JP3591548B2

JP3591548B2 - Multiple rectifier circuit

Info

Publication number: JP3591548B2
Application number: JP28861295A
Authority: JP
Inventors: 常生久米; 澄利園田; サジャドフセインモハマド; 充彦善家
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1995-11-07
Filing date: 1995-11-07
Publication date: 2004-11-24
Anticipated expiration: 2015-11-07
Also published as: JPH09135570A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相交流電圧を制御形または非制御形整流器で直流に変換する整流回路に関し、特に整流回路を多重接続することにより電圧・電流リップルを低減する多重整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
サイリスタを用いた制御形整流回路では、制御位相角によって出力電圧のリップルが変化し、制御角が９０°の時が最大になる。このとき、リップル電流も同時に大きくなる。ダイオードを用いた非制御形整流回路においても、平滑コンデンサを持ったコンデンサインプット形では、電源の線間電圧がコンデンサ電圧を超えた時点で急峻な電流が流れ始めるのでリップル電流が大きい。
【０００３】
一般にリップル電流が大きいときには、電源電流の高調波成分が大きくなり、電源の配電網における損失が増大する。また、この高調波成分は電源電圧の波形を歪ませ、他の機器へも悪影響を及ぼす。電源電流の高調波成分によって生じるこのような不都合は、リアクトルを整流回路の交流側または直流側に挿入することによって改善されるが、十分な効果を得るにはリアクトルのインダクタンスを大きくする必要がある。しかし、リアクトルのインダクタンスを大きくすると、その寸法が大きくなりコストが高くなるとともに、インダクタンスによる電圧降下が発生するという問題が生じる。
【０００４】
この高調波問題は、交流の相数が単相であっても３相であっても発生するけれども、特に、３相交流を整流する場合について前記の問題の解決策として、従来、デルタ結線またはスター結線の単一の１次巻線とスター結線およびデルタ結線の２つの２次巻線を持つ３相トランスと、２つの３相全波整流回路とを備えた多重整流回路が採用されている。
【０００５】
図３は、従来方式の多重整流回路のブロック図である。
３相交流電源１は、トランス２の１次巻線のデルタ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端子は、３相全波整流回路５の交流側端子に接続されている。また、トランス２の２次巻線のスター結線端子は３相全波整流回路６の交流側端子に接続されている。このようにして、３相全波整流回路５および６の３相交流入力電圧の対応する各相は相互に３０度の位相差をもつことになる。３相全波整流回路５および６の直流側は並列接続され、負荷機に直流電力を供給する。この装置において、トランス２の１次巻線に対する２つの２次巻線の巻線比は、同一電圧比になるように設定されている。また、３相全波整流回路５および６の回路の構成は同一である。したがって、２つの整流回路の整流特性は同一である。その結果、３相全波整流回路５および６の直流出力は、いずれも交流電源の周波数ｆの６倍の周波数を持ち、相互に同一の振幅を持ち、かつ、相互に３０度（交流電源の１周期を３６０度とする）の位相差をもつ電圧リップルを含んでいる。したがって、３相全波整流回路５および６の出力を重ね合わせると、整流回路５および６の直流出力電圧のリップルが相互に逆位相で重なって相殺し、周波数が１２ｆで小振幅の電圧リップルになる。
【０００６】
図４は、図３の多重整流回路をコンデンサインプット形整流回路に適用した例の回路図である。３相交流電源１の各相端子はトランス２の１次巻線のデルタ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端子は３相全波整流回路５の各相交流入力端子に接続されている。トランス２の２次巻線のスター結線端子は、３相全波整流回路６の各相交流入力端子に接続されている。図４の例では、３相全波整流回路５、６は、非制御形のダイオードブリッジ回路である。３相全波整流回路５、６の直流出力側は並列接続され負荷機に接続されている。平滑回路はコンデンサインプット形で、平滑コンデンサ８は多重整流回路の出力電圧を平滑する。
【０００７】
３相全波整流回路５，６はサイリスタを用いた制御形３相ブリッジ回路でもダイオードを用いた非制御形３相ブリッジ回路でもよいが、サイリスタ方式の場合には直流側の電圧リップルの位相差によって生じる循環電流を抑制するために、直流回路に相間リアクトルを挿入することがある。この場合には、整流電圧は相間リアクトルの中点から負荷機に供給される。
【０００８】
図３、図４に示されている多重整流回路をさらに改善した発明が、例えば、特開昭５８−１７０３７０号公報に開示されている。この公報に記載されている多重整流回路は、基本的に図３、４に示されている多重整流回路と同一の構造をもつ制御形多重整流回路であるが、相間リアクトルに２次巻線を施して単相トランスを構成し、相間リアクトル中を流れる電流の電流リップルによってこの巻線に誘起される誘導電圧を全波整流し、それによって得られた電圧を前記相間リアクトルの出力電圧に直列に重畳して得られる電圧を負荷に印加するように構成されている。その結果、電圧リップルの周波数は交流電源の周波数の２４倍になり、２４相の交流を整流した場合と等価になる。この方法によって、直流出力電圧のリップルを大幅に低減することができ、電源電流の高調波成分も低減することができる。また、コンデンサインプット形整流回路の場合にはコンデンサ電流のリップルが低減するのでコンデンサを小形化することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の多重整流回路においては、前述したように、デルタ結線、スター結線の２種類の２次巻線を持ったトランスを準備する必要がある。しかも、そのトランスには負荷機の全負荷に相当する変圧器容量が要求されるので、コストが高くなるばかりでなくサイズも大きくなるという問題点がある。
【００１０】
本発明の目的は、電圧リップルを低減させることができる従来の多重整流回路の長所を失うことなく、トランスの容量が少なくコストが低く、かつ、サイズが小さい多重整流回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の問題を解決するために、本発明の多重整流回路は、第１の結線の１次巻線と第２の結線の２次巻線で成り、電圧比が１：１の３相トランスを有し、第１の３相全波整流回路の３相交流入力端子は３相交流電源に接続され、前記３相トランスの１次巻線の３相交流入力端子は前記３相交流電源に接続され、前記３相トランスの２次巻線の３相交流出力端子は第２の３相全波整流回路の３相交流入力端子に接続され、３相トランスの漏れインダクタンスに起因して生じる、第１、第２の３相全波整流回路の３相交流入力間の相対的な位相ずれを補償する補償手段を有している。ここで、３相トランスのデルタ結線、スター結線の一方を第１の結線とし、他方を第２の結線とする。このように、本発明においては、１次巻線と２次巻線とをスター・デルタ結線またはデルタ・スター結線とすることによって、１つの２次巻線のみで第１、第２の３相全波整流回路の３相交流入力に３０度の位相シフトを持たせ、それによって、第１、第２の３相全波整流回路の整流出力の電圧リップルを逆位相で重畳することができる。
【００１２】
２つの電圧リップルを逆位相で重畳して直流出力に含まれる電圧リップルを抑圧するためには、第１、第２の３相全波整流回路の交流入力が同じ振幅を持ち、かつ、位相が相互に３０度シフトしている必要がある。前者は電圧比が１：１になるように、１次巻線と２次巻線の巻数を定めることによって達成され、後者は補償手段によって達成される。
【００１３】
補償手段として、３相トランスの漏れインダクタンスと同じ大きさのインダクタンスをもつ３相リアクトルを、３相交流電源と第１の３相全波整流回路の３相交流入力端子との間に接続することが適切である。
【００１４】
このようにして、従来方法の約半分の容量の３相トランスで、従来方法と同様の高調波低減効果を得ることができる。上記の３相リアクトルは、３相トランスの漏れインダクタンス相当であるので、３相トランスに比べて小形ですむ。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態を示すブロック図である。以下の記述において、３相交流電源電圧の周波数をｆとする。
【００１６】
本発明の多重整流回路は３相トランス３（以下、トランス３と記す）、リアクトル４、３相全波整流回路５、６を備えている。トランス３はデルタ・スター結線で１次巻線のデルタ結線端子は３相交流電源１に接続され、トランス３の２次巻線のスター結線端子は３相全波整流回路６の３相交流入力端子（以下、交流入力端子と記す）に接続されている。また、トランス３は電圧比が１：１になるように、１次巻線と２次巻線との巻数比が設定されている。これによって、もしトランス３の漏れ磁束が非常に小さい場合には、３相全波整流回路６の交流入力電圧と３相交流電源１の出力電圧とは相互に３０度の位相差をもち、かつ、同一振幅を持つことになる。したがって、この場合には、３相交流電源１の出力端子を直接３相全波整流回路５の交流入力端子に接続するだけで、３相全波整流回路５の交流入力と３相全波整流回路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、相互に３０度の位相差を持つようにすることが出来る。以下、３相全波整流回路５の交流入力と３相全波整流回路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、相互に３０度の位相差を持つという条件を振幅・位相条件と記す。また、３相全波整流回路５、６の交流入力をそれぞれ第１、第２の交流入力と記す。
【００１７】
しかし、実際にはトランス３は漏れインダクタンスをを持つので、３相交流電源１の出力電圧を直接３相全波整流回路５の交流入力端子に接続するだけでは第１、第２の交流入力は振幅・位相条件を満たすことはできない。そのために、トランス３の漏れインダクタンスとほぼ同一のインダクタンスをもつ３相リアクトル４（以下、リアクトル４と記す）を３相交流電源１と３相全波整流回路５との間に接続し、これによってトランス３の漏れインダクタンスに起因する、第１、第２の交流入力の、振幅・位相条件からのずれを補償する。このようにして、３相全波整流回路５の交流入力端子と３相全波整流回路６の交流入力端子に印加される３相交流電圧は、相互に３０度の位相差をもち、同一の振幅をもつ。
【００１８】
３相全波整流回路５と３相全波整流回路６とは同一の回路構成を持つ。したがって、第１、第２の交流入力が振幅・位相条件を満たしている限り、３相全波整流回路５の整流出力の電圧リップルと３相全波整流回路６の整流出力の電圧リップルとは、３相交流電源電圧の位相角に換算して相互に３０度の位相差をもつ。すなわち、３相全波整流回路５の整流出力と３相全波整流回路６の整流出力とはいずれも周波数が６ｆで相互に逆位相かつ同一振幅の電圧リップルをもつ直流になる。したがって、この２つの整流出力を並列接続して重畳すると、同一振幅、逆位相の電圧リップルが相殺し合って振幅の小さな、周波数１２ｆの電圧リップルをもつ直流電圧になる。このようにしてリップル振幅の小さな直流電力が負荷機７に供給される。
【００１９】
上記の実施形態において、３相リアクトル４のインダクタンスはトランス３の漏れインダクタンスとほぼ同じ大きさに設定される。したがって、トランス３の漏れインダクタンスが小さいほど、リアクトル４が小型になるので、本発明の目的に適うことになる。しかし、実際には漏れインダクタンスが小さい場合にはトランスの内部インピーダンスが小さくなるので、負荷に短絡等の不測の事態が発生したとき危険を伴うことになる。したがって、本発明の目的を達成するためには漏れインダクタンスが小さい方が有利であるという事情と、漏れインダクタンスを余り小さくすることができないという事情とを勘案して適当な漏れインダクタンスをもつようにトランス３は設計される。いずれにしても、トランスの漏れインダクタンスは全インダクタンスの数パーセント程度であるから、本発明のリアクトル４は、図３、４のトランス２のデルタ結線の２次巻線に比較すれば小型であることは勿論である。
【００２０】
図１の多重整流回路では、デルタ・スター結線のトランス３が用いられているが、スター・デルタ結線のトランスを使用しても差し支えない。そのどちらを選択するかは、中性点接地をトランス３の１次側にとるか、２次側にとるかによって定められる。
【００２１】
図２は図１の回路をコンデンサインプット形整流回路に適用した例の回路図である。
【００２２】
３相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔ相端子は、３相リアクトル４の入力端子、およびトランス３の１次巻線のデルタ結線端子に接続されている。３相リアクトル４の出力端子およびトランス３の２次巻線のスター結線端子はそれぞれ３相全波整流回路５、６の３相ブリッジ回路のＲ、Ｓ、Ｔ枝路に接続されている。３相全波整流回路５、６はダイオードを用いた同一の回路構成をもつ非制御形整流回路である。２つの整流回路の整流出力は並列に接続され、平滑コンデンサ８によって平滑された後、負荷機に供給される。
【００２３】
図２の多重整流回路は、３相全波整流回路５、６の直流側を並列に接続してコンデンサ８で平滑するコンデンサインプット形である。平滑回路がコンデンサインップト形である場合には、コンデンサを充電する急峻な電流が３相全波整流回路５、６の交流側に流れるが、トランス３のスター結線とデルタ結線の電圧の３０度の位相差によってコンデンサを充電する急峻な電流は相殺し合うので、トランスの１次巻線に流れる電流の高調波は大幅に低減される。
【００２４】
図２の実施例では、三相全波整流回路として非制御形の整流回路が採用されているが、整流出力電力を可変にする必要がある場合には、サイリスタによって構成される３相ブリッジ回路が採用される。サイリスタ式の場合には、サイリスタの制御位相角が９０度のとき電圧リップルは最大になる。このような場合には３相全波整流回路５、６の直流側回路に相間リアクトルを挿入することがあることは前述の通りである。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は次の効果を有する。１）第１の結線の１次巻線と第２の結線の２次巻線で成り、電圧比が１：１の３相トランスの２次電圧を第２の３相全波整流回路に接続し、３相トランスの漏れインダクタンスによって生じる３相交流電源電圧と２次電圧との間の位相差の変化を補償手段によって補償した後、３相交流電源電圧を第１の３相全波整流回路に接続することによって、従来方式と同等の高調波低減効果を保持しながら、３相トランスの容量を半減し、コストとサイズの低減を実現することができる。２）特に、３相交流電源と第１の３相全波整流回路との間に、補償手段として３相トランスの漏れインダクタンスにほぼ等しいインダクタンスを有する３相リアクトルを接続することにより、３相トランスに比べてごく小形なリアクトルで必要な補償をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明をコンデンサインプット形整流回路に適用した例の回路図である。
【図３】従来方式の多重整流回路を示すブロック図である。
【図４】図３の従来方式をコンデンサインプット形整流回路に適用した例の回路図である。
【符号の説明】
１３相交流電源
２、３３相トランス
４リアクトル
５、６３相全波整流回路
７負荷機
８平滑コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectifier circuit for converting a three-phase AC voltage into a direct current by a controlled or uncontrolled rectifier, and more particularly to a multiple rectifier circuit for reducing voltage / current ripple by connecting multiple rectifier circuits.
[0002]
[Prior art]
In a control-type rectifier circuit using a thyristor, the ripple of the output voltage changes depending on the control phase angle, and becomes maximum when the control angle is 90 °. At this time, the ripple current also increases at the same time. Even in an uncontrolled rectifier circuit using a diode, in a capacitor input type having a smoothing capacitor, a steep current starts to flow when the line voltage of the power supply exceeds the capacitor voltage, so that a ripple current is large.
[0003]
Generally, when the ripple current is large, the harmonic component of the power supply current increases, and the loss in the power supply distribution network increases. In addition, the harmonic component distorts the waveform of the power supply voltage and adversely affects other devices. Such disadvantages caused by harmonic components of the power supply current can be improved by inserting the reactor on the AC side or the DC side of the rectifier circuit, but it is necessary to increase the inductance of the reactor to obtain a sufficient effect. . However, when the inductance of the reactor is increased, the size of the reactor is increased, the cost is increased, and the voltage drop due to the inductance occurs.
[0004]
Although this harmonic problem occurs regardless of whether the number of AC phases is single or three, especially in the case of rectifying three-phase AC, as a solution to the above problem, conventionally, a delta connection or A multiple rectifier circuit including a three-phase transformer having a single star winding in a star connection and two secondary windings in a star connection and a delta connection, and two three-phase full-wave rectifier circuits is employed. .
[0005]
FIG. 3 is a block diagram of a conventional multiple rectifier circuit.
The three-phase AC power supply 1 is connected to the delta connection terminal of the primary winding of the transformer 2, and the delta connection terminal of the secondary winding is connected to the AC side terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 5. The star connection terminal of the secondary winding of the transformer 2 is connected to the AC side terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 6. In this way, the corresponding phases of the three-phase AC input voltages of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 have a phase difference of 30 degrees from each other. The DC sides of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are connected in parallel to supply DC power to a load machine. In this device, the winding ratio of the two secondary windings to the primary winding of the transformer 2 is set to be the same voltage ratio. The circuit configurations of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are the same. Therefore, the rectification characteristics of the two rectification circuits are the same. As a result, the DC outputs of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 each have a frequency six times the frequency f of the AC power supply, have the same amplitude as each other, and are mutually 30 degrees (the AC power supply). (One cycle is 360 degrees). Therefore, when the outputs of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are superimposed, the ripples of the DC output voltages of the rectifier circuits 5 and 6 overlap with each other in opposite phases to cancel each other out, resulting in a voltage ripple having a frequency of 12f and a small amplitude. Become.
[0006]
FIG. 4 is a circuit diagram of an example in which the multiple rectifier circuit of FIG. 3 is applied to a capacitor input type rectifier circuit. Each phase terminal of the three-phase AC power supply 1 is connected to the delta connection terminal of the primary winding of the transformer 2, and the delta connection terminal of the secondary winding is connected to each phase AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 5. ing. The star connection terminal of the secondary winding of the transformer 2 is connected to each phase AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 6. In the example of FIG. 4, the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are uncontrolled diode bridge circuits. The DC output sides of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are connected in parallel and connected to a load machine. The smoothing circuit is a capacitor input type, and the smoothing capacitor 8 smoothes the output voltage of the multiple rectifier circuit.
[0007]
The three-phase full-wave rectifier circuits 5, 6 may be a controlled three-phase bridge circuit using a thyristor or a non-controlled three-phase bridge circuit using a diode. In the case of the thyristor method, the phase difference of the voltage ripple on the DC side is used. In order to suppress the circulating current caused by the above, an interphase reactor may be inserted in the DC circuit. In this case, the rectified voltage is supplied to the load machine from the midpoint of the interphase reactor.
[0008]
An invention in which the multiple rectifier circuit shown in FIGS. 3 and 4 is further improved is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 58-170370. The multiple rectifier circuit described in this publication is a control type multiple rectifier circuit having basically the same structure as the multiple rectifier circuit shown in FIGS. 3 and 4, but a secondary winding is provided in the interphase reactor. To form a single-phase transformer, full-wave rectification of the induced voltage induced in this winding by the current ripple of the current flowing in the interphase reactor, and the resulting voltage is serially connected to the output voltage of the interphase reactor. The voltage obtained by superposition is applied to a load. As a result, the frequency of the voltage ripple becomes 24 times the frequency of the AC power supply, which is equivalent to the case where the AC of 24 phases is rectified. According to this method, the ripple of the DC output voltage can be significantly reduced, and the harmonic component of the power supply current can also be reduced. Further, in the case of a capacitor input type rectifier circuit, the capacitor can be downsized because the ripple of the capacitor current is reduced.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional multiple rectifier circuit, as described above, it is necessary to prepare a transformer having two types of secondary windings of delta connection and star connection. In addition, the transformer is required to have a transformer capacity corresponding to the full load of the load machine, so that not only the cost is increased but also the size is increased.
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a multiple rectifier circuit having a small transformer capacity, a low cost, and a small size without losing the advantages of the conventional multiple rectifier circuit capable of reducing voltage ripple.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the multiple rectifier circuit of the present invention includes a three-phase transformer having a primary winding of a first connection and a secondary winding of a second connection and having a voltage ratio of 1: 1. A three-phase AC input terminal of the first three-phase full-wave rectifier circuit is connected to a three-phase AC power supply, and a three-phase AC input terminal of a primary winding of the three-phase transformer is connected to the three-phase AC power supply And a three-phase AC output terminal of a secondary winding of the three-phase transformer is connected to a three-phase AC input terminal of a second three-phase full-wave rectifier circuit . First and second three-phase full-wave rectifier circuits have compensation means for compensating for a relative phase shift between three-phase AC inputs . Here, one of the delta connection and the star connection of the three-phase transformer is a first connection, and the other is a second connection. As described above, in the present invention, the primary winding and the secondary winding are formed in a star-delta connection or a delta-star connection, so that the first and second three-phases are formed by only one secondary winding. The three-phase AC input of the full-wave rectifier circuit has a phase shift of 30 degrees, whereby the voltage ripples of the rectified outputs of the first and second three-phase full-wave rectifier circuits can be superimposed in opposite phases.
[0012]
In order to suppress the voltage ripple included in the DC output by superimposing the two voltage ripples in opposite phases, the AC inputs of the first and second three-phase full-wave rectifier circuits have the same amplitude and the phases are the same. Must be shifted by 30 degrees from each other. The former voltage ratio 1: at 1, is accomplished by determining the number of turns of the primary and secondary windings, the latter Ru is achieved by the compensation means.
[0013]
As a compensating means, a three-phase reactor having an inductance equal to the leakage inductance of the three-phase transformer is connected between the three-phase AC power supply and the three-phase AC input terminal of the first three-phase full-wave rectifier circuit. Is appropriate.
[0014]
In this way, the same harmonic reduction effect as in the conventional method can be obtained with a three-phase transformer having a capacity approximately half that of the conventional method. Since the above three-phase reactor is equivalent to the leakage inductance of the three-phase transformer, it can be smaller than the three-phase transformer.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. In the following description, the frequency of the three-phase AC power supply voltage is assumed to be f.
[0016]
The multiple rectifier circuit of the present invention includes a three-phase transformer 3 (hereinafter, referred to as a transformer 3), a reactor 4, and a three-phase full-wave rectifier circuit 5, 6. The transformer 3 has a delta-star connection, the delta connection terminal of the primary winding is connected to the three-phase AC power supply 1, and the star connection terminal of the secondary winding of the transformer 3 is a three-phase AC input of the three-phase full-wave rectifier circuit 6. Terminals (hereinafter referred to as AC input terminals). In the transformer 3, the turn ratio between the primary winding and the secondary winding is set so that the voltage ratio becomes 1: 1. Thus, if the leakage flux of the transformer 3 is very small, the AC input voltage of the three-phase full-wave rectifier circuit 6 and the output voltage of the three-phase AC power supply 1 have a phase difference of 30 degrees with each other, and Have the same amplitude. Therefore, in this case, only by directly connecting the output terminal of the three-phase AC power supply 1 to the AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 5, the AC input of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the three-phase full-wave rectifier The AC input of the circuit 6 can have the same amplitude and have a phase difference of 30 degrees from each other. Hereinafter, the condition that the AC input of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the AC input of the three-phase full-wave rectifier circuit 6 have the same amplitude and have a phase difference of 30 degrees with each other is defined as an amplitude / phase condition. Write. The AC inputs of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are referred to as first and second AC inputs, respectively.
[0017]
However, since the transformer 3 actually has a leakage inductance, simply connecting the output voltage of the three-phase AC power supply 1 directly to the AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 results in the first and second AC inputs. The amplitude and phase conditions cannot be satisfied. For this purpose, a three-phase reactor 4 (hereinafter, referred to as reactor 4) having substantially the same inductance as the leakage inductance of the transformer 3 is connected between the three-phase AC power supply 1 and the three-phase full-wave rectifier circuit 5, whereby The deviation of the first and second AC inputs from the amplitude and phase conditions due to the leakage inductance of the transformer 3 is compensated. In this manner, the three-phase AC voltages applied to the AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the AC input terminal of the three-phase full-wave rectifier circuit 6 have a phase difference of 30 degrees with each other, and are the same. Has amplitude.
[0018]
The three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the three-phase full-wave rectifier circuit 6 have the same circuit configuration. Therefore, as long as the first and second AC inputs satisfy the amplitude and phase conditions, the voltage ripple of the rectified output of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the voltage ripple of the rectified output of the three-phase full-wave rectifier circuit 6 are: Have a phase difference of 30 degrees between each other when converted into a phase angle of a three-phase AC power supply voltage. That is, both the rectified output of the three-phase full-wave rectifier circuit 5 and the rectified output of the three-phase full-wave rectifier circuit 6 are DC having a frequency of 6f and mutually opposite phases and voltage ripples of the same amplitude. Therefore, when these two rectified outputs are connected in parallel and superimposed, voltage ripples having the same amplitude and opposite phase cancel each other out, resulting in a DC voltage having a small amplitude and a voltage ripple of frequency 12f. In this way, DC power having a small ripple amplitude is supplied to the load machine 7.
[0019]
In the above embodiment, the inductance of the three-phase reactor 4 is set to be substantially the same as the leakage inductance of the transformer 3. Therefore, the smaller the leakage inductance of the transformer 3 is, the smaller the reactor 4 is, which is suitable for the object of the present invention. However, in reality, when the leakage inductance is small, the internal impedance of the transformer becomes small, so that there is a danger when an unexpected event such as a short circuit occurs in the load. Therefore, in order to achieve the object of the present invention, a transformer having an appropriate leakage inductance is taken into consideration in consideration of the fact that a smaller leakage inductance is advantageous, and the fact that the leakage inductance cannot be reduced so much. 3 is designed. In any case, since the leakage inductance of the transformer is about several percent of the total inductance, the reactor 4 of the present invention is smaller than the secondary winding of the delta connection of the transformer 2 in FIGS. Of course.
[0020]
Although the delta-star-connected transformer 3 is used in the multiple rectifier circuit shown in FIG. 1, a star-delta-connected transformer may be used. Which one to select is determined depending on whether the neutral point ground is taken on the primary side or the secondary side of the transformer 3.
[0021]
FIG. 2 is a circuit diagram of an example in which the circuit of FIG. 1 is applied to a capacitor input type rectifier circuit.
[0022]
The R, S, and T phase terminals of the three-phase AC power supply 1 are connected to the input terminal of the three-phase reactor 4 and the delta connection terminal of the primary winding of the transformer 3. The output terminal of the three-phase reactor 4 and the star connection terminal of the secondary winding of the transformer 3 are connected to the R, S, and T branches of the three-phase bridge circuits of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6, respectively. The three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are non-control rectifier circuits having the same circuit configuration using diodes. The rectified outputs of the two rectifier circuits are connected in parallel, smoothed by a smoothing capacitor 8, and then supplied to a load machine.
[0023]
The multiple rectifier circuit of FIG. 2 is a capacitor input type in which the DC sides of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6 are connected in parallel and smoothed by a capacitor 8. When the smoothing circuit is of a capacitor input type, a steep current for charging the capacitor flows to the AC side of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6, but the voltage of the star connection and the delta connection of the transformer 3 is 30 degrees. The steep currents that charge the capacitors due to the phase difference cancel each other, so that harmonics of the current flowing through the primary winding of the transformer are greatly reduced.
[0024]
In the embodiment of FIG. 2, an uncontrolled rectifier circuit is employed as the three-phase full-wave rectifier circuit. However, when it is necessary to make the rectified output power variable, a three-phase bridge circuit constituted by a thyristor is used. Is adopted. In the case of the thyristor type, the voltage ripple becomes maximum when the control phase angle of the thyristor is 90 degrees. As described above, in such a case, an inter-phase reactor may be inserted into the DC side circuits of the three-phase full-wave rectifier circuits 5 and 6.
[0025]
【The invention's effect】
As described above, the present invention has the following effects. 1) A secondary voltage of a three-phase transformer having a primary winding of a first connection and a secondary winding of a second connection and having a voltage ratio of 1: 1 is connected to a second three-phase full-wave rectifier circuit. After compensating for a change in the phase difference between the three-phase AC power supply voltage and the secondary voltage caused by the leakage inductance of the three-phase transformer, the three-phase AC power supply voltage is converted into a first three-phase full-wave rectifier circuit. , The capacity of the three-phase transformer can be reduced by half and the cost and size can be reduced while maintaining the same harmonic reduction effect as that of the conventional method. 2) In particular, by connecting a three-phase reactor having an inductance substantially equal to the leakage inductance of the three-phase transformer as compensation means between the three-phase AC power supply and the first three-phase full-wave rectifier circuit, The necessary compensation can be made with a very small reactor as compared with.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of an example in which the present invention is applied to a capacitor input type rectifier circuit.
FIG. 3 is a block diagram showing a conventional multiple rectifier circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram of an example in which the conventional method of FIG. 3 is applied to a capacitor input type rectifier circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 3-phase AC power supply 2, 3 3-phase transformer 4 Reactor 5, 6 3-phase full-wave rectifier circuit 7 Load machine 8 Smoothing capacitor

Claims

First and second three phases which have a phase difference of 30 degrees and have the same amplitude, input the first and second three-phase AC voltages to respective three-phase AC input terminals and output rectified DC voltages. A multiple rectifier circuit having a full-wave rectifier circuit, wherein the first and second three-phase full-wave rectifier circuits have the same circuit configuration and are mutually connected in parallel on the output side.
When one of the delta connection and the star connection of the three-phase transformer is a first connection and the other is a second connection, the three-phase transformer is composed of a primary winding of the first connection and a secondary winding of the second connection, It has a three-phase transformer having a voltage ratio of 1: 1. A three-phase AC input terminal of the first three-phase full-wave rectifier circuit is connected to a three-phase AC power supply. A secondary winding of the three-phase transformer is connected to a three-phase AC input terminal of a second three-phase full-wave rectifier circuit, and a secondary winding of the three-phase transformer is generated due to a leakage inductance of the three-phase transformer. 1. A multiplex rectifier circuit comprising a compensation means for compensating a relative phase shift between three-phase AC inputs of a second three-phase full-wave rectifier circuit.

The compensating means includes a three-phase reactor connected between the three-phase AC power supply and a three-phase AC input terminal of the first three-phase full-wave rectifier circuit and having an inductance substantially equal to the leakage inductance. 2. The multiple rectifier circuit according to claim 1 , wherein: