JP3371960B2 - DC-DC converter - Google Patents

DC-DC converter

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JP3371960B2
JP3371960B2 JP2000288813A JP2000288813A JP3371960B2 JP 3371960 B2 JP3371960 B2 JP 3371960B2 JP 2000288813 A JP2000288813 A JP 2000288813A JP 2000288813 A JP2000288813 A JP 2000288813A JP 3371960 B2 JP3371960 B2 JP 3371960B2
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Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【産業上の利用分野】本発明は、直流電源にトランスを
介してスイッチング素子を接続し、スイッチング素子を
オン・オフする形式の直流−直流変換器(DC−DCコ
ンバータ)に関する。 【0002】 【従来の技術】直流電源にトランスの1次巻線を介して
スイッチング素子を接続し、トランスの2次巻線に出力
整流平滑回路を接続する形式のDC−DCコンバータは
種々の電源回路に使用されている 【0003】 【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ素子のターンオフ時及びターンオン時に、スイッチン
グ素子に電圧が印加されている状態で電流が流れると電
力損失が生じ、コンバータの効率が低下する。 【0004】そこで、本発明の目的はスイッチング損失
を低減することができる直流−直流変換器を提供するこ
とにある。 【0005】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電圧を供給するための第1及び第2の
電源端子と前記第1及び第2の電源端子の電位の中間の
電位の第3の電源端子とを有する直流電源と、前記第1
の電源端子に接続されたトランスの1次巻線と、前記1
次巻線と前記第2の電源端子との間に接続された第1の
スイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子に逆
方向並列に接続されダイオ−ドと、前記1次巻線と前
記第1のスイッチング素子との接続点と前記第3の電源
端子との間に接続されたリアクトルと第2のスイッチン
グ素子との直列回路と、前記第1のスイッチング素子に
並列に接続されたコンデンサと、前記トランスの2次巻
線に接続された出力整流平滑回路と、前記第1及び第2
のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第1及
び第2の制御信号を形成するものであって、前記第1の
スイッチング素子のオフ期間の終了時点よりも少し前の
時点から前記リアクトルの電流が零になる時点までの期
間に前記第2のスイッチング素子をオンに制御するよう
に前記第2の制御信号を送出し、前記第1のスイッチン
グ素子のオン期間の開始時点が前記コンデンサの電荷の
放出終了時点にほぼ一致するように前記第1及び第2の
制御信号のタイミングが設定されているスイッチ制御回
路とを備えた直流−直流変換器係わるものである。 【0006】 【発明の作用及び効果】本発明における第2のスイッチ
ング素子及びリアクトルはコンデンサの電荷を放出する
ために使用される。第1のスイッチング素子のオフ期間
に第2のスイッチング素子がオンになると、コンデンサ
とリアクトルとの共振現象によってコンデンサの電荷が
リアクトルを介して放出され、コンデンサの電圧即ち第
1のスイッチング素子の電圧がほぼゼロになる。この時
点で第1のスイッチング素子をオンにすると、ゼロボル
トスイッチングが達成され、スイッチング損失が実質的
にゼロになり、直流−直流変換器の効率が高くなる。 【0007】 【第1の実施例】次に、図1〜図4を参照して本発明の
第1の実施例のDC−DCコンバータを説明する。図1
において直流電源1は、それぞれV/2ボルトを供給す
る第1及び第2の電源2、3の直列回路から成り、第
1、第2及び第3の電源端子4、5、6を有する。この
電源1は、例えば整流回路又は電池から成る電源に2つ
の電源用コンデンサの直列回路を接続することによって
構成することができる。2つの電源用コンデンサを使用
する場合にはこれ等が第1及び第2の電源2、3として
働く。電源1において、第1の電源端子4は最も高い電
位を有し、第2の電源端子5は最も低い電位(グランド
電位)を有し、第3の電源端子6は第1及び第2の電源
端子4、5の中間の電位を有する。 【0008】第1及び第2の電源端子4、5間にはトラ
ンス30の1次巻線31と第1のスイッチング素子Q1
との直列回路が接続されている。即ち、1次巻線の一端
が第1の電源端子4に接続され、トランジスタから成る
第1のスイッチング素子Q1が1次巻線と第2の電源端
子5との間に接続されている。 【0009】第1のスイッチング素子Q1 に対して並列
にダイオ−トD1 、及び共振用コンデンサC1 が接続さ
れている。 【0010】出力整流平滑回路7は整流ダイオード8と
平滑用コンデンサ9とから成り、トランス30の2次巻
線32に対して並列に接続されている。なお、2次巻線
32の極性は1次巻線31と逆に設定されている。平滑
用コンデンサ9の一端及び他端には負荷(図示せず)を
接続するための一対の出力端子11、12が接続されて
いる。 【0011】接続点10と第3の電源端子(中間端子)
との間にはトランジスタから成るスイッチング素子Q2
を介してリアクトルL2 が接続されている。 【0012】制御回路13は第1及び第2のスイッチン
グ素子Q1 、Q2 の制御端子(ベース)に接続され、図
2(A)(B)に示す制御信号Vb1、Vb2を供給する。
なお、出力端子11、12間の直流出力電圧を所定値に
制御するために出力端子11が制御回路13に接続され
ている。 【0013】図3は図2の(A)(B)に示す第1及び
第2のスイッチング素子Q1 、Q2のオン・オフ制御信
号Vb1、Vb2を形成するための回路の1例を示す。図3
において、一対の出力端子11、12との間に分圧抵抗
R1 、R2 から成る電圧検出回路20が接続されてい
る。抵抗R1 、R2 の分圧点は誤差増幅器21の一方の
入力端子に接続されている。誤差増幅器21の他方の入
力端子は例えばツエナーダイオード等で構成される基準
電圧源22に接続されている。誤差増幅器21の出力端
子は電圧比較器(コンパレータ)23の一方の入力端子
に接続されている。比較器23の他方の入力端子は三角
波(又はのこぎり波)発生回路24に接続されている。
三角波発生回路24は発振器25から一定周期で発生す
る図4(A)のクロックパルスに応答して図4(B)の
三角波Vt を発生する。比較器23は三角波Vt と誤差
増幅器21から得られた誤差信号Ve とを比較して図4
(C)の方形波の比較出力パルスを発生する。 【0014】第1の制御信号形成回路26は、図4
(C)の比較出力パルスの前縁時点t1から所定遅延時
間Td 後のt2 時点から比較出力パルスの後縁時点t4
までの時間幅を有する第1の制御パルス(第1の制御信
号Vb1)を図4(D)に示すように形成し、これを第1
のスイッチング素子Q1 に送る。なお、第1の制御パル
スの終了時点を比較出力パルスの後縁に同期させる代り
に、図4(A)のクロックパルス又は図(A)(B)の
三角波の頂点又は始点に同期させることができる。第2
の制御信号形成回路27は、図4(C)の比較出力パル
スの前縁時点t1 に応答して所定時間幅Ts を有する第
2の制御パルス(第2の制御信号Vb2)を図4(E)に
示すように形成し、これを第2のスイッチング素子Q2
に送る。第2の制御パルスの後縁時点t3 はリアクトル
L2 の電流I2 がほぼゼロになる時点である。 【0015】次に、図2の波形を参照して図1のDC−
DCコンバータの動作を説明する。図2のt0 時点で第
1のスイッチング素子Q1 がオフになると、インダクタ
ンスL1を有する1次巻線31を通って第1のスイッチ
ング素子Q1 に流れていた図2(C)の電流I1 が共振
用コンデンサC1 に転流し、図2(E)に示すようにコ
ンデンサC1 に充電電流Ic が流れ、この電圧Vc が図
2(F)に示すように傾斜を有してゼロボルトより直線
的に上昇する。このため、第1のスイッチング素子Q1
のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成
され、この時のスイッチング損失は極めて小さい。ta
時点においてトランスの2次巻線の端子電圧が出力平滑
用コンデンサ9の電圧よりも高くなると、ダイオード8
が順バイアスされて導通し、図2(D)に示すようにこ
こを通って電流Id が流れる。ダイオード8がオンにな
ると、コンデンサC1 の電圧はほぼ一定値V+(N1/
N2)Voにクランプされる。ここでN1はトランス1次
巻線31の巻数、N2は2次巻線32の巻数である。 【0016】その後、t1 時点で図2(B)に示すよう
に第2の制御信号Vb2が高レベルに転換し、第2のスイ
ッチング素子Q2 がオンになると、コンデンサC1 と第
2のスイッチング素子Q2 とリアクトルL2 と第2の電
源3とから成る共振回路が形成され、コンデンサC1 の
放電電流が図2(E)に示すように正弦波状に流れ、リ
アクトルL2 にはコンデンサC1 を流れる共振電流が図
2(G)に示すように流れる。おな、ここでは1次巻線
のインダクタンスL1がリアクトルL2 のインダクタン
スよりも大きく設定されている。コンデンサC1 及び第
1のスイッチング素子Q1 の電圧Vc は図2(F)に示
す余弦波形で低下し、t2 時点でゼロになる。そこで、
t2 時点で図2(A)に示すように第1の制御信号Vb1
を高レベルに転換させ、第1のスイッチング素子Q1 を
オンにする。この結果、第1のスイッチング素子Q1 の
ゼロボルトスイッチングが達成され、この損失が小さく
なる。なお、第2のスイッチング素子Q2 とリアクトル
L2 を設けない従来回路ではコンデンサC1 の放電電流
が第1のスイッチング素子Q1 を通って流れ、スイッチ
ング損失が生じる。 【0017】t2 時点でリアクトルL2及び第2のスイ
ッチング素子Q2 を流れる電流I2もゼロ電流となるた
め、t2以後でスイッチング素子Q2をオフすることによ
りスイッチング素子Q2のゼロ電流スイッチを行うこと
が出来、スイッチング損失は発生しない。従って、第2
のスイッチング素子Q2を付加したことによる損失の増
大はほとんど生じない。 【0018】 【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 (1) トランス30の1次巻線31と2次巻線32と
の極性を図6に示すように同じにし、出力整流平滑回路
7にリアクトル33とダイオード34を付加し、フォワ
ード型のコンバータとすることができる。 (2) 制御回路13は図3に限定されるものでなく、
種々変形可能である (3) 第1のスイッチング素子Q1 に逆並列接続した
ダイオードD1 をスイッチング素子Q1 に内蔵させるこ
とができる。例えば第1のスイッチング素子Q1 を絶縁
ゲ−ト型電界効果トランジスタ(FET)とし、ここに
ダイオ−ドD1を内蔵させる。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter of the type in which a switching element is connected to a DC power supply via a transformer and the switching element is turned on and off. -DC converter). 2. Description of the Related Art DC-DC converters in which a switching element is connected to a DC power supply via a primary winding of a transformer and an output rectifying and smoothing circuit is connected to a secondary winding of the transformer are various types of power supplies. When a current flows while a voltage is applied to the switching element when the switching element is turned off and when the switching element is turned on, a power loss occurs, and a converter is used. The efficiency of the system decreases. Accordingly, an object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of reducing switching loss. [0005] To achieve the above object, the present invention provides first and second power supply terminals for supplying a DC voltage, and potentials of the first and second power supply terminals. A DC power supply having a third power supply terminal having an intermediate potential between the DC power supply;
A primary winding of a transformer connected to a power supply terminal of
A first switching element connected between a secondary winding and the second power supply terminal; a diode connected in parallel in the reverse direction to the first switching element; A series circuit of a reactor and a second switching element connected between a connection point with the first switching element and the third power supply terminal; and a capacitor connected in parallel to the first switching element. An output rectifying / smoothing circuit connected to a secondary winding of the transformer;
Forming first and second control signals for on / off control of the switching element, wherein the current of the reactor is controlled from a point slightly before the end of the off period of the first switching element. The second control signal is transmitted so as to control the second switching element to be turned on during a period until the time when the value of the first switching element becomes zero. And a switch control circuit in which the timings of the first and second control signals are set so as to substantially coincide with the end point of the discharge. The second switching element and the reactor according to the present invention are used for discharging the electric charge of the capacitor. When the second switching element is turned on during the off period of the first switching element, the charge of the capacitor is released via the reactor due to the resonance phenomenon between the capacitor and the reactor, and the voltage of the capacitor, that is, the voltage of the first switching element is reduced. It becomes almost zero. If the first switching element is turned on at this time, zero volt switching is achieved, the switching loss becomes substantially zero, and the efficiency of the DC-DC converter increases. Next, a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG.
The DC power supply 1 comprises a series circuit of first and second power supplies 2 and 3 for supplying V / 2 volts, respectively, and has first, second and third power supply terminals 4, 5 and 6. The power supply 1 can be configured by connecting a series circuit of two power supply capacitors to a power supply composed of, for example, a rectifier circuit or a battery. When two power supply capacitors are used, they function as the first and second power supplies 2 and 3. In the power supply 1, the first power supply terminal 4 has the highest potential, the second power supply terminal 5 has the lowest potential (ground potential), and the third power supply terminal 6 has the first and second power supplies. It has an intermediate potential between terminals 4 and 5. A primary winding 31 of a transformer 30 and a first switching element Q1 are provided between first and second power supply terminals 4 and 5.
Are connected in series. That is, one end of the primary winding is connected to the first power supply terminal 4, and the first switching element Q 1 composed of a transistor is connected between the primary winding and the second power supply terminal 5. A diode D1 and a resonance capacitor C1 are connected in parallel with the first switching element Q1. The output rectifying / smoothing circuit 7 comprises a rectifying diode 8 and a smoothing capacitor 9 and is connected in parallel to a secondary winding 32 of a transformer 30. The polarity of the secondary winding 32 is set opposite to that of the primary winding 31. A pair of output terminals 11 and 12 for connecting a load (not shown) are connected to one end and the other end of the smoothing capacitor 9. Connection point 10 and third power supply terminal (intermediate terminal)
And a switching element Q2 composed of a transistor.
Reactor L2 is connected via a. The control circuit 13 is connected to control terminals (bases) of the first and second switching elements Q1 and Q2, and supplies control signals Vb1 and Vb2 shown in FIGS. 2A and 2B.
The output terminal 11 is connected to the control circuit 13 in order to control the DC output voltage between the output terminals 11 and 12 to a predetermined value. FIG. 3 shows an example of a circuit for forming the ON / OFF control signals Vb1 and Vb2 for the first and second switching elements Q1 and Q2 shown in FIGS. 2A and 2B. FIG.
2, a voltage detection circuit 20 composed of voltage dividing resistors R1 and R2 is connected between a pair of output terminals 11 and 12. The voltage dividing points of the resistors R1 and R2 are connected to one input terminal of the error amplifier 21. The other input terminal of the error amplifier 21 is connected to a reference voltage source 22 composed of, for example, a Zener diode. The output terminal of the error amplifier 21 is connected to one input terminal of a voltage comparator (comparator) 23. The other input terminal of the comparator 23 is connected to a triangular wave (or sawtooth wave) generating circuit 24.
The triangular wave generating circuit 24 generates the triangular wave Vt of FIG. 4B in response to the clock pulse of FIG. The comparator 23 compares the triangular wave Vt with the error signal Ve obtained from the error amplifier 21 and
A comparison output pulse of the square wave of (C) is generated. The first control signal forming circuit 26 has a structure shown in FIG.
(C) The trailing edge time t4 of the comparison output pulse from the time t2 after a predetermined delay time Td from the leading edge time t1 of the comparison output pulse.
A first control pulse (first control signal Vb1) having a time width up to and including the first control pulse is formed as shown in FIG.
To the switching element Q1. Note that instead of synchronizing the end point of the first control pulse with the trailing edge of the comparison output pulse, the end point of the first control pulse may be synchronized with the clock pulse in FIG. 4A or the apex or start point of the triangular wave in FIGS. it can. Second
The control signal forming circuit 27 of FIG. 4C generates a second control pulse (second control signal Vb2) having a predetermined time width Ts in response to the leading edge time t1 of the comparison output pulse of FIG. ), And this is connected to the second switching element Q2.
Send to The trailing edge time t3 of the second control pulse is the time at which the current I2 of the reactor L2 becomes substantially zero. Next, referring to the waveforms of FIG.
The operation of the DC converter will be described. When the first switching element Q1 is turned off at time t0 in FIG. 2, the current I1 of FIG. 2C flowing to the first switching element Q1 through the primary winding 31 having the inductance L1 is used for resonance. The current commutates to the capacitor C1, and the charging current Ic flows to the capacitor C1 as shown in FIG. 2 (E), and this voltage Vc rises linearly from zero volt with a slope as shown in FIG. 2 (F). Therefore, the first switching element Q1
Is achieved at the time of turn-off, and the switching loss at this time is extremely small. ta
When the terminal voltage of the secondary winding of the transformer becomes higher than the voltage of the output smoothing capacitor 9 at the time, the diode 8
Is forward-biased and conducts, and a current Id flows therethrough as shown in FIG. When the diode 8 is turned on, the voltage of the capacitor C1 becomes almost constant value V + (N1 /
N2) Clamped to Vo. Here, N1 is the number of turns of the transformer primary winding 31, and N2 is the number of turns of the secondary winding 32. Thereafter, at time t1, as shown in FIG. 2B, the second control signal Vb2 is changed to a high level, and when the second switching element Q2 is turned on, the capacitor C1 and the second switching element Q2 are turned on. A resonance circuit composed of the power supply and the reactor L2 and the second power supply 3 is formed. The discharge current of the capacitor C1 flows in a sine wave shape as shown in FIG. 2 (E), and the resonance current flowing through the capacitor C1 flows through the reactor L2. It flows as shown in FIG. Here, the inductance L1 of the primary winding is set to be larger than the inductance of the reactor L2. The voltage Vc of the capacitor C1 and the first switching element Q1 decreases with a cosine waveform shown in FIG. 2 (F) and becomes zero at time t2. Therefore,
At time t2, the first control signal Vb1 is output as shown in FIG.
To a high level, turning on the first switching element Q1. As a result, zero volt switching of the first switching element Q1 is achieved, and this loss is reduced. In the conventional circuit without the second switching element Q2 and the reactor L2, the discharge current of the capacitor C1 flows through the first switching element Q1, and a switching loss occurs. At time t2, the current I2 flowing through the reactor L2 and the second switching element Q2 also becomes a zero current. Therefore, by turning off the switching element Q2 after t2, the zero current switch of the switching element Q2 can be performed. No switching loss occurs. Therefore, the second
No increase in loss due to the addition of the switching element Q2. Modifications The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) The polarities of the primary winding 31 and the secondary winding 32 of the transformer 30 are made the same as shown in FIG. 6, and a reactor 33 and a diode 34 are added to the output rectifying / smoothing circuit 7 to provide a forward type converter. can do. (2) The control circuit 13 is not limited to FIG.
(3) A diode D1 connected in anti-parallel to the first switching element Q1 can be built in the switching element Q1. For example, the first switching element Q1 is an insulated gate field effect transistor (FET), in which a diode D1 is incorporated.

【図面の簡単な説明】 【図1】本発明に従う施例のDC−DCコンバータを示
す回路図である。 【図2】図1の各部の状態を示す波形図である。 【図3】図1の制御回路を示すブロック図である。 【図4】図3の各部の状態を示す波形図である。 【図5】変形例を示す回路図である。 【符号の説明】 1 電源 4、5、6 第1、第2及び第3の電源端子 7 出力整流平滑回路 30 トランス 31 1次巻線 32 2次巻線 L2 リアクトル Q1 、Q2 第1及び第2のスイッチング素子 C1 共振用コンデンサ
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of an embodiment according to the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram showing a state of each unit in FIG. FIG. 3 is a block diagram illustrating a control circuit of FIG. 1; FIG. 4 is a waveform chart showing a state of each unit in FIG. 3; FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification. [Description of Signs] 1 Power supplies 4, 5, 6 First, second, and third power supply terminals 7 Output rectifying / smoothing circuit 30 Transformer 31 Primary winding 32 Secondary winding L2 Reactors Q1, Q2 First and second Switching element C1 resonance capacitor

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 【請求項1】 直流電圧を供給するための第1及び第2
の電源端子と前記第1及び第2の電源端子の電位の中間
の電位の第3の電源端子とを有する直流電源と、 前記第1の電源端子に接続されたトランスの1次巻線
と、 前記1次巻線と前記第2の電源端子との間に接続された
第1のスイッチング素子と、 前記第1のスイッチング素子に逆方向並列に接続され
ダイオ−ドと、 前記1次巻線と前記第1のスイッチング素子との接続点
と前記第3の電源端子との間に接続されたリアクトルと
第2のスイッチング素子との直列回路と、 前記第1のスイッチング素子に並列に接続されたコンデ
ンサと、 前記トランスの2次巻線に接続された出力整流平滑回路
と、 前記第1及び第2のスイッチング素子をオン・オフ制御
するための第1及び第2の制御信号を形成するものであ
って、前記第1のスイッチング素子のオフ期間の終了時
点よりも少し前の時点から前記リアクトルの電流が零に
なる時点までの期間に前記第2のスイッチング素子をオ
ンに制御するように前記第2の制御信号を送出し、前記
第1のスイッチング素子のオン期間の開始時点が前記コ
ンデンサの電荷の放出終了時点にほぼ一致するように前
記第1及び第2の制御信号のタイミングが設定されてい
るスイッチ制御回路とを備えた直流−直流変換器。
(57) [Claim 1] A first and a second for supplying a DC voltage.
A DC power supply having a power supply terminal and a third power supply terminal having an intermediate potential between the first and second power supply terminals; a primary winding of a transformer connected to the first power supply terminal; a first switching element, the first <br/> diodes connected in reverse parallel with the switching element connected between said primary winding a second power supply terminal - de and the A series circuit of a second switching element and a reactor connected between a connection point between a primary winding and the first switching element and the third power supply terminal, parallel to the first switching element A capacitor connected to the transformer, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the transformer, and first and second control signals for controlling on / off of the first and second switching elements. Forming the first switch. The second control signal is transmitted so as to control the second switching element to be on during a period from a time point slightly before the end time of the off period of the switching element to a time point when the current of the reactor becomes zero. A switch control circuit in which the timings of the first and second control signals are set such that the start time of the on-period of the first switching element substantially coincides with the discharge end time of the charge of the capacitor. DC-DC converter.
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