図12において、第1のインバータ2および第2のインバータ3の3相交流出力の位相を、互いに電気角π/12だけずらすことにより、モータ5は、24相交流電圧で駆動されることになり、空間高調波の大幅な低減およびトルクリップルの抑制が可能となる。
In FIG. 12, by shifting the phases of the three-phase AC outputs of the
第1のインバータ2および第2のインバータ3は、開閉スイッチ6、7、8により直列/並列切替えができるようにしてもよい。
また、開閉スイッチ8を省略して、直列または単独でインバータを使用してもよく、または、あらかじめ直列接続または並列接続に固定してもよい。
The
Further, the open / close switch 8 may be omitted, and an inverter may be used in series or alone, or may be fixed in advance in series connection or parallel connection.
さらに、Y結線の巻線51a、51b、51c、55a、55b、55cと、Δ結線の巻線54a、54b、54c、56a、56b、56cとの巻き数比を、約1:√3に設定することにより、循環電流による損失を減らせることができる。
Further, the winding ratio between the Y-
実施の形態2.
以下、この発明の実施の形態2について、図を用いて説明する。
図14はこの発明の実施の形態2に係る交流電動機のためのインバータ装置を示す構成図である。
なお、図14において、図1と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
FIG. 14 is a configuration diagram showing an inverter device for an AC motor according to
In FIG. 14, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same or corresponding parts as those described above, and detailed description thereof will be omitted.
図14において、第1のインバータ2は、3相ブリッジ結線されており、直流正極入力側21がバッテリ1の正極に接続されている。
第2のインバータ3は、同様に3相ブリッジ結線されており、直流負極入力側32がバッテリ1の負極に接続されている。
In FIG. 14, the
The
第1のインバータ2において、直流負極入力側22は、ダイオード6で第2のインバータ3の直流正極入力側31に接続されるとともに、直流負極入力側22と第2のインバータ3の直流負極入力側32(バッテリ1の負極)との間には、トランジスタ71のコレクタおよびエミッタが接続され、また、直流正極入力側21(バッテリ1の正極)と第2のインバータ3の直流正極入力側31との間には、トランジスタ81のコレクタおよびエミッタが接続されている。
In the
2入力1出力の3相変圧器4において、第1の入力端子41は、第1のインバータ2の出力端に接続され、第2の入力端子42は、第2のインバータ3の出力端に接続され、出力端子43は、モータ5の3相巻線に接続されている。
In the two-input one-output three-
次に、図14に示したこの発明の実施の形態2の動作について説明する。
まず、トランジスタ71およびトランジスタ81をオフして、第1のインバータ2および第2のインバータ3を直列接続すると、第1のインバータ2および第2のインバータ3には、バッテリ1の電圧の1/2の電圧がかかり、第1のインバータ2および第2のインバータ3の出力電圧を低く設定することができる。
Next, the operation of the second embodiment of the present invention shown in FIG. 14 will be described.
First, when the
このため、高い変調率で所望の電圧が得られ、さらに、高調波電圧の含有率が減り、高調波によるインバータ出力の損失を低減することができる。
第1のインバータ2および第2のインバータ3の出力は、3相変圧器4で合成され、モータ5を駆動する。
For this reason, a desired voltage can be obtained with a high modulation rate, the content rate of the harmonic voltage can be reduced, and the inverter output loss due to the harmonic can be reduced.
The outputs of the
次に、モータ5の回生時の動作について説明する。
モータ5が外部から駆動されて発電した場合、3相変圧器4を介して、第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力端に回生電圧が発生する。
Next, the operation at the time of regeneration of the
When the
このとき、第1のインバータ2の回生電圧は、トランジスタ71に並列接続されたダイオード72を介して、バッテリ1に回生されて充電される。
また、第2のインバータ3の回生電圧は、トランジスタ81に並列接続されたダイオード82を介して、バッテリ1に回生されて充電される。
At this time, the regenerative voltage of the
Further, the regenerative voltage of the
次に、トランジスタ71、トランジスタ81をオンにすると、バッテリ1の電圧は、第1のインバータ2およびトランジスタ71を介して供給されるとともに、第2のインバータ3およびトランジスタ81を介して供給され、第1のインバータ2および第2のインバータ3は、並列に接続された状態となる。
Next, when the
したがって、第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力電圧は、いずれもバッテリ1の電圧そのものとなり、各インバータ2、3を直列接続した場合と比べて、2倍の電圧が印加されることになる。
Accordingly, the DC input voltages of the
また、このときの回生時の動作において、第1のインバータ2の回生電圧は、ダイオード72を介してバッテリ1に回生されて充電され、また、第2のインバータ3の回生電圧は、ダイオード82を介してバッテリ1に回生されて充電される。
Further, in this regenerative operation, the regenerative voltage of the
図14に示したこの発明の実施の形態2では、3相変圧器4を用いて、第1のインバータ2および第2のインバータ3の出力を合成してモータ5を駆動したが、3相変圧器4を省略することもできる。
たとえば、図15のように、モータ5の内部で、第1のインバータ2および第2のインバータ3の出力を合成してもよい。
In the second embodiment of the present invention shown in FIG. 14, the
For example, as shown in FIG. 15, the outputs of the
また、各インバータ1、2をPWMインバータとした場合、PWM信号を生成する際の第1のインバータ2に対する搬送波と、第2のインバータ3に対する搬送波との位相を電気角πだけずらして、各インバータ2、3の出力位相を互いに電気角πだけずらしてもよい。
Further, when each of the
また、モータ5の第1の3相巻線および第2の3相巻線の空間位相を、互いに電気角π/6だけずらして、第1のインバータ2および第2のインバータ3の各3相出力位相を電気角π/6だけずらして12相交流電圧を作り、3相交流に基づいて12相交流相当でモータ5を駆動してもよい。
Further, the spatial phases of the first three-phase winding and the second three-phase winding of the
さらに、各インバータ2、3の直列接続時(トランジスタ71、81がオフ時)には各インバータ2、3をPWM駆動し、各インバータ2、3の並列接続時(トランジスタ71、81がオン時)には、各インバータ2、3を120度通電し且つトランジスタ71、81を開閉(オンオフ)作動させることで、各インバータ2、3の直流入力電圧を調整するようにPAM駆動してもよい。
Further, when the
このようにPWM駆動およびPAM駆動を適用した場合、モータ5の回転周波数領域が低くてモータの起電力が小さい場合には、各インバータ2、3を直列接続してPWM駆動することにより、低次の高調波が小さい高効率運転ができ、モータ5の起電力が大きくなる周波数の高い領域では、各インバータ2、3を並列接続することにより、高い駆動電圧を得るとともに、各インバータ2、3のスイッチング周波数を低くすることができるので、各インバータ2、3に使用するスイッチング素子として、動作速度が遅い低価格のものを使用することができる。
When PWM driving and PAM driving are applied in this way, when the rotational frequency region of the
また、モータ5の2つの一次巻線の空間位相を互いに電気角π/6だけずらすとともに、各インバータ2、3の3相出力位相を互いに電気角π/6だけずらすことにより、各インバータ2、3をPAM駆動した際に、PAM駆動によるモータ5の時間高調波も低減することができ、効率のよい運転を実現することができる。
In addition, the spatial phases of the two primary windings of the
また、各インバータ2、3の並列接続時において、トランジスタ71、81を開閉動作させて、各インバータ2、3の直流入力電圧を制御しつつ、各インバータ2、3をPWM駆動してもよい。これにより、各インバータ2、3の変調率が高い状態でモータ5を駆動することができるので、高調波の含有率が減り、効率の高いモータ運転を実現することができる。
Further, when the
なお、上記実施の形態2では直列/並列切替えスイッチとして、トランジスタを使用したが、他の半導体スイッチング素子、たとえば、MOSFETやIGBTなどを使用してもよい。 In the second embodiment , a transistor is used as the series / parallel switch, but other semiconductor switching elements such as MOSFETs and IGBTs may be used.
以下、この発明に関連した第7の例について、図を用いて説明する。
図16は第7の例に係る交流電動機のためのインバータ装置を示す構成図である。
なお、図16において、図15と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
Hereinafter, a seventh example related to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 16 is a block diagram showing an inverter device for an AC motor according to a seventh example .
In FIG. 16, the same reference numerals as those in FIG. 15 denote the same or corresponding parts as those described above, and thus detailed description thereof will be omitted.
図16に示した第7の例に係るインバータ装置においては、前述(図15参照)と同様のダイオード61に対して、トランジスタ62が逆方向並列接続されている。
トランジスタ62は、第1および第2のインバータ2、3を直列接続で使用する際にオンされる。
In the inverter device according to the seventh example shown in FIG. 16, a
The
この場合、モータ5の駆動時においては、先に述べた実施の形態2の場合と同様なので、必ずしもトランジスタ62をオンさせておく必要はない。
一方、モータ5が外部から駆動されて回生動作をする場合には、トランジスタ62がオンされることにより、第1のインバータ2および第2のインバータ3がトランジスタ62を介して直列接続され、各インバータ2、3の電圧がバッテリ1を充電するので、モータ5の逆起電力が小さい低速回転時でも回生動作が容易になる。
In this case, the driving of the
On the other hand, when the
以下、この発明に関連した第8の例について、図を用いて説明する。
図17は第8の例に係る交流電動機のためのインバータ装置を示す構成図である。
なお、図17において、図16と同一符号のものについては、前述と同一または相当部分を示しているので、その詳細な説明は省略する。
The eighth example related to the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 17 is a block diagram showing an inverter device for an AC motor according to an eighth example .
In FIG. 17, the same reference numerals as those in FIG. 16 indicate the same or corresponding parts as those described above, and detailed description thereof will be omitted.
図17に示した第8の例に係るインバータ装置においては、前述(図16参照)と同様のダイオード61に対して、直列にトランジスタ63が追加されるとともに、トランジスタ62に対して、さらに直列にダイオード64が追加されている。
In the inverter device according to the eighth example shown in FIG. 17, a transistor 63 is added in series to the
各ダイオード61、64と、各トランジスタ62、63との接続関係は、以下の通りである。
すなわち、ダイオード61のアノードは、第1のインバータ2の直流負極入力側22に接続され、ダイオード61のカソードは、トランジスタ63のコレクタに接続され、トランジスタ63のエミッタは、第2のインバータ3の直流正極入力側31に接続されている。
The connection relationship between the
That is, the anode of the
また、ダイオード64のカソードは、第1のインバータ2の直流負極入力側22に接続され、ダイオード64のアノードは、トランジスタ64のエミッタに接続され、トランジスタ64のコレクタは、第2のインバータ3の直流正極入力側31に接続されている。
The cathode of the diode 64 is connected to the DC
まず、第1および第2のインバータ2、3の並列駆動時の動作について説明する。
この場合、トランジスタ62、63をオフにするとともに、トランジスタ71、81を開閉動作させて、インバータ2、3の直流入力電圧を変化させることにとり、インバータ2、3をPAM制御する。
First, the operation when the first and
In this case, the
また、第1および第2のインバータ2、3の直列時の動作においては、トランジスタ71、81をオフにするとともに、トランジスタ62、63をオンにする。
このように、トランジスタ62を開閉動作させることにより、第1のインバータ2および第2のインバータ3の直流入力電圧を調節することができる。
Further, in the series operation of the first and
Thus, the DC input voltage of the
また、第1および第2のインバータ2、3は、PAM駆動することができるので、各インバータ2、3のスイッチング素子は、動作速度が遅い低価格のもので充分に使用に耐えることができる。
Further, since the first and
また、各インバータ2、3の直列時にはトランジスタ63を開閉動作し、並列時には、トランジスタ71、81を開閉動作させて、第1および2のインバータ2、3の直流入力電圧を制御するとともに、第1および2のインバータ2、3をPWM制御することにより、PWM変調率が高い状態で使用できるので、高調波含有率が減り、モータ5の効率を向上させることができる。
When the
なお、図18はこの発明に関連した信号発生回路の構成例を示すブロック図である。
図18に示した信号発生回路は、第1および第2のインバータ2、3に対する直列接続/並列接続切替信号および電圧指令信号を生成する切替信号出力手段として機能する。
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration example of a signal generation circuit related to the present invention.
The signal generating circuit shown in FIG. 18 functions as a switching signal output means for generating a series connection / parallel connection switching signal and a voltage command signal for the first and
すなわち、信号発生回路は、この発明の実施の形態1における第1の開閉スイッチ6および第2の開閉スイッチ7、8に対して、または、実施の形態2におけるトランジスタ62、63、71、78に対して、直列接続/並列接続切替信号(H、Lレベル信号)を生成するために用いられる。
That is, the signal generation circuit is connected to the first opening /
図18において、コンパレータ201の+入力端子には、モータ5の駆動制御に応じた電圧指令が入力され、コンパレータ201の−入力端子には、あらかじめ設定された基準電圧が入力される。
ここで、基準電圧は、第1および第2のインバータ2、3が出力し得る最大電圧の1/2の値に設定されており、電圧指令は、所望する正弦波の振幅に相当する直流値である。
In FIG. 18, a voltage command corresponding to drive control of the
Here, the reference voltage is set to a value that is ½ of the maximum voltage that can be output by the first and
コンパレータ201は、入力された電圧指令値が基準電圧よりも高い場合には、各インバータ2、3が並列接続されて各インバータ2、3にバッテリ1の電圧がそのまま印加されるように、Hレベルの並列接続切替信号を出力し、電圧指令値が基準電圧よりも低い場合は、各インバータ2、3が直列接続されるように、Lレベルの出力信号を反転器202でHレベルに反転して直列接続切替信号を出力する。
When the input voltage command value is higher than the reference voltage, the
コンパレータ201の出力信号は、前述(図1参照)のインバータ装置であれば、第2および第3の開閉スイッチ7、8および反転器207を介して、第1の開閉スイッチ6に分岐出力される。
In the case of the inverter device described above (see FIG. 1), the output signal of the
また、電圧指令値が基準電圧よりも高い場合において、コンパレータ201から出力されたHレベルの並列接続切替信号が、ストローブ信号としてアナログバッファ203に入力されると、コンパレータ201に対する電圧指令は、アナログバッファ203を介して、第1および第2のインバータ2、3に対する電圧指令として、3相電圧発生器102(図6参照)に入力される。
なお、図6においては、反転器106で三角波の電圧を反転しているが、必ずしも反転器106は必要ではない。
When the voltage command value is higher than the reference voltage and the H level parallel connection switching signal output from the
In FIG. 6, the voltage of the triangular wave is inverted by the
一方、電圧指令値が基準電圧よりも低い場合には、コンパレータ201から、Lレベル信号が負のストローブ信号としてアナログバッファ204に入力され、電圧指令出力手段としてのかけ算器205で2倍にされた電圧指令が、アナログバッファ204を介して、第1および第2のインバータ2、3の電圧指令として3相電圧発生器102(図6参照)に入力される。
On the other hand, when the voltage command value is lower than the reference voltage, the L level signal is input from the
以上のような回路構成において、電圧指令の値がコンパレータ201で基準電圧と比較され、基準電圧よりも高い場合は第1および第2のインバータ2、3を並列接続するHレベルの並列接続切替信号が出力される。
In the circuit configuration as described above, the value of the voltage command is compared with the reference voltage by the
この結果、たとえばインバータ装置が図1に示す構成であれば、コンパレータ201より第2の開閉器スイッチ7と第3の開閉スイッチ8にHレベルの並列接続切替信号がそれぞれ入力されているので、第2および第3の開閉スイッチ7、8はオンして第1のインバータ2と第2のインバータ3をバッテリ1に対して並列接続する。
As a result, for example, if the inverter device has the configuration shown in FIG. 1, the H-level parallel connection switching signal is input from the
そして、第1の開閉スイッチ6は反転器202でLレベルに反転され信号が入力されるためオフ状態となる。その結果、第1のインバータ2と第2のインバータ3はオン状態となった第2および第3の開閉スイッチ7、8により並列接続される。コンパレータ201に入力された電圧指令は、そのまま第1および第2のインバータの電圧指令値としてアナログバッファ203より3相電圧発生器102に入力される。
The first open /
また、電圧指令値が基準電圧よりも低い場合は、コンパレータ201よりLレベルの信号が出力される。
When the voltage command value is lower than the reference voltage, the
そして、第2および第3の開閉スイッチ7、8にLレベルの信号がそれぞれ入力されてるため、第2および第3の開閉スイッチ7、8はオフ状態となる。また、第1の開閉スイッチ6には反転器202でHレベルに反転された信号が入力されるため、第1の開閉スイッチ6はオン状態となる。その結果、第1のインバータ2と第2のインバータ3はオン状態となった第1の開閉スイッチ6により直列接続される。
Since the L level signal is input to the second and third on / off
コンパレータ201からLレベルの信号がアナログバッファ204のストローブ端子に入力されると、トライステーツバッファ204は掛け算器205により2倍された電圧指令を第1のインバータ2の電圧指令、第2のインバータ3の電圧指令として3相電圧発生器102に出力する。
When an L level signal is input from the
すなわち、各インバータ2、3が直列接続された場合、各インバータ2、3の直流入力電圧が1/2になるためインバータ2、3の電圧指令値を2倍することで実際に出力される電圧を元の電圧指令値と等しくするものである。このようにすることで、常に必要な電圧がインバータ2、3から得られ、且つ、インバータ2、3の変調率を常に高く保ち高調波を最小限におさえて効率のよいモータ運転を行うことができる。
That is, when the
図19(a)は各インバータ2、3(図16参照)に対するスイッチング制御回路の構成例を示すブロック図であり、たとえば図16内の各インバータ2、3を並列接続または直列接続した場合の直流入力電圧の調整に適した回路を示している。
FIG. 19A is a block diagram showing a configuration example of a switching control circuit for each of the
図19(b)は各インバータ2、3に対するPWM信号発生回路の構成例を示すブロック図であり、切替信号により各インバータ2、3が並列/直列接続されている際に、各インバータ2、3にPWM信号を発生する駆動手段としての回路を示している。
FIG. 19B is a block diagram showing a configuration example of a PWM signal generation circuit for each
図19(a)の回路構成に含まれるコンパレータ201は、+入力端子に入力された電圧指令が−入力端子にあらかじめ入力された基準電圧よりも高くなると、Hレベル信号をトライステーツバファ309のストローブ端子に出力する。ここで、電圧指令は、所望する正弦波電圧の振幅に相当する直流値である。
The
一方、電圧指令が基準電圧よりも低くなると、コンパレータ201は、Lレベル信号を反転器202でHレベル信号に反転して、トライステーツバファ301のストローブ端子に出力する。
On the other hand, when the voltage command becomes lower than the reference voltage, the
コンパレータ201から、トライステーツバファ309のストローブ端子にHレベル信号が入力されると、トライステーツバファ309の前段のコンパレータ307から出力されるPWM信号(三角波発生器306からの三角波と電圧指令との比較結果)が、切替信号として、トライステーツバファ309を介してトランジスタ71、81のベースに入力される。
When an H level signal is input from the
また、反転器202から、トライステーツバファ310のストローブ端子にHレベル信号が入力されると、トライステーツバファ310の前段のコンパレータ308から出力されるPWM信号(三角波発生器306からの三角波と掛け算器205で2倍された電圧指令との比較結果)が、切替信号として、トライステーツバファ204を介してトランジスタ62のベースに入力される。
When an H level signal is input from the
また、図19(b)の回路構成に含まれるコンパレータ303〜305は、それぞれ、三角波発生301からの三角波と、3相正弦波発生器302からの正弦波(三角波の振幅と等しい振幅を有する)とを比較して、PWM信号を出力する。
In addition, the
各コンパレータ303〜305は、出力したPWM信号を第1のインバータ2と第2のインバータ3の上アームにおけるトランジスタのベースに入力する。また、図示しないが、出力されたPWM信号は、反転器で反転されて第1のインバータ2と第2のインバータ3の下アームにおけるトランジスタのベースに入力される。
Each of the
次に、図19に示した回路の動作について、図16に示すインバータ装置を例にとって説明する。
まず、インバータ装置の出力電圧を決める電圧指令が基準電圧よりも高くなると、コンパレータ201はHレベル信号をトライステーツバファ309のストローブ端子に入力し、コンパレータ307のPWM信号をトランジスタ81、71のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第1および第2のインバータ2、3を並列接続する。
Next, the operation of the circuit shown in FIG. 19 will be described using the inverter device shown in FIG. 16 as an example.
First, when the voltage command for determining the output voltage of the inverter device becomes higher than the reference voltage, the
トランジスタ81、71はPWM信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、並列接続された各インバータ2、3に入力されるバッテリ電圧は調整される。このとき、第1および第2のインバータ2、3はPWM信号発生回路からのPWM信号により制御されているため正弦波PWMの変調率は常に1になり、高調波が少ない効率のよいモータ運転を行うことができる。
Since the
また、電圧指令が基準電圧よりも低下すると、コンパレータ201からはLレベル信号が出力される。この信号は反転器202でHレベル信号に反転されてトライステーツバファ310のストローブ端子に入力し、コンパレータ308のPWM信号をトランジスタ61のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第1および第2のインバータ2、3を直列接続する。
When the voltage command is lower than the reference voltage, the
トランジスタ61はPWM信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、直列接続された各インバータ2、3に入力されるバッテリ電圧の平均値は調整されるため、常に必要な電圧が第1および第2のインバータ2、3から得られる。
Since the
このとき、第1および第2のインバータ2、3はPWM信号発生回路からのPWM信号により制御されているため正弦波PWMの変調率は常に1になり、高調波が少なくなって効率のよいモータ運転を行うことができる。
At this time, since the first and
なお、上記各実施の形態1、2では、2台のインバータ2、3を直並列接続するように第1〜第3の開閉スイッチ6〜8(または、トランジスタ61〜81)を設けたが、直並列接続するインバータの台数は、2台に限らず3台以上の任意数に設定してもよい。
ただし、インバータ数を増加させる際には、これに応じて、開閉スイッチ数(または、トランジスタ数)を増加させ、複数のインバータを直並列接続させるようにオンオフ動作させることになる。
In the first and second embodiments , the first to third open /
However, when increasing the number of inverters, the number of open / close switches (or the number of transistors) is increased accordingly, and an on / off operation is performed so that a plurality of inverters are connected in series and parallel.
以上のように、この発明の実施の形態1(図12、図13)によれば、固定子に3相巻回され且つY結線された第1の3相巻線と、第1の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相をずらして巻回され且つΔ結線された第2の3相巻線とを並列接続し、第1の3相巻線に対して電気角π/12だけ位相をずらして3相巻回され且つY結線された第3の3相巻線と、第3の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相をずらして巻回され且つΔ結線された第4の3相巻線とを並列接続したので、空間高調波の大幅な低減とともに、トルクリップルの抑制を実現した交流電動機が得られる効果がある。 As described above, according to the first embodiment (FIGS. 12 and 13) of the present invention, the first three-phase winding wound around the stator and Y-connected, and the first three-phase winding A second three-phase winding wound and shifted in phase by an electrical angle π / 6 with respect to the winding is connected in parallel, and the electrical angle π / A third three-phase winding wound in three phases with a phase shift of 12 and Y-connected, and a third three-phase winding wound with a phase shift by an electrical angle of π / 6 and Δ Since the connected fourth three-phase winding is connected in parallel, it is possible to obtain an AC motor that achieves a significant reduction in spatial harmonics and a reduction in torque ripple.
また、この発明の実施の形態2(図14、図15)によれば、並列接続された第1および第2の3相巻線は、第1の交流電力発生器から交流電力が供給され、並列接続された第3および第4の3相巻線は、第2の交流電力発生器から、第1の交流電力発生器からの交流電力に対して電気角π/12だけ位相をずらした交流電力が供給されるようにしたので、電動機は24相交流電圧で駆動されることになり、空間高調波の大幅な低減およびトルクリップルの抑制を実現した交流電動機が得られる効果がある。 Further, according to Embodiment 2 (FIGS. 14 and 15) of the present invention, the first and second three-phase windings connected in parallel are supplied with AC power from the first AC power generator, The third and fourth three-phase windings connected in parallel are connected from the second AC power generator to an AC whose phase is shifted by an electrical angle of π / 12 with respect to the AC power from the first AC power generator. Since electric power is supplied, the electric motor is driven by a 24-phase AC voltage, and there is an effect of obtaining an AC electric motor that realizes a significant reduction in spatial harmonics and suppression of torque ripple.
1 バッテリ、2 第1のインバータ、3 第2のインバータ、4 変圧器、5 モータ、6 第1の開閉スイッチ、7 第2の開閉スイッチ、8 第3の開閉スイッチ、51a〜51c 第1の3相巻線、52a〜52c 第2の3相巻線、53a〜53c 第2の3相巻線、54a〜54c 第2の3相巻線、55a〜55c 第3の3相巻線、56a〜56c 第4の3相巻線、61 ダイオード、62 トランジスタ、63 トランジスタ、64 ダイオード、71 トランジスタ、72 ダイオード、81 トランジスタ、82 ダイオード。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記固定子に、前記複数の3相巻線を電気的に絶縁させて巻回し、前記3相巻線の各々に、前記複数の交流電力発生器で発生した交流電力を入力させるとともに、前記交流電力が合成され、
前記複数の3相巻線は、第1、第2、第3および第4の3相巻線を含み、
前記固定子に3相巻回され且つY結線された前記第1の3相巻線と、前記第1の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相がずらされて巻回され且つΔ結線された前記第2の3相巻線と、を並列接続し、
前記第1の3相巻線に対して電気角π/12だけ位相がずらされて3相巻回され且つY結線された前記第3の3相巻線と、前記第3の3相巻線に対して電気角π/6だけ位相がずらされて巻回され且つΔ結線された第4の3相巻線と、を並列接続したことを特徴とする交流電動機。 An AC electric motor having a stator and a plurality of three-phase windings, to which power is supplied from a plurality of AC power generators,
The stator is wound with the plurality of three-phase windings being electrically insulated, and AC power generated by the plurality of AC power generators is input to each of the three-phase windings, and the AC Power is combined,
The plurality of three-phase windings include first, second, third and fourth three-phase windings;
The first three-phase winding wound in three phases and Y-connected to the stator, and the first three-phase winding is wound out of phase by an electrical angle π / 6 with respect to the first three-phase winding, and The second three-phase windings that are Δ-connected are connected in parallel,
The third three-phase winding, which is three-phase wound and Y-connected with a phase shifted by an electrical angle π / 12 with respect to the first three-phase winding, and the third three-phase winding An AC electric motor comprising a fourth three-phase winding that is wound with a phase shifted by an electrical angle of π / 6 and that is Δ-connected in parallel .
並列接続された前記第1および第2の3相巻線は、前記第1の交流電力発生器から交流電力が供給され、
並列接続された前記第3および第4の3相巻線は、前記第2の交流電力発生器から交流 前記第2の交流電力発生器から供給される交流電力は、前記第1の交流電力発生器から供給される交流電力に対して電気角π/12だけ位相がずらされたことを特徴とする請求項1に記載の交流電動機。 The plurality of AC power generators as first and second AC power generators;
The first and second three-phase windings connected in parallel are supplied with AC power from the first AC power generator,
The third and fourth three-phase windings connected in parallel are exchanged from the second AC power generator. The AC power supplied from the second AC power generator is the first AC power generation. 2. The AC motor according to claim 1, wherein the phase is shifted by an electrical angle of π / 12 with respect to the AC power supplied from the generator.
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