JP3775468B2

JP3775468B2 - AC motor variable speed drive system

Info

Publication number: JP3775468B2
Application number: JP2000014098A
Authority: JP
Inventors: 芳信佐藤; 繁則木下
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-01-19
Filing date: 2000-01-19
Publication date: 2006-05-17
Anticipated expiration: 2020-01-19
Also published as: JP2001204196A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電源の電力によって駆動される交流電動機の可変速駆動システムに関し、特に電気自動車に適した可変速駆動システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４に、従来の交流電動機可変速駆動システムの構成例を示す。
この可変速駆動システムは、システム全体に電力を供給する直流電源１０と、速度指令値に応じて可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータ２０と、インバータ２０の直流リンク電圧を平滑する平滑コンデンサ２１と、前記インバータ２０の交流出力端子に三相の固定子巻線の各一端が接続された交流電動機３０（Ｒは巻線抵抗、Ｌはインダクタンス、Ｅ₁は基本波誘起電圧を示す）と、前記固定子巻線の他端を一括接続した中性点３１と、この中性点３１と接続される半導体スイッチアーム４０と、インバータ２０及び半導体スイッチアーム４０のスイッチング指令（駆動パルス）を作成する制御装置５０とから構成されており、前記中性点３１は半導体スイッチアーム４０の中間接続点に接続されている。
【０００３】
なお、電圧形インバータ２０は、半導体スイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆にそれぞれダイオードを逆並列接続して構成され、半導体スイッチアーム４０は、半導体スイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈にそれぞれダイオードを逆並列接続して構成されている。ここで、半導体スイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈と各ダイオードとの逆並列接続回路を、便宜上、スイッチアームユニットという。
【０００４】
制御装置５０は、速度指令値ω^*から平滑コンデンサ２１の電圧指令値Ｖ_C ^*とインバータ２０の出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*とを演算する電圧指令演算器５１と、角度θ（＝ωｔ）を求めるために速度指令値ω^*を積分する積分器５２と、前記角度θを用いてそれぞれ１２０度（電気角）位相差の正弦波信号を与えるｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃと、これらのｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃの出力と出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*とをそれぞれ乗算する乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃと、これらの乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃから出力される各相毎の電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*通りの電圧をインバータ２０が出力するように半導体スイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆に対する駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａと、コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*と実際値Ｖ_Cとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすために調節動作するＡＶＲ（自動電圧調節器）５７と、ＡＶＲ５７の出力である半導体スイッチアーム４０の内部接続点から中性点３１に流れる電流（以下、零相電流ｉ_nとする）の指令値ｉ_n ^*と実際値ｉ_nとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすために調節動作するＡＣＲ（自動電流調節器）５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０から出力させるように駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂとから構成される。
【０００５】
この制御装置５０では、電圧指令演算器５１が速度指令値ω^*に比例したコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*及び出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*を演算する。そして、交流電動機３０の誘起電圧を理想的な正弦波として扱うために、出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*とｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃからの正弦波信号との積を各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*としている。
これらの電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に応じた出力電圧が得られるように、パルス指令演算器５５ａがインバータ２０の半導体スイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆に駆動パルスを与える。また、平滑コンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉ_nの電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させ、その出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*通りの電圧が得られるようにパルス指令演算器５５ｂが半導体スイッチアーム４０の半導体スイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈に駆動パルスを与えることにより、コンデンサ２１の電圧をその指令値Ｖ_C ^*通りに制御している。
【０００６】
以上のように、制御装置５０は、速度指令値ω^*に基づいて電圧形インバータ２０の各相出力電圧が電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*通りになるように制御すると共に、中性点電圧がその指令値ｖ_n ^*通りになるように制御しており、これによって交流電動機３０の端子電圧の周波数を制御して可変速駆動を行なっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
電気自動車（ＥＶ）に用いられる交流電動機は、高効率化のために界磁電流が不要な永久磁石同期電動機が用いられることが多い。この場合、電動機の小型・軽量化を図りながら発生トルクを大きくしようとすると一般電動機に比べて極数が多くなり、同一の巻線数のもとでは毎極毎相スロット数が減少する傾向がある。そのため、電動機の誘起電圧波形は一般電動機に比べて多くの高調波成分が重畳されている。
この高調波成分のうち相数の整数倍調波は誘起電圧と同相成分になるため、従来の制御装置を用いた場合には、この相数の整数倍調波電圧に起因する零相電流が平滑コンデンサ２１の充放電電流として流れるので、銅損が増加するという問題がある。
また、誘起電圧を正弦波成分のみとして制御するために磁束の高調波成分を有効に利用することができないだけでなく、トルクリプルが発生して乗り心地が悪化するという問題もある。
【０００８】
そこで本発明の解決課題は、不要な零相電流をなくして銅損を低減すると共に、トルクリプルを少なくして乗り心地を向上させた交流電動機の可変速駆動システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明では、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの各相電圧指令値に加算した値を新たな各相電圧指令値としてインバータに対する駆動パルスを生成する。
これにより、交流電動機の固定子巻線に誘起される高調波電圧成分に起因した零相電流を低減することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明では、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの中性点電圧指令値から減算した値を新たな中性点電圧指令値として半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成する。
これにより、交流電動機の固定子巻線に誘起される高調波電圧成分に起因した零相電流を低減することができる。
【００１１】
請求項３記載の発明では、交流電動機の無負荷誘起電圧に対して瞬時力率がほぼ１となるような各相電流指令値を演算し、これらの各相電流指令値と実際値との偏差に基づいてインバータに対する各相電圧指令値を生成する。
これにより、交流電動機の電流当たりのトルクを最大にし、低トルクリプルを実現することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下では、交流電動機として３相対称巻線を有する永久磁石同期電動機を用い、この電動機を回転速度ωで駆動している場合について、本発明の実施形態を説明する。
高調波成分を考慮した各相の無負荷誘起電圧ｅ_u，ｅ_v，ｅ_wを数式１、電動機の固定子巻線の中性点における誘起電圧成分ｖ_enを数式２に示す。この数式２によれば、中性点の誘起電圧成分ｖ_enには誘起電圧の３倍調波成分が含まれることが分かる。なお、数式１，数式２において、ｅ₁，ｅ₃，ｅ₅，……は各々基本波、３倍調波、５倍調波、……の振幅である。
【００１３】
【数１】
ｅ_u＝ｅ₁ｓｉｎωｔ＋ｅ₃ｓｉｎ３ωｔ＋ｅ₅ｓｉｎ５ωｔ＋ｅ₇ｓｉｎ７ωｔ＋…
ｅ_v＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｅ₃ｓｉｎ３（ωｔ−２π／３）＋ｅ₅ｓｉｎ５（ωｔ−２π／３）＋ｅ₇ｓｉｎ７（ωｔ−２π／３）＋…
ｅ_w＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）＋ｅ₃ｓｉｎ３（ωｔ−４π／３）＋ｅ₅ｓｉｎ５（ωｔ−４π／３）＋ｅ₇ｓｉｎ７（ωｔ−４π／３）＋…
【００１４】
【数２】
ｖ_en＝１／３（ｅ_u＋ｅ_v＋ｅ_w）＝ｅ₃ｓｉｎ３ωｔ＋ｅ₉ｓｉｎ９ωｔ＋…
【００１５】
従来の制御方法では、各相の電圧指令を演算する際に無負荷誘起電圧の基本波成分しか考慮していないため、無負荷時の各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*は数式３のように無負荷誘起電圧の基本波成分に等しく設定している。
なお、数式３におけるｅ₁は、図４の電圧指令演算器５１から出力される出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*に等しい。
【００１６】
【数３】
ｖ_u ^*＝ｅ₁ｓｉｎωｔ
ｖ_v ^*＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｖ_w ^*＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
【００１７】
平滑コンデンサ２１を流れる零相電流（中性点電流）ｉ_nは、中性点電圧指令値をｖ_n ^*、１相当たりの巻線抵抗をＲ、漏れインダクタンスをＬ、ラプラス演算子をｓとすると、数式４で求められる。数式４の最右辺第２項（３ｖ_en／（Ｒ＋ｓＬ））及び数式２より、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れていることが分かる。
【００１８】
【数４】

【００１９】
そこで請求項１記載の発明の実施形態では、数式３の各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に代えて、これらに数式２の中性点誘起電圧成分ｖ_enを加算した新たな電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*（数式５参照）を用いることとする。この各相電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*を用いることで数式４の最右辺第２項が打ち消されてゼロになり、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れないことが分かる。
【００２０】
【数５】
ｖ_u'^*＝ｖ_u ^*＋ｖ_en＝ｅ₁ｓｉｎωｔ＋ｖ_en
ｖ_v'^*＝ｖ_v ^*＋ｖ_en＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｖ_en
ｖ_w'^*＝ｖ_w ^*＋ｖ_en＝ｅ₁ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）＋ｖ_en
【００２１】
図１は、請求項１記載の発明の実施形態を示す回路図であり、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
主回路を構成する直流電源１０，半導体スイッチアーム４０，平滑コンデンサ２１，電圧形インバータ２０の構成は図４と同一であるが、交流電動機３０Ａでは基本波誘起電圧Ｅ₁の他に３倍の誘起電圧成分Ｅ₃を図示してある。
【００２２】
制御装置５０Ａは、速度指令値ω^*からコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*とインバータ２０の出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*とを演算する電圧指令演算器５１と、速度指令値ω^*を積分する積分器５２と、積分器５２の出力である角度θを用いて１２０度位相差の正弦波信号を与えるｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃと、ｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃの出力と出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*（＝ｅ₁）とをそれぞれ乗算する乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃと、速度指令値ω^*と角度θとを用いて中性点誘起電圧成分ｖ_enを演算する３倍調波演算器６０と、３倍調波演算器６０の出力を各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に加算する加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃと、加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃの出力である新たな電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*通りの電圧をインバータ２０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａと、コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*と実際値Ｖ_Cとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすように調節動作するＡＶＲ５７と、ＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉ_n ^*と実際値ｉ_nとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすように調節動作するＡＣＲ５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂとから構成される。
なお、３倍調波演算器６０は、前述の数式２における振幅情報ｅ₃，ｅ₉，……を保持しているものとする。
【００２３】
制御装置５０Ａでは、速度指令値ω^*に比例したコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*及び出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*（＝ｅ₁）を電圧指令演算器５１が演算する。そして、交流電動機３０Ａの誘起電圧の３倍調波成分を考慮し、数式５に示したように出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*（＝ｅ₁）と各正弦波信号との積に中性点誘起電圧成分ｖ_enをそれぞれ加算して新たな各相の電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*を演算する。
これらの電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*に応じた電圧が得られるようにインバータ２０のスイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆に駆動パルスを与え、一方、コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*通りに電圧制御するべくコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉ_nの電流偏差に対してＡＣＲ５９を用い、その出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈に駆動パルスを与えることにより、交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００２４】
本実施形態によれば、前述した数式４における各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に代えて、各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に中性点誘起電圧成分ｖ_enを加算した各相電圧指令値ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*を用いているので、数式４の最右辺第２項の３倍調波成分に起因する零相電流成分（３ｖ_en／（Ｒ＋ｓＬ））が打ち消されてゼロになる。このことは、数式４におけるｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*の代わりに数式５で示されるｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*を代入すれば明らかである。
これにより、不要な零相電流が低減されることになり、銅損が減少する。
【００２５】
次に、請求項２に記載した発明においては、従来の中性点電圧指令値ｖ_n ^*から数式２に示される中性点誘起電圧成分ｖ_enを減算した数式６の中性点電圧指令値ｖ_n'^*を用いることとする。
この中性点電圧指令値ｖ_n'^*を数式４の中性点電圧指令値ｖ_n ^*の代わりに用いることで数式４の最右辺第２項（３ｖ_en／（Ｒ＋ｓＬ））が打ち消されてゼロになり、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れなくなる。
【００２６】
【数６】
ｖ_n’^*＝ｖ_n ^*−ｖ_en
【００２７】
図２は、請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。主回路の構成は図１と同じであるため、図２には制御装置５０Ｂの構成例のみを示す。
制御装置５０Ｂにおいて、図１と異なる部分を中心に説明すると、図２の実施形態では、乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃの出力がそのまま各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*としてパルス指令演算器５５ａに加えられている。また、ＡＣＲ５９の出力側に減算器６２が設けられ、ＡＣＲ５９から出力される中性点電圧指令値ｖ_n ^*から３倍調波演算器６０の出力である中性点誘起電圧成分ｖ_enを減算した値が、新たな中性点電圧指令値ｖ_n'^*としてパルス指令演算器５５ｂに入力されている。
【００２８】
この制御装置５０Ｂでは、速度指令値ω^*に比例したコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*及び出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*を演算し、出力電圧振幅指令値Ｖ_A ^*と正弦波信号との積を乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃにより求めてそのまま各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*とする。インバータ２０のスイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆に対しては、各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*通りの電圧が出力されるように駆動パルスを与える。
【００２９】
また、コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*通りに電圧制御できるようにコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉ_nの電流偏差を求め、この電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させて中性点電圧指令値ｖ_n ^*を得る。
この中性点電圧指令値ｖ_n ^*は減算器６２に入力され、前述した数式６に従って３倍調波演算器６０からの中性点誘起電圧成分ｖ_enを減算することにより新たな中性点電圧指令値ｖ_n'^*が生成される。この中性点電圧指令値ｖ_n'^*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈に駆動パルスを与えることにより、交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００３０】
本実施形態においては、中性点電圧指令値ｖ_n ^*から中性点誘起電圧成分ｖ_enを減算して新たな中性点電圧指令値ｖ_n'^*を得ることで、先の実施形態と同様に数式４の最右辺第２項（３ｖ_en／（Ｒ＋ｓＬ））を打ち消してゼロにし、不要な零相電流をなくして銅損を低減することができる。このことは、数式４におけるｖ_n ^*の代わりに数式６で示されるｖ_n'^*を代入すれば明らかである。
【００３１】
次に、請求項３に記載した発明の実施形態を説明する。
まず、交流電動機として３相対称巻線を有する永久磁石同期電動機を用いた場合、そのトルクτは数式７に示すとおりである。
【００３２】
【数７】
τ＝（１／ω）・｛ｅ_u（ｉ_u−ｉ_n／３）＋ｅ_v（ｉ_v−ｉ_n／３）＋ｅ_w（ｉ_w−ｉ_n／３）｝
【００３３】
また、数式７のトルクに対応する交流電動機の無負荷誘起電圧及び電流成分を数式８，数式９のような２つの瞬時値ベクトルｅ₀，ｉ₀に分けることとする。
【００３４】
【数８】
ｅ₀＝（ｅ_u，ｅ_v，ｅ_w）／ω＝（ｅ_u0，ｅ_v0，ｅ_w0）
【００３５】
【数９】
ｉ₀＝（ｉ_u−ｉ_n／３，ｉ_v−ｉ_n／３，ｉ_w−ｉ_n／３）＝（ｉ_u0，ｉ_v0，ｉ_w0）
【００３６】
数式８と数式９を用いると、トルクτは数式１０で表すことができる。
【００３７】
【数１０】
τ＝ｅ₀・ｉ₀ ^T＝｜｜ｅ₀｜｜｜｜ｉ₀｜｜ｃｏｓφ
【００３８】
数式１０において、Ｔは転置行列を示す。また、φは瞬時値ベクトルｅ₀とｉ₀との交角とし、
｜｜ｅ₀｜｜＝√（ｅ_u0 ²＋ｅ_v0 ²＋ｅ_w0 ²），｜｜ｉ₀｜｜＝√（ｉ_u0 ²＋ｉ_v0 ²＋ｉ_w0 ²）
とする。
数式１０から、所定の電流でトルクが最大になるのは、無負荷誘起電圧の瞬時値ベクトルｅ₀と電流の瞬時値ベクトルｉ₀との瞬時値力率であるｃｏｓφが１、つまりｅ₀とｉ₀とが同相になる時であり、その時の電流ベクトルの条件は数式１１となる。ただし、数式１１において、αは係数である。
【００３９】
【数１１】
ｉ₀＝α・ｅ₀
【００４０】
ｃｏｓφ＝１の場合、数式１０，数式１１から、あるトルク指令値τ^*のもとでの係数αは数式１２となり、そのときの電流の瞬時値ベクトルは数式１１に基づいて数式１３となる。更に、各相電流の瞬時値は数式１４となる。
【００４１】
【数１２】
α＝τ^*／ｅ₀ｅ₀＝τ^*／｜｜ｅ₀｜｜²
【００４２】
【数１３】
ｉ₀＝τ^*・ｅ₀／｜｜ｅ₀｜｜²
【００４３】
【数１４】

【００４４】
請求項３の実施形態においては、数式１４に示すような各相電流を流すことにより瞬時値力率を１とし、所望の一定トルクを得るための電流を最小にして低トルクリプルと銅損の最小化を実現するものである。
図３は請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。主回路の構成は図１，図２と同じであるため、図３には制御装置５０Ｃの構成例のみを示す。
【００４５】
制御装置５０Ｃは、速度指令値ω^*からコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*を演算する電圧指令演算器５１と、コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*と実際値Ｖ_Cとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすように調節動作するＡＶＲ５７と、ＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉ_n ^*と実際値ｉ_nとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすように調節動作するＡＣＲ５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂと、速度指令値ω^*と実際値ωとの偏差を求める減算器６３と、回転数偏差を無くすように調節動作するＡＳＲ（自動速度調節器）６４と、回転数ωと角度θとから各相の誘起電圧瞬時値ベクトルｅ_u0，ｅ_v0，ｅ_w0を演算する誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５と、ＡＳＲ６４の出力であるトルク指令値τ^*と誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５の出力である誘起電圧瞬時値ベクトルｅ_u0，ｅ_v0，ｅ_w0とＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉ_n ^*とから各相電流指令値ｉ_u ^*，ｉ_v ^*，ｉ_w ^*を演算する電流指令演算器６６と、電流指令値ｉ_u ^*，ｉ_v ^*，ｉ_w ^*と実際値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wとの偏差を各相毎に求める減算器６７ａ，６７ｂ，６７ｃと、電流偏差を無くすように調節動作する各相毎のＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃと、ＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃの出力である各相毎の電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*通りの電圧をインバータ２０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａとから構成される。
【００４６】
この制御装置５０Ｃでは、電圧指令演算器５１が速度指令値ω^*に比例したコンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*を演算し、その電圧指令値通りに電圧を制御するためにコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉ_nに対して電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させ、その出力である中性点電圧指令値ｖ_n ^*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ₇，Ｔｒ₈に駆動パルスを与える。
一方、速度指令値ω^*と実際値ωとの偏差を無くすようにＡＳＲ６４を動作させてトルク指令値τ^*を求める。
【００４７】
また、誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５では、回転数ωと角度θから数式８に示すように誘起電圧瞬時値ベクトルｅ_u0，ｅ_v0，ｅ_w0を演算する。ここで、誘起電圧瞬時値ベクトル演算器としては、予め数式８を演算して求めた値をテーブルにしておいて、回転数ωと角度θから誘起電圧瞬時値ベクトルを求めても良い。
そして、電流指令演算器６６では、ＡＳＲ６４の出力であるトルク指令値τ^*と誘起電圧瞬時値ベクトルｅ_u0，ｅ_v0，ｅ_w0とを用いて数式１４により各相電流の瞬時値を求め、更に零相電流指令値ｉ_n ^*を用いて数式９により各相の電流指令値ｉ_u ^*，ｉ_v ^*，ｉ_w ^*を演算する。
これらの電流指令値ｉ_u ^*，ｉ_v ^*，ｉ_w ^*に応じた電流が流れるように各相毎にＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃを用い、その出力である各相毎の電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*通りの電圧が得られるようにインバータ２０の各スイッチング素子Ｔｒ₁〜Ｔｒ₆に駆動パルスを与えて交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００４８】
この実施形態では、最大トルクを与える（力率を１にするための）電流の瞬時値ベクトルの条件式（数式１１）に基づいてあるトルク指令値τ^*のもとでの電流の瞬時値ベクトルを数式１３により求め、これを数式１４により各相電流の瞬時値に変換して数式９により各相電流指令値ｉ_u ^*，ｉ_v ^*，ｉ_w ^*を演算している。従って、インバータ２０の出力電流（交流電動機３０の固定子巻線電流）の瞬時値は数式１４に従って流れるので交流電動機３０の瞬時力率が１になり、トルク指令値τ^*を所望の一定値とおいた場合に当該トルクを得るための電流が小さくなってトルクリプルや銅損の低減が可能になる。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように請求項１に記載した発明によれば、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をインバータの各相電圧指令値に重畳することにより、前記誘起電圧成分によって流れる零相電流をなくして銅損を減少させることができる。
【００５０】
また、請求項２に記載した発明によれば、前記中性点誘起電圧成分を中性点電圧指令値（半導体スイッチアームの電圧指令値）に重畳することにより、請求項１の発明と同様に誘起電圧成分によって流れる零相電流をなくして銅損を減少させることができる。
【００５１】
請求項３に記載した発明によれば、無負荷誘起電圧に対する瞬時力率が１または１に近い値となる電流が流れるように、インバータに対する各相電圧指令を与えることにより、所望のトルクを得る場合の電流を最小にすることができ、低トルクリプル、高出力、低銅損を実現することができる。
【００５２】
なお、本発明の実施形態は永久磁石同期電動機を対象としたものであるが、直流励磁式の同期電動機や誘導電動機においても誘起電圧波形に高調波成分を含む場合があるため、本発明はこれらの交流電動機の可変速駆動システムとしても有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図４】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１０：直流電源
２０：電圧形インバータ
２１：平滑コンデンサ
３０Ａ：交流電動機
３１：中性点
４０：半導体スイッチアーム
５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ：制御装置
５１：電圧指令演算器
５２：積分器
５３ａ，５３ｂ，５３ｃ：ｓｉｎテーブル
５４ａ，５４ｂ，５４ｃ：乗算器
５５ａ，５５ｂ：パルス指令演算器
５６，５８，６２，６７ａ，６７ｂ，６７ｃ：減算器
５７：ＡＶＲ
５９，６８ａ，６８ｂ，６８ｃ：ＡＣＲ
６０：３倍調波演算器
６１ａ，６１ｂ，６１ｃ：加算器
６４：ＡＳＲ
６５：誘起電圧瞬時値ベクトル演算器
６６：電流指令演算器
Ｔｒ₁〜Ｔｒ₈：半導体スイッチング素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable speed drive system for an AC motor driven by electric power of a DC power source, and more particularly to a variable speed drive system suitable for an electric vehicle.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 shows a configuration example of a conventional AC motor variable speed drive system.
This variable speed drive system includes a DC power supply 10 that supplies power to the entire system, a voltage source inverter 20 that outputs an AC voltage of variable voltage and variable frequency according to a speed command value, and a DC link voltage of the inverter 20 is smoothed. And an AC motor 30 having one end of a three-phase stator winding connected to the AC output terminal of the inverter 20 (R is a winding resistance, L is an inductance, E ₁ is a fundamental wave induced voltage) And a neutral point 31 in which the other ends of the stator windings are connected together, a semiconductor switch arm 40 connected to the neutral point 31, and switching commands (drive pulses) of the inverter 20 and the semiconductor switch arm 40. The neutral point 31 is connected to the intermediate connection point of the semiconductor switch arm 40.
[0003]
The voltage source inverter 20 is configured by connecting diodes to the semiconductor switching elements Tr _{1 to} Tr ₆ in antiparallel, and the semiconductor switch arm 40 includes diodes connected to the semiconductor switching elements Tr ₇ and Tr ₈ in antiparallel. Configured. Here, the antiparallel connection circuit of the semiconductor switching elements Tr ₇ and Tr ₈ and each diode is referred to as a switch arm unit for convenience.
[0004]
The control device 50 includes a voltage command calculator 51 that calculates the voltage command value V _C ^{* of the} smoothing capacitor 21 and the output voltage amplitude command value V _A ^{* of the} inverter 20 from the speed command value ω ^*, and an angle θ (= ωt). Integrator 52 for integrating speed command value ω ^* to obtain sine, sin tables 53a, 53b, 53c for giving sine wave signals of 120 degrees (electrical angle) phase difference using the angle θ, and these sins Multipliers 54a, 54b and 54c for multiplying the outputs of the tables 53a, 53b and 53c and the output voltage amplitude command value V _A ^* , respectively, and voltage commands for each phase output from these multipliers 54a, 54b and 54c values _{^{_{^{v u *, v v *,}}}} v and pulse command calculator 55a for calculating a driving pulse to the semiconductor switching elements Tr ₁ to Tr ₆ as the voltage _w ^* as output from the inverter 20, con A subtracter 56 for obtaining a voltage deviation between capacitors voltage command value V _C ^* and the actual value V _C, and AVR (Automatic Voltage regulator) 57 which regulates operation to eliminate the voltage deviation, the semiconductor switch is an output of the AVR57 current flowing from the internal connection point of the arm 40 to the neutral point 31 (hereinafter referred to as zero-phase current i _n) and a subtractor 58 for obtaining a current deviation between a command value i _n ^* and the actual value i _n, its current deviation ACR (automatic current regulator) 59 that performs an adjustment operation to eliminate noise, and a pulse that calculates a drive pulse so that a voltage corresponding to the neutral point voltage command value v _n ^* that is the output of the ACR 59 is output from the semiconductor switch arm 40 And a command calculator 55b.
[0005]
In this control device 50, the voltage command calculator 51 calculates a capacitor voltage command value V _C ^* and an output voltage amplitude command value V _A ^* proportional to the speed command value ω ^* . In order to treat the induced voltage of the AC motor 30 as an ideal sine wave, the product of the output voltage amplitude command value V _A ^* and the sine wave signals from the sin tables 53a, 53b, and 53c is used as each phase voltage command value v. _u ^{^*,} _v v ^*, is set to v _w ^*.
The pulse command calculator 55a gives drive pulses to the semiconductor switching elements Tr _{1 to} Tr ₆ of the inverter 20 so that output voltages corresponding to these voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* can be obtained. Further, to operate the ACR59 to eliminate the current deviation of the charge and discharge current at a zero-phase current i _n of the smoothing capacitor 21, the pulse like voltage at the neutral point voltage command value v _n ^* as its output is obtained The command calculator 55b gives a drive pulse to the semiconductor switching elements Tr ₇ and Tr ₈ of the semiconductor switch arm 40, thereby controlling the voltage of the capacitor 21 in accordance with the command value V _C ^* .
[0006]
As described above, the control device 50 controls the output voltage of each phase of the voltage source inverter 20 to be the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* based on the speed command value ω ^*. The neutral point voltage is controlled so as to be equal to the command value v _n ^* , thereby controlling the frequency of the terminal voltage of the AC motor 30 to perform variable speed driving.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As an AC motor used in an electric vehicle (EV), a permanent magnet synchronous motor that does not require a field current is often used for high efficiency. In this case, if the generated torque is increased while reducing the size and weight of the motor, the number of poles increases compared to a general motor, and the number of slots per phase per pole tends to decrease under the same number of windings. is there. Therefore, many harmonic components are superimposed on the induced voltage waveform of the electric motor as compared with the general electric motor.
Among the harmonic components, the integer multiple harmonics of the number of phases are in-phase components with the induced voltage, so when a conventional control device is used, the zero-phase current due to the integer multiple harmonic voltage of the number of phases is Since it flows as the charging / discharging current of the smoothing capacitor 21, there is a problem that the copper loss increases.
In addition, since the induced voltage is controlled only as a sine wave component, not only the harmonic component of the magnetic flux cannot be effectively used, but also there is a problem that the riding comfort is deteriorated due to generation of torque ripple.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a variable speed drive system for an AC motor that eliminates unnecessary zero-phase currents and reduces copper loss and reduces torque ripple to improve riding comfort.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, in the invention described in claim 1, a new value obtained by adding a neutral point induced voltage component including a harmonic component of the number of phases of the AC motor to each original phase voltage command value is added. A drive pulse for the inverter is generated as a phase voltage command value.
Thereby, the zero phase current resulting from the harmonic voltage component induced in the stator winding of the AC motor can be reduced.
[0010]
In the invention described in claim 2, a value obtained by subtracting a neutral point induced voltage component including a harmonic component of the number of phases of the AC motor from the original neutral point voltage command value is set as a new neutral point voltage command value. A drive pulse for the semiconductor switch arm is generated.
Thereby, the zero phase current resulting from the harmonic voltage component induced in the stator winding of the AC motor can be reduced.
[0011]
In the third aspect of the present invention, each phase current command value is calculated such that the instantaneous power factor is approximately 1 with respect to the no-load induced voltage of the AC motor, and the deviation between each phase current command value and the actual value is calculated. Each phase voltage command value for the inverter is generated based on
As a result, the torque per current of the AC motor can be maximized and low torque ripple can be realized.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in the case where a permanent magnet synchronous motor having a three-phase symmetrical winding is used as an AC motor and this motor is driven at a rotational speed ω.
No-load induced voltage e _u of each phase in consideration of the harmonic components, shown e _v, Equation 1 e _w, the induced voltage component v _en at neutral point of the motor stator windings in Equation 2. According to this formula 2, it is seen that the induced voltage component v _en neutral point include triple harmonic component of the induced voltage. In Equations 1 and 2, e ₁ , e ₃ , e ₅ ,... Are the amplitudes of the fundamental wave, the third harmonic, the fifth harmonic,.
[0013]
[Expression 1]
e _u = e ₁ sinωt + e ₃ sin3ωt + e ₅ sin5ωt + e ₇ sin7ωt +
e _v = e ₁ sin (ωt−2π / 3) + e ₃ sin ₃ (ωt−2π / 3) + e ₅ sin ₅ (ωt−2π / 3) + e ₇ sin ₇ (ωt−2π / 3) +
e _w = e ₁ sin (ωt−4π / 3) + e ₃ sin ₃ (ωt−4π / 3) + e ₅ sin ₅ (ωt−4π / 3) + e ₇ sin ₇ (ωt−4π / 3) +
[0014]
[Expression 2]
_{v en = 1/3 (e} u + e v + e w) = e 3 sin3ωt + e 9 sin9ωt + ...
[0015]
In the conventional control method, only the fundamental wave component of the no-load induced voltage is taken into account when calculating the voltage command for each phase. Therefore, the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w at no load are used. ^* Is set equal to the fundamental wave component of the no-load induced voltage as shown in Equation 3.
Note that e ₁ in Equation 3 is equal to the output voltage amplitude command value V _A ^* output from the voltage command calculator 51 of FIG.
[0016]
[Equation 3]
v _u ^* = e ₁ sin ωt
v _v ^* = e ₁ sin (ωt−2π / 3)
v _w ^* = e ₁ sin (ωt−4π / 3)
[0017]
The zero-phase current (neutral point current) i _n flowing through the smoothing capacitor 21 is neutral point voltage command value v _n ^* , winding resistance per phase is R, leakage inductance is L, and Laplace operator is s. Then, it is calculated | required by Numerical formula 4. Rightmost side second term of Equation 4 from _{(3v en / (R + sL} )) and Equation 2, it can be seen that the zero-phase current caused by the triple harmonic component of the induced voltage is flowing.
[0018]
[Expression 4]

[0019]
Therefore, in the embodiment of the invention described in claim 1, the phase voltage command values v _u ^* of Equation 3, v _v ^*, in place of the v _w ^*, adds these to the neutral point induced voltage component v _en Equation 2 The new voltage command values v _u ' ^* , v _v ' ^* , v _w ' ^* (see Equation 5) are used. By using these phase voltage command values v _u ' ^* , v _v ' ^* , v _w ' ^* , the second term on the rightmost side of Equation 4 is canceled and becomes zero, which is caused by the third harmonic component of the induced voltage. It can be seen that no zero-phase current flows.
[0020]
[Equation 5]
v _u ' ^* = v _u ^* + v _en = e ₁ sin ωt + v _en
v _v ' ^* = v _v ^* + v _en = e ₁ sin (ωt−2π / 3) + v _en
v _w ' ^* = v _w ^* + v _en = e ₁ sin (ωt−4π / 3) + v _en
[0021]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 1, and the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
DC power supply 10 which constitute the main circuit, the semiconductor switch arm 40, smoothing capacitor 21, but the configuration of the voltage-source inverter 20 is identical to FIG. 4, in addition to 3-fold induction of the AC motor 30A in the basic wave induced voltage E ₁ It is shown the voltage component E _3.
[0022]
Controller 50A integrates the speed command value omega ^* and the voltage command calculator 51 for calculating an output voltage amplitude command value V _A ^* of the capacitor voltage instruction value V _C ^* and the inverter 20, the speed command value omega ^* integration 52, sin tables 53a, 53b, and 53c that give a sine wave signal having a phase difference of 120 degrees using the angle θ that is the output of the integrator 52, the outputs of the sin tables 53a, 53b, and 53c, and the output voltage amplitude command value. V _a ^* (= e ₁₎ and a multiplier 54a for multiplying each, 54b, 54c and three times harmonic calculates the neutral point induced voltage component v _en with the speed command value omega ^* and the angle θ computation Of the adder 61a, 61b, 61c and the adders 61a, 61b, 61c for adding the output of the adder 60 and the triple harmonic calculator 60 to the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* , respectively. new voltage command values v _u is the output ^{^'*,} _v v' ^* v and pulse command calculator 55a for calculating a driving pulse for the voltage of _w ^'* as output from the inverter 20, a subtracter 56 for obtaining a voltage deviation between the actual value V _C between the capacitor voltage instruction value V _C ^*, and AVR57 that adjusting operation so as to eliminate the voltage deviation, adjusted to a subtracter 58 to obtain a current deviation of the actual value i _n a is the zero-phase current command value i _n ^* output AVR57, eliminating the current deviation The ACR 59 operates, and a pulse command calculator 55b that calculates a drive pulse for the semiconductor switch arm 40 to output a voltage corresponding to the neutral point voltage command value v _n ^{* as} an output of the ACR 59.
It is assumed that the triple harmonic calculator 60 holds the amplitude information e ₃ , e ₉ ,...
[0023]
In the control device 50A, the voltage command calculator 51 calculates a capacitor voltage command value V _C ^* and an output voltage amplitude command value V _A ^* (= e ₁ ) proportional to the speed command value ω ^* . Then, in consideration of the third harmonic component of the induced voltage of AC motor 30A, as shown in Equation 5, the neutral point is the product of output voltage amplitude command value V _A ^* (= e ₁ ) and each sine wave signal. The induced voltage component v _en is added to calculate the voltage command values v _u ′ ^* , v _v ′ ^* , v _w ′ ^* for each new phase.
A drive pulse is given to the switching elements Tr _{1 to} Tr ₆ of the inverter 20 so that voltages according to these voltage command values v _u ' ^* , v _v ' ^* , v _w ' ^* are obtained, while the capacitor voltage command value with ACR59 against current deviation of the charge and discharge current at a zero-phase current i _n of the capacitor 21 so as to voltage controlled V _C ^* as the voltage corresponding to the a output neutral point voltage command value v _n ^* As shown, the AC motor 30A is driven at a variable speed by applying a drive pulse to the switching elements Tr ₇ and Tr ₈ of the semiconductor switch arm 40.
[0024]
According to this embodiment, the phase voltage command values v _u in equation 4 described above ^*, v _v ^*, v instead of _w ^*, the phase voltage command values _{^{_{^{v u *, v v *,}}}} v medium to _w ^* sexual point induced voltage component v phase voltage command value by adding the _{_{^{_{en v u '*, v v}}}} ' *, because of the use of v _w ^'*, the rightmost side triple harmonic component of the second term of equation 4 becomes zero due zero-phase current component _{(3v en / (R + sL} )) and is canceled. This can be clearly understood by substituting v _u ' ^* , v _v ' ^* , and v _w ' ^* shown in Equation 5 in place of v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* in Equation 4.
As a result, unnecessary zero-phase current is reduced, and copper loss is reduced.
[0025]
Then, in the invention described in claim 2, the conventional neutral point voltage command value v _n ^* from the neutral point voltage command value of Equation 6 obtained by subtracting the neutral point induced voltage component v _en shown in Equation 2 _Let us use v _n ' ^* .
The neutral point voltage command value v _n ^'* the rightmost side second term of Equation 4 by using, instead of the equation neutral point of fourth voltage command value _{^{_{v n * (3v en / (}}} R + sL)) is canceled The zero-phase current due to the third harmonic component of the induced voltage does not flow.
[0026]
[Formula 6]
v _n ' ^* = v _n ^* -v _en
[0027]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the second aspect of the present invention. Since the configuration of the main circuit is the same as that in FIG. 1, only the configuration example of the control device 50B is shown in FIG.
In the control device 50B, description will be made mainly on the parts different from FIG. 1. In the embodiment of FIG. 2, the outputs of the

multipliers

54a, 54b, 54c are directly used as the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^*. Is added to the pulse command calculator 55a. Further, provided the subtractor 62 to the output side of the ACR59, subtracts the neutral point induced voltage component v _en from the the neutral point voltage command value v _n ^* output is the output of the triple harmonic calculator 60 from ACR59 The obtained value is input to the pulse command calculator 55b as a new neutral point voltage command value v _n ' ^* .
[0028]
In this control device 50B, a capacitor voltage command value V _C ^* and an output voltage amplitude command value V _A ^* proportional to the speed command value ω ^* are calculated, and the product of the output voltage amplitude command value V _A ^* and the sine wave signal is calculated. The phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are obtained by the

multipliers

54a, 54b, and 54c as they are. Driving pulses are applied to the switching elements Tr _{1 to} Tr _{6 of the} inverter 20 so that voltages corresponding to the phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are output.
[0029]
Also, determine the current deviation of the zero-phase current i _n is a charge-discharge current of the capacitor 21 to allow the voltage controlled V _C ^* as the capacitor voltage command value, the neutral point ACR59 is operated so as to eliminate the current deviation A voltage command value v _n ^* is obtained.
This neutral point voltage command value v _n ^* is input to the subtractor 62, and a new neutral point is obtained by subtracting the neutral point induced voltage component v _en from the triple harmonic calculator 60 according to the above-described equation 6. A voltage command value v _n ' ^* is generated. The AC motor 30A is driven at a variable speed by applying drive pulses to the switching elements Tr ₇ and Tr ₈ of the semiconductor switch arm 40 so that a voltage corresponding to the neutral point voltage command value v _n ′ ^* is obtained.
[0030]
In this embodiment, to obtain subtraction to v _n ^'* a new neutral point voltage command value neutral induced voltage component v _en neutral point voltage command value v _n ^*, in the previous embodiment Similarly, the second term (3 v _en / (R + sL)) on the rightmost side of Formula 4 can be canceled to zero, and unnecessary zero-phase current can be eliminated to reduce copper loss. This can be clearly understood by substituting v _n ' ^* shown in Equation 6 instead of v _n ^* in Equation 4.
[0031]
Next, an embodiment of the invention described in claim 3 will be described.
First, when a permanent magnet synchronous motor having a three-phase symmetrical winding is used as an AC motor, the torque τ is as shown in Equation 7.
[0032]
[Expression 7]
τ = (1 / ω) · {e _u (i _u −i _n / 3) + e _v (i _v −i _n / 3) + e _w (i _w −i _n / 3)}
[0033]
Further, the no-load induced voltage and current component of the AC motor corresponding to the torque of Equation 7 is divided into two instantaneous value vectors e ₀ and i ₀ as shown in Equations 8 and 9.
[0034]
[Equation 8]
e ₀ = (e _u , e _v , e _w ) / ω = (e _u0 , e _v0 , e _w0 )
[0035]
[Equation 9]
_{_{_{i 0 = (i u -i n}}} / 3, i v -i n / 3, i w -i n / 3) = (i u0, i v0, i w0)
[0036]
Using Equations 8 and 9, the torque τ can be expressed by Equation 10.
[0037]
[Expression 10]
τ = e ₀ · i ₀ ^T = || e ₀ |||| i ₀ || cosφ
[0038]
In Equation 10, T represents a transposed matrix. Φ is the angle of intersection of the instantaneous value vectors e ₀ and i ₀ ,
|| e ₀ || = √ (e _u0 ² + e _v0 ² + e _w0 ² ), || i ₀ || = √ (i _u0 ² + i _v0 ² + i _w0 ² )
And
From Equation 10, the torque becomes maximum at a predetermined current when cosφ, which is the instantaneous value power factor between the instantaneous value vector e ₀ of the no-load induced voltage and the instantaneous value vector i ₀ of the current, is 1, that is, e ₀ . This is the time when i ₀ is in phase, and the condition of the current vector at that time is given by Equation 11. However, in Formula 11, α is a coefficient.
[0039]
[Expression 11]
i ₀ = α · e ₀
[0040]
When cos φ = 1, from Equations 10 and 11, the coefficient α under a certain torque command value τ ^* is Equation 12, and the instantaneous current vector at that time is Equation 13 based on Equation 11. Furthermore, the instantaneous value of each phase current is expressed by Equation 14.
[0041]
[Expression 12]
α = τ ^* / e ₀ e ₀ = τ ^* / || e ₀ || ²
[0042]
[Formula 13]
i ₀ = τ ^* · e ₀ / || e ₀ || ²
[0043]
[Expression 14]

[0044]
In the embodiment of claim 3, the instantaneous value power factor is set to 1 by flowing each phase current as shown in Formula 14, the current for obtaining a desired constant torque is minimized, and the low torque ripple and the minimum copper loss are obtained. Is to realize.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the third aspect of the present invention. Since the configuration of the main circuit is the same as in FIGS. 1 and 2, only the configuration example of the control device 50C is shown in FIG.
[0045]
Controller 50C, from the speed command value omega ^* and the voltage command calculator 51 for calculating a capacitor voltage command value V _C ^*, a subtracter 56 for obtaining a voltage deviation between the actual value V _C between the capacitor voltage instruction value V _C ^* and AVR57 that adjusting operation so as to eliminate the voltage deviation, as a subtracter 58 to obtain the current deviation of the actual value i _n a a a zero-phase current command value i _n ^* output AVR57, eliminating the current deviation The ACR 59 that performs the adjustment operation, the pulse command calculator 55b that calculates the drive pulse for the semiconductor switch arm 40 to output the voltage corresponding to the neutral point voltage command value v _n ^* that is the output of the ACR 59, and the speed command value ω ^*. Subtractor 63 for obtaining a deviation between the actual value ω, an ASR (automatic speed controller) 64 for adjusting the rotational speed deviation, and an induced voltage instantaneous value vector of each phase from the rotational speed ω and the angle θ. e _u0 e _v0, e _w0 and the induced voltage instantaneous value vector calculator 65 for calculating a, which is the output of the torque command value tau ^* and the induced voltage instantaneous value vector calculator 65 is the output of ASR64 induced voltage instantaneous value vector e _u0, e a current command calculator 66 for calculating each phase current command value i _u ^* , i _v ^* , i _w ^* from _v0 , e _w0 and zero phase current command value i _n ^* which is an output of AVR 57;

Subtractors

67a, 67b, 67c for obtaining the deviations between _u ^* , i _v ^* , i _w ^* and actual values i _u , i _v , i _w for each phase, and each phase adjusting operation so as to eliminate the current deviation Drive pulses for the inverter 20 to output the

ACR

68a, 68b, 68c for each phase and the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^{* for} each phase, which are the outputs of the

ACR

68a, 68b, 68c. It comprises a pulse command calculator 55a for calculation.
[0046]
In this control device 50C, the voltage command calculator 51 calculates a capacitor voltage command value V _C ^* proportional to the speed command value ω ^* , and uses the charge / discharge current of the capacitor 21 to control the voltage according to the voltage command value. The ACR 59 is operated so as to eliminate a current deviation with respect to a certain zero-phase current i _n , and the switching element Tr of the semiconductor switch arm 40 is obtained so as to obtain a voltage corresponding to the neutral point voltage command value v _n ^* as its output. _7, to Tr ₈ give a driving pulse.
On the other hand, the torque command value τ ^* is obtained by operating the ASR 64 so as to eliminate the deviation between the speed command value ω ^* and the actual value ω.
[0047]
Further, the induced voltage instantaneous value vector calculator 65 calculates the induced voltage instantaneous value vectors e _u0 , e _v0 , and e _w0 from the rotational speed ω and the angle θ as shown in Equation 8. Here, as the induced voltage instantaneous value vector calculator, the value obtained by calculating Equation 8 in advance may be used as a table, and the induced voltage instantaneous value vector may be obtained from the rotational speed ω and the angle θ.
Then, the current command calculator 66 obtains an instantaneous value of each phase current by using the torque command value τ ^* which is the output of the ASR 64 and the induced voltage instantaneous value vectors e _u0 , e _v0 , e _{w0 according} to the equation 14, and Using the zero-phase current command value i _n ^* , the current command values i _u ^* , i _v ^* , and i _w ^* of each phase are calculated according to Equation 9.

ACR

68a, 68b, 68c is used for each phase so that currents according to these current command values i _u ^* , i _v ^* , i _w ^* flow, and the voltage command value v _u ^{* for} each phase that is the output ^. , V _v ^* , v _w ^* in order to obtain voltages, drive pulses are given to the switching elements Tr _{1 to} Tr ₆ of the inverter 20 to drive the AC motor 30A at a variable speed.
[0048]
In this embodiment, the instantaneous value vector of the current under a torque command value τ ^* based on the conditional expression (formula 11) of the instantaneous value vector of the current that gives the maximum torque (to set the power factor to 1). Is obtained by Equation 13 and converted into an instantaneous value of each phase current by Equation 14, and each phase current command value i _u ^* , i _v ^* , i _w ^* is calculated by Equation 9. Therefore, since the instantaneous value of the output current of the inverter 20 (stator winding current of the AC motor 30) flows according to Equation 14, the instantaneous power factor of the AC motor 30 becomes 1, and the torque command value τ ^{* is set} to a desired constant value. If this occurs, the current for obtaining the torque becomes small, and torque ripple and copper loss can be reduced.
[0049]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the induced voltage is superimposed on each phase voltage command value of the inverter by superimposing the neutral point induced voltage component including the harmonic component of the number of phases of the AC motor. It is possible to reduce the copper loss by eliminating the zero-phase current flowing through the components.
[0050]
According to the second aspect of the invention, the neutral point induced voltage component is superimposed on the neutral point voltage command value (voltage command value of the semiconductor switch arm) in the same manner as in the first aspect of the invention. Copper loss can be reduced by eliminating the zero-phase current that flows due to the induced voltage component.
[0051]
According to the third aspect of the present invention, a desired torque can be obtained by giving each phase voltage command to the inverter so that a current having an instantaneous power factor of 1 or a value close to 1 flows with respect to the no-load induced voltage. Current can be minimized, and low torque ripple, high output, and low copper loss can be realized.
[0052]
The embodiments of the present invention are intended for permanent magnet synchronous motors. However, in the DC excitation type synchronous motors and induction motors, the induced voltage waveform may include a harmonic component. It is also effective as a variable speed drive system for AC motors.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 1;
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 2;
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 3;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
10: DC power supply 20: Voltage source inverter 21: Smoothing capacitor 30A: AC motor 31: Neutral point 40: Semiconductor switch

arms

50A, 50B, 50C: Controller 51: Voltage command calculator 52:

Integrators

53a, 53b, 53c : Sin tables 54a, 54b, 54c:

multipliers

55a, 55b:

pulse command calculators

56, 58, 62, 67a, 67b, 67c: subtractor 57: AVR
59, 68a, 68b, 68c: ACR
60: Triple harmonic calculator 61a, 61b, 61c: Adder 64: ASR
65: induced voltage instantaneous value vector calculator 66: a current command calculator Tr ₁ to Tr _8: semiconductor switching element

Claims

Connect one end of the stator winding of the AC motor with the same number of phases as the inverter to the AC output side of the voltage source inverter that outputs AC voltage of variable voltage and variable frequency, and connect the other end of these windings together. A semiconductor switch arm is connected to both ends of the DC power source, and the current polarity of the semiconductor switch arm is configured by connecting two switch arm units, which constitute a neutral point and connected in parallel with a semiconductor switching element and a diode, in series. Is connected to the neutral point and the interconnection point of the switch arm unit, and one end of a smoothing capacitor connected to the DC input side of the inverter is connected to the DC power source. A main circuit connected to one end of the
Using the speed command value of the AC motor, the voltage of the smoothing capacitor, and the neutral point current that is the charge / discharge current of the smoothing capacitor as input, each phase voltage command value of the inverter and the neutral point voltage command value are generated, A control device for generating a drive pulse for the inverter based on each phase voltage command value and generating a drive pulse for the semiconductor switch arm based on the neutral point voltage command value;
In a variable speed drive system of an AC motor equipped with
The control device uses a value obtained by adding a neutral point induced voltage component including a harmonic component of the number of phases of the AC motor to the phase voltage command value based on the original value as a new phase voltage command value. A variable speed drive system for an AC motor, characterized in that

Connect one end of the stator winding of the AC motor with the same number of phases as the inverter to the AC output side of the voltage source inverter that outputs AC voltage of variable voltage and variable frequency, and connect the other end of these windings together. A semiconductor switch arm is connected to both ends of the DC power source, and the current polarity of the semiconductor switch arm is configured by connecting two switch arm units, which constitute a neutral point and connected in parallel with a semiconductor switching element and a diode, in series. Is connected to the neutral point and the interconnection point of the switch arm unit, and one end of a smoothing capacitor connected to the DC input side of the inverter is connected to the DC power source. A main circuit connected to one end of the
Using the speed command value of the AC motor, the voltage of the smoothing capacitor, and the neutral point current that is the charge / discharge current of the smoothing capacitor as input, each phase voltage command value of the inverter and the neutral point voltage command value are generated, A control device for generating a drive pulse for the inverter based on each phase voltage command value and generating a drive pulse for the semiconductor switch arm based on the neutral point voltage command value;
In a variable speed drive system of an AC motor equipped with
The control device uses, as a new neutral point voltage command value, a value obtained by subtracting a neutral point induced voltage component including a harmonic component of the number of phases of the AC motor from the neutral point voltage command value. A variable speed drive system for an AC motor, characterized in that it generates a drive pulse for a switch arm.

Connect one end of the stator winding of the AC motor with the same number of phases as the inverter to the AC output side of the voltage source inverter that outputs AC voltage of variable voltage and variable frequency, and connect the other end of these windings together. A semiconductor switch arm is connected to both ends of the DC power source, and the current polarity of the semiconductor switch arm is configured by connecting two switch arm units, which constitute a neutral point and connected in parallel with a semiconductor switching element and a diode, in series. Is connected to the neutral point and the interconnection point of the switch arm unit, and one end of a smoothing capacitor connected to the DC input side of the inverter is connected to the DC power source. A main circuit connected to one end of the
Using the speed command value of the AC motor, the voltage of the smoothing capacitor, and the neutral point current that is the charge / discharge current of the smoothing capacitor as input, each phase voltage command value of the inverter and the neutral point voltage command value are generated, A control device for generating a drive pulse for the inverter based on each phase voltage command value and generating a drive pulse for the semiconductor switch arm based on the neutral point voltage command value;
In a variable speed drive system of an AC motor equipped with
The control device calculates each phase current command value such that the instantaneous power factor is approximately 1 with respect to the no-load induced voltage of the AC motor, and based on a deviation between these phase current command value and the actual value. A variable speed drive system for an AC motor, wherein the phase voltage command values are generated.