JP2865194B2 - 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相全波整流回路 - Google Patents
単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相全波整流回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、単相入力３相全波整
流回路、及び単相入力疑似４相全波整流回路に関するも
のである。さらに詳しくは、この発明は、映像機器、音
響機器、各種通信・情報機器、コンピュータ等の電子機
器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理器、
照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停電電
力供給回路等の交流出力装置のスイッチング電源等に有
用な単相入力３相全波整流回路および単相入力擬似４相
全波整流回路に関するものである。
流回路、及び単相入力疑似４相全波整流回路に関するも
のである。さらに詳しくは、この発明は、映像機器、音
響機器、各種通信・情報機器、コンピュータ等の電子機
器、複写機等の各種事務機器および、空調機、調理器、
照明機器、産業用モーターコントロール機器、無停電電
力供給回路等の交流出力装置のスイッチング電源等に有
用な単相入力３相全波整流回路および単相入力擬似４相
全波整流回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術と課題】従来から、スイッチング電源は、
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体のスイッチング、専用制御回路のＬＳ
Ｉ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化などに伴っ
て、その需要を急激に伸ばしている。しかしながら、最
近になって、このようなスイッチング電源が発生する高
周波電流が、商用電源における電波障害問題を引き起こ
すとの指摘があり、またそれに付随して、このスイッチ
ング電源の発生する力率の低下は、地球資源エネルギー
の無駄使いが生じているとの指摘もあり、現在、このよ
うな問題点が先進主要国における共通の課題として注目
されるに至っている。
映像機器、音響機器、コンピュータ等の電子機器、およ
び、空調機、調理器、照明機器、産業用モーターコント
ロール機器、無停電電力供給回路等の交流出力装置等に
広く一般的に使用されており、そして、このスイッチン
グ電源は、半導体のスイッチング、専用制御回路のＬＳ
Ｉ化、磁性材料およびコンデンサの高周波化などに伴っ
て、その需要を急激に伸ばしている。しかしながら、最
近になって、このようなスイッチング電源が発生する高
周波電流が、商用電源における電波障害問題を引き起こ
すとの指摘があり、またそれに付随して、このスイッチ
ング電源の発生する力率の低下は、地球資源エネルギー
の無駄使いが生じているとの指摘もあり、現在、このよ
うな問題点が先進主要国における共通の課題として注目
されるに至っている。
【０００３】そして、このような、スイッチング電源に
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高周波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
よって発生する高調波電流、および、力率の低下の問題
は、現在、ＩＥＣ（国際電気標準会議）によって規制す
ることが決定されており、わが国においてもそのための
対応が迫られている。このＩＥＣの規制の中でも、例え
ば、高周波電流の規制案ＩＥＣ１０００−３−２におい
ては、規制対象を、３相入力機器を対象としたクラス
Ａ、単相電動工具を対象としたクラスＢ、単相照明機器
を対象としたクラスＣ、および、６００ワット以下のス
イッチング波形を有する機器を対象としたクラスＤの４
種類設けている。このため、空調機の一部を除く電子機
器、および、交流出力機器のほとんどがクラスＤの規制
対象となっている。
【０００４】このような高調波電流の規制の中でも特に
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ，２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品については、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある。
問題視されているのが、スイッチング電源として一般的
に用いられている単相全波コンデンサ入力型整流回路で
ある。例えば、図１に例示したように、欧州向２３０
Ｖ，２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相全波
コンデンサ入力型整流回路を例にとると、第３高調波か
ら第１９次高調波までのすべての奇数次高調波における
高調波電流値が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を
大幅に上回っており、このようなスイッチング電源を用
いた製品については、今後製品として販売できなくなっ
てしまう恐れがある。
【０００５】このような高調波電流の規制に対する対策
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
として、これまでにもいくつかの回路が提案されてきて
おり、その中でも、チョーク・コイル挿入回路、ワン・
コンバータ方式（コンデンサレス方式）、アクティブ・
フィルタ方式が一般的に利用されるに至っている。チョ
ーク・コイル挿入回路は、例えば、図２（１）に例示し
たような回路構成となっており、交流入力側にチョーク
・コイルを挿入している。この構成によって、前述のＩ
ＥＣ規格を満足するようにしている。
【０００６】例えば、図３に例示したように、欧州向２
３０Ｖ，２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力型整流回路の入力側にチョーク・コ
イルを挿入した場合には、第３高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
３０Ｖ，２３０Ｗのテレビ受像機で用いられている単相
全波コンデンサ入力型整流回路の入力側にチョーク・コ
イルを挿入した場合には、第３高調波から第１９次高調
波までのすべての奇数次高調波における高調波電流値
が、図中実線で示されたＩＥＣ規格の値を下回ってい
る。
【０００７】しかしながら、このチョーク・コイル挿入
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
回路の場合には、その力率は、例えば図４に例示したよ
うに、一般的に０．７５〜０．８程度であり、ＩＥＣ規
格の最低値である０．７５を満たしているものの、十分
とは言えず、その無効電力は依然として多い。このチョ
ーク・コイル挿入回路での高調波電流の発生は、全波整
流出力に直結されたコンデンサの充電電流に基因するこ
とは明らかである。従って、このコンデンサを除いてパ
ルス幅制御（ＰＷＭ）を行なう試みがなされてきた。
【０００８】このような、パルス幅制御を行なう回路
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
が、ワン・コンバータ方式とアクティブ・フィルタ方式
である。ワン・コンバータ方式は、例えば図２（２）に
例示した回路構成を有しており、コスト、変換効率、力
率、電源高調波の点については、それなりの利点がある
ものの、交流入力電圧が零付近においては、出力電力が
取り出せないといった欠点がある。その結果、約３００
Ｗ以下の機器にしか利用することができない。またさら
に、このワン・コンバータ方式においては、電源側に大
容量コンデンサが存在しないため、高速スイッチングの
際の雑音が交流電源側に洩れてしまうといった大きな欠
点がある。そのためこのワン・コンバータ方式を用いた
スイッチング電源の使用はかなり限定されてしまう。
【０００９】一方、アクティブ・フィルタ方式は、図２
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのスイッチングの他にもうひとつの力率改
善用スイッチング回路が必要となるため、コストが増大
してしまい、さらに、高周波雑音の増加とともにさらに
数％の変換効率低下が生じてしまうといった欠点が存在
する。
（３）に例示した回路構成を有している。この方式で
は、一般的にその力率は１に近くなるものの、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのスイッチングの他にもうひとつの力率改
善用スイッチング回路が必要となるため、コストが増大
してしまい、さらに、高周波雑音の増加とともにさらに
数％の変換効率低下が生じてしまうといった欠点が存在
する。
【００１０】さらにまた、前記のようなチョーク・コイ
ルのみを用いた回路方式では、チョーク・コイルの重量
と容量が大きいために回路の小型・軽量化が制限されて
しまうといった欠点がある。また、インバータ型エアコ
ンなどのコンピュータ制御による空調機等のような負荷
が連続的、且つ大幅に変動する機器に使用される場合で
は、直流負荷変動に対しても定電圧を保つことができる
回路であることが好ましい。
ルのみを用いた回路方式では、チョーク・コイルの重量
と容量が大きいために回路の小型・軽量化が制限されて
しまうといった欠点がある。また、インバータ型エアコ
ンなどのコンピュータ制御による空調機等のような負荷
が連続的、且つ大幅に変動する機器に使用される場合で
は、直流負荷変動に対しても定電圧を保つことができる
回路であることが好ましい。
【００１１】以上のように、これらの従来のスイッチン
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に対する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を解消し、変換効率、力率、お
よび、電源高調波等の諸問題について抜本的な改善を行
い、さらに、コスト増分が少なく、かつ、電力容量範囲
の制約を受けない単相入力３相全波整流回路、及び直流
負荷変動に対して定電圧制御を行うことができる小型で
軽量な単相入力疑似４相整流回路を提供することを目的
としている。
グ電源における、高調波電流規制と力率改善に対する対
策は、コストの上昇、変換効率の低下、および外形寸法
重量の増大などの負要因を伴うものである。この発明
は、このような事情に鑑みてなされたものであり、以上
の通りの従来技術の欠点を解消し、変換効率、力率、お
よび、電源高調波等の諸問題について抜本的な改善を行
い、さらに、コスト増分が少なく、かつ、電力容量範囲
の制約を受けない単相入力３相全波整流回路、及び直流
負荷変動に対して定電圧制御を行うことができる小型で
軽量な単相入力疑似４相整流回路を提供することを目的
としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】単相入力３相全波整流回路 この発明は、上記の課題を解決するために、まず第一
に、単相交流入力端子の一方の入力端子にコンデンサの
片側の端子をまた、他方の入力端子にチョーク・コイル
の片側の端子を接続し、そのコンデンサの他端とそのチ
ョーク・コイルの他端との接続点を第３の端子となし、
２つの単相入力交流端子と、この第３の端子とからなる
３つの入力端子を、３相全波ブリッジの交流入力端子に
接続し、直流出力端子に接続された直流負荷抵抗の値に
応じて前記のコンデンサおよびチョーク・コイルの値を
選び、疑似的に３相整流回路を構成し、３相全波整流出
力波形を発生させることを特徴とする単相入力３相全波
整流回路（請求項１）を提供する。
に、単相交流入力端子の一方の入力端子にコンデンサの
片側の端子をまた、他方の入力端子にチョーク・コイル
の片側の端子を接続し、そのコンデンサの他端とそのチ
ョーク・コイルの他端との接続点を第３の端子となし、
２つの単相入力交流端子と、この第３の端子とからなる
３つの入力端子を、３相全波ブリッジの交流入力端子に
接続し、直流出力端子に接続された直流負荷抵抗の値に
応じて前記のコンデンサおよびチョーク・コイルの値を
選び、疑似的に３相整流回路を構成し、３相全波整流出
力波形を発生させることを特徴とする単相入力３相全波
整流回路（請求項１）を提供する。
【００１３】この単相入力３相全波整流回路は、例え
ば、図５に示したものをひとつの態様として示すことが
でき、この回路によって、高変換効率、高力率等の優れ
た作用効果を実現することが可能となる。まず、この発
明の単相入力３相全波整流回路の変換効率を実際に計算
し、従来の単相全波整流回路とを比較してみる。
ば、図５に示したものをひとつの態様として示すことが
でき、この回路によって、高変換効率、高力率等の優れ
た作用効果を実現することが可能となる。まず、この発
明の単相入力３相全波整流回路の変換効率を実際に計算
し、従来の単相全波整流回路とを比較してみる。
【００１４】この発明の単相入力３相全波整流回路の比
較対象として、まず図６の単相交流回路、および、図７
の単相全波整流回路、および、図８の単相３相変換回路
を例にとり、その各回路における各部の電圧、電流およ
び、電力などを以下の通り定義する。すなわち、図６に
例示した単相交流回路において、ｅ1 は交流入力電圧、
ｉ1は交流入力電流、ＰACは交流入力電力とする。
較対象として、まず図６の単相交流回路、および、図７
の単相全波整流回路、および、図８の単相３相変換回路
を例にとり、その各回路における各部の電圧、電流およ
び、電力などを以下の通り定義する。すなわち、図６に
例示した単相交流回路において、ｅ1 は交流入力電圧、
ｉ1は交流入力電流、ＰACは交流入力電力とする。
【００１５】この図６と同一の交流入力電圧ｅ1 、交流
入力電流ｉ1 、および、交流入力電力ＰACを、図７に示
した単相全波整流回路に用いた場合、この単相全波整流
回路の直流出力電圧Ｅ1 、直流出力電流Ｉ1 、および、
直流出力電力ＰDCは、図７に記した通りとなる。そし
て、この結果から、例えば、この回路における直流出力
電力ＰDCは、理論上、交流入力電力ＰACの８１％以上に
はなり得ないことがわかる。このことは単相全波出力波
形に含まれる高調波成分のエネルギーが１９％あり、直
流出力電力として使えないことを意味している。
入力電流ｉ1 、および、交流入力電力ＰACを、図７に示
した単相全波整流回路に用いた場合、この単相全波整流
回路の直流出力電圧Ｅ1 、直流出力電流Ｉ1 、および、
直流出力電力ＰDCは、図７に記した通りとなる。そし
て、この結果から、例えば、この回路における直流出力
電力ＰDCは、理論上、交流入力電力ＰACの８１％以上に
はなり得ないことがわかる。このことは単相全波出力波
形に含まれる高調波成分のエネルギーが１９％あり、直
流出力電力として使えないことを意味している。
【００１６】次に、この単相交流回路、および、単相全
波整流回路を踏まえて、図８に例示したように、単相３
相変換回路について考えてみる。この単相３相変換回路
は、２つの交流入力端子（１）（２）の間に、コンデン
サＣ1 とチョーク・コイルＬ1 の直列回路を図８に例示
したように接続し、交流入力電圧ｅ1 のベクトルと異な
る位相の電圧を、Ｃ1 とＬ1 の接続点に取り出す回路で
ある。
波整流回路を踏まえて、図８に例示したように、単相３
相変換回路について考えてみる。この単相３相変換回路
は、２つの交流入力端子（１）（２）の間に、コンデン
サＣ1 とチョーク・コイルＬ1 の直列回路を図８に例示
したように接続し、交流入力電圧ｅ1 のベクトルと異な
る位相の電圧を、Ｃ1 とＬ1 の接続点に取り出す回路で
ある。
【００１７】そして、この単相３相変換回路において、
交流入力電圧ｅ1 、交流入力電流ｉ1 は前記図６および
図７に示した単相交流回路、および、単相全波整流回路
と同一であるとして、３相負荷電力の総和を単相交流回
路の単相電力ｅ1 ・ｉ1 と等しくするためには、かり
に、図８のｉ2 、ｉ3 、ｉ4 をｉ1 ／３と仮定すれば、
次式（１）
交流入力電圧ｅ1 、交流入力電流ｉ1 は前記図６および
図７に示した単相交流回路、および、単相全波整流回路
と同一であるとして、３相負荷電力の総和を単相交流回
路の単相電力ｅ1 ・ｉ1 と等しくするためには、かり
に、図８のｉ2 、ｉ3 、ｉ4 をｉ1 ／３と仮定すれば、
次式（１）
【００１８】
【数１】
【００１９】の通りとなる。この単相３相変換回路にお
いて、３相交流を得るためのコンデンサＣ1 とチョーク
・コイルＬ1 の値を求める。まず、正三角形の交流ベク
トルを図８のように書くと、Ｌ1 、および、Ｃ1 の電圧
ベクトルは、ｅL 、および、ｅC であり、この時のｉ3
のベクトルは抵抗性のためｅC と同相、ｉC の電流は容
量性のため交流理論によりｅC のベクトルより９０゜進
むが、この絶対値をｉ3 の絶対値の、
いて、３相交流を得るためのコンデンサＣ1 とチョーク
・コイルＬ1 の値を求める。まず、正三角形の交流ベク
トルを図８のように書くと、Ｌ1 、および、Ｃ1 の電圧
ベクトルは、ｅL 、および、ｅC であり、この時のｉ3
のベクトルは抵抗性のためｅC と同相、ｉC の電流は容
量性のため交流理論によりｅC のベクトルより９０゜進
むが、この絶対値をｉ3 の絶対値の、
【００２０】
【数２】
【００２１】倍、すなわち
【００２２】
【数３】
【００２３】に選べば、次式（２）
【００２４】
【数４】
【００２５】となる。同様に、ｉL の絶対値をｉ4 の絶
対値（｜ｉ1 ／３｜）の、
対値（｜ｉ1 ／３｜）の、
【００２６】
【数５】
【００２７】倍に選べば、次式（３）
【００２８】
【数６】
【００２９】となり、ベクトル図から明らかなように、
Ｃ1 と３Ｒ1 の並列合成電流２ｉ1 ／３と、Ｌ1 、３Ｒ
1 の並列合成電流２ｉ1 ／３はともに単相交流入力電圧
ｅ1 と同相すなわち力率１となり、疑似３相交流回路が
形成できる。さらに、ｉ2 を流れる電流のベクトルは、
抵抗成分のみであるから、単相交流入力電圧ｅ1 と同相
であり、単相交流入力電流ｉ1 はＣ1 と３Ｒ1 、Ｌ1 と
３Ｒ1 の合成電流ｉ2 との算術加算として、次式（４）
Ｃ1 と３Ｒ1 の並列合成電流２ｉ1 ／３と、Ｌ1 、３Ｒ
1 の並列合成電流２ｉ1 ／３はともに単相交流入力電圧
ｅ1 と同相すなわち力率１となり、疑似３相交流回路が
形成できる。さらに、ｉ2 を流れる電流のベクトルは、
抵抗成分のみであるから、単相交流入力電圧ｅ1 と同相
であり、単相交流入力電流ｉ1 はＣ1 と３Ｒ1 、Ｌ1 と
３Ｒ1 の合成電流ｉ2 との算術加算として、次式（４）
【００３０】
【数７】
【００３１】となり、交流入力電力はｅ1 ・ｉ1 、交流
出力電力は３相・ｅ1 ・ｉ1 ／３＝ｅ1 ・ｉ1 となり、
単相交流回路のＰAC＝ｅ1 ・ｉ1 と同等の消費電力を３
相回路で実現できる。次に、この発明の単相入力３相全
波整流回路について各部の電圧、および、電流を求め
る。
出力電力は３相・ｅ1 ・ｉ1 ／３＝ｅ1 ・ｉ1 となり、
単相交流回路のＰAC＝ｅ1 ・ｉ1 と同等の消費電力を３
相回路で実現できる。次に、この発明の単相入力３相全
波整流回路について各部の電圧、および、電流を求め
る。
【００３２】ここでの条件を前記図７の単相全波整流器
の場合と同様とすると、直流出力電圧Ｅ3 、直流出力電
流Ｉ3 、等価出力負荷抵抗Ｒ3 、ダイオードの１アーム
を流れる交流電流ｉ5 、３相ブリッジ交流入力電流
ｉ6 、交流入力電流ｉ7 、チョーク・コイル電流ｉ8 、
コンデンサ電流ｉ9 、交流入力電力ＰAC、および、直流
出力電力ＰDCは次式（５）のようになる。
の場合と同様とすると、直流出力電圧Ｅ3 、直流出力電
流Ｉ3 、等価出力負荷抵抗Ｒ3 、ダイオードの１アーム
を流れる交流電流ｉ5 、３相ブリッジ交流入力電流
ｉ6 、交流入力電流ｉ7 、チョーク・コイル電流ｉ8 、
コンデンサ電流ｉ9 、交流入力電力ＰAC、および、直流
出力電力ＰDCは次式（５）のようになる。
【００３３】
【数８】
【００３４】すなわち、直流出力電力０．８１・ｅ1 ・
ｉ1 を得るのに対して、従来の単相全波整流回路では、
交流入力電力がｅ1 ・ｉ1 必要であったのに対して、こ
の発明の単相入力３相全波整流回路においては、０．８
５・ｅ1 ・ｉ1 の交流入力電力で同等の直流出力を提供
できる。すなわち、従来の単相全波整流回路と比べて１
５％の電力消費の節減が可能になるとともに、１００％
近い力率を確保できる。しかも、交流入力電源側への高
調波成分は、大幅に減少するという利点をもつ。
ｉ1 を得るのに対して、従来の単相全波整流回路では、
交流入力電力がｅ1 ・ｉ1 必要であったのに対して、こ
の発明の単相入力３相全波整流回路においては、０．８
５・ｅ1 ・ｉ1 の交流入力電力で同等の直流出力を提供
できる。すなわち、従来の単相全波整流回路と比べて１
５％の電力消費の節減が可能になるとともに、１００％
近い力率を確保できる。しかも、交流入力電源側への高
調波成分は、大幅に減少するという利点をもつ。
【００３５】このような利点の根本的な原因は、３相全
波ブリッジにより、高調波成分の少ない直流変換が可能
となり、３相交流回路と同等の変換効率を得ることが可
能となったことにある。このことは、この発明の単相入
力３相全波整流回路を、現用のテレビ、パソコン、およ
び、ＶＴＲ等の固定負荷の単相電気機器の電源に適用し
た場合、電力線に高調波発生の障害を与えることなく、
さらに、単相交流電力エネルギー資源を世界規模で約１
５％節減できることを意味する。
波ブリッジにより、高調波成分の少ない直流変換が可能
となり、３相交流回路と同等の変換効率を得ることが可
能となったことにある。このことは、この発明の単相入
力３相全波整流回路を、現用のテレビ、パソコン、およ
び、ＶＴＲ等の固定負荷の単相電気機器の電源に適用し
た場合、電力線に高調波発生の障害を与えることなく、
さらに、単相交流電力エネルギー資源を世界規模で約１
５％節減できることを意味する。
【００３６】さらに、前記図８の動作原理を用いれば、
単相回路で３相用機器を３相回路と類似の変換効率で運
転できることが特徴である。また、この発明の単相入力
３相全波整流回路においては、交流コンデンサ１個、チ
ョーク・コイル１個、整流ダイオード２素子を追加する
ものであり、最もコスト高の要因となるチョーク・コイ
ルＬ2 の容量は（５）式、および後述の（７）式から明
らかなように、０．４９・ｅ1 ・ｉ1 （ＶＡ）であり、
これは変圧器換算容量では１／２＝０．２５ｅ1 ・
ｉ1 、すなわち、単相全波絶縁トランスの１／４の容量
ですむ。
単相回路で３相用機器を３相回路と類似の変換効率で運
転できることが特徴である。また、この発明の単相入力
３相全波整流回路においては、交流コンデンサ１個、チ
ョーク・コイル１個、整流ダイオード２素子を追加する
ものであり、最もコスト高の要因となるチョーク・コイ
ルＬ2 の容量は（５）式、および後述の（７）式から明
らかなように、０．４９・ｅ1 ・ｉ1 （ＶＡ）であり、
これは変圧器換算容量では１／２＝０．２５ｅ1 ・
ｉ1 、すなわち、単相全波絶縁トランスの１／４の容量
ですむ。
【００３７】そして、この発明における交流コンデンサ
Ｃ2 は、直流出力電力が約８０Ｗの場合、１５μＦ、
１００ＷＶであり、ダイオード２素子とともにコスト負
担はそれほど大きくない。前記図２の従来方式で用いら
れるチョーク・コイルと平滑用電解コンデンサをこの発
明の回路のＣ2 、および、Ｌ2 とほぼ等価と考えれば、
この発明の回路は、チョーク・コイル挿入回路と比べ
て、純増分は整流ダイオード２素子の追加のみとなり、
コストの負担は前記図２に記したワン・コンバータ方式
とチョーク・コイル方式の中間程度にしかならない。単相入力擬似４相全波整流回路 さらにまた、この発明は、第二の発明として、単相交流
入力端子の一方の入力端子を第１の端子、他方の入力端
子を第２の端子となし、その第１の端子とその第２の端
子との間に双方向半導体スイッチ素子とチョーク・コイ
ルおよびコンデンサからなる３素子が直列接続された回
路素子を接続し、この回路素子におけるコンデンサとチ
ョーク・コイルとの接続点を第３の端子、チョーク・コ
イルと双方向半導体スイッチ素子との接続点を第４の端
子となし、第１、第２、第３及び第４の端子とからなる
４つの入力端子を４相全波ブリッジ整流回路の４つの交
流入力端子に接続し、プラス及びマイナスの直流出力端
子に直流負荷を接続し、直流出力電圧または直流出力電
流の値に応じて前記の双方向半導体スイッチ素子の位相
角又はオンオフ比を変えることにより直流出力電圧また
は直流出力電流を調整することを特徴とする単相入力疑
似４相全波整流回路（請求項３）も提供する。
Ｃ2 は、直流出力電力が約８０Ｗの場合、１５μＦ、
１００ＷＶであり、ダイオード２素子とともにコスト負
担はそれほど大きくない。前記図２の従来方式で用いら
れるチョーク・コイルと平滑用電解コンデンサをこの発
明の回路のＣ2 、および、Ｌ2 とほぼ等価と考えれば、
この発明の回路は、チョーク・コイル挿入回路と比べ
て、純増分は整流ダイオード２素子の追加のみとなり、
コストの負担は前記図２に記したワン・コンバータ方式
とチョーク・コイル方式の中間程度にしかならない。単相入力擬似４相全波整流回路 さらにまた、この発明は、第二の発明として、単相交流
入力端子の一方の入力端子を第１の端子、他方の入力端
子を第２の端子となし、その第１の端子とその第２の端
子との間に双方向半導体スイッチ素子とチョーク・コイ
ルおよびコンデンサからなる３素子が直列接続された回
路素子を接続し、この回路素子におけるコンデンサとチ
ョーク・コイルとの接続点を第３の端子、チョーク・コ
イルと双方向半導体スイッチ素子との接続点を第４の端
子となし、第１、第２、第３及び第４の端子とからなる
４つの入力端子を４相全波ブリッジ整流回路の４つの交
流入力端子に接続し、プラス及びマイナスの直流出力端
子に直流負荷を接続し、直流出力電圧または直流出力電
流の値に応じて前記の双方向半導体スイッチ素子の位相
角又はオンオフ比を変えることにより直流出力電圧また
は直流出力電流を調整することを特徴とする単相入力疑
似４相全波整流回路（請求項３）も提供する。
【００３８】図９は、この発明の単相入力疑似４相全波
整流回路の一回路構成例を示したものである。また、図
１０は、図９で示される回路の双方向半導体スイッチ素
子とチョーク・コイルとコンデンサの接続の順序を入れ
替えた単相入力疑似４相全波整流回路の一回路構成例を
示したものである。この図９における双方向半導体スイ
ッチ素子とチョーク・コイルとの合成インピーダンス
は、図５の単相入力３相全波整流回路におけるチョーク
・コイルのインピーダンスと等価である。この回路は、
双方向半導体スイッチ素子によりチョーク・コイルとの
合成インダクタンスを可変することができるため、負荷
変動に対して定電圧制御を行うことができる。図１０の
回路も、前記の図９の回路と動作原理、性能は同じであ
る。
整流回路の一回路構成例を示したものである。また、図
１０は、図９で示される回路の双方向半導体スイッチ素
子とチョーク・コイルとコンデンサの接続の順序を入れ
替えた単相入力疑似４相全波整流回路の一回路構成例を
示したものである。この図９における双方向半導体スイ
ッチ素子とチョーク・コイルとの合成インピーダンス
は、図５の単相入力３相全波整流回路におけるチョーク
・コイルのインピーダンスと等価である。この回路は、
双方向半導体スイッチ素子によりチョーク・コイルとの
合成インダクタンスを可変することができるため、負荷
変動に対して定電圧制御を行うことができる。図１０の
回路も、前記の図９の回路と動作原理、性能は同じであ
る。
【００３９】図１１は、チョーク・コイル部の回路構成
図を例示したものである。図１１（１）は、インダクタ
ンスが固定されたチョーク・コイルを有する従来の回路
構成図を示したものである。図１１（２）は、インダク
タンスを可変することができる回路の一構成例である。
この回路は、チョーク・コイルのインダクタンスの一部
が固定され、残りのインダクタンスを可変することがで
きる。このインダクタンス可変部分に双方向半導体スイ
ッチ素子を用いることにより定電圧または定電流の自動
制御することができる。
図を例示したものである。図１１（１）は、インダクタ
ンスが固定されたチョーク・コイルを有する従来の回路
構成図を示したものである。図１１（２）は、インダク
タンスを可変することができる回路の一構成例である。
この回路は、チョーク・コイルのインダクタンスの一部
が固定され、残りのインダクタンスを可変することがで
きる。このインダクタンス可変部分に双方向半導体スイ
ッチ素子を用いることにより定電圧または定電流の自動
制御することができる。
【００４０】インダクタンスを連続的に可変することが
できる回路には、インダクタンスの可変制御装置として
制御リアクトルを用いた回路、サイリスタとダイオード
・ブリッジを用いた回路、トランジスタとダイオード・
ブリッジを用いた回路、そしてトライアックを用いた回
路がある。図１１（３）は、制御リアクトルを用いた回
路の一構成例を示したものである。この回路は、円滑で
優れた定電圧制御を行うことができるが、容量と重量が
大きく、さらに製造コストも多大なために有用ではな
い。
できる回路には、インダクタンスの可変制御装置として
制御リアクトルを用いた回路、サイリスタとダイオード
・ブリッジを用いた回路、トランジスタとダイオード・
ブリッジを用いた回路、そしてトライアックを用いた回
路がある。図１１（３）は、制御リアクトルを用いた回
路の一構成例を示したものである。この回路は、円滑で
優れた定電圧制御を行うことができるが、容量と重量が
大きく、さらに製造コストも多大なために有用ではな
い。
【００４１】図１１（５）は、サイリスタとダイオード
・ブリッジを用いた回路の一構成例を示したものであ
る。この回路は、前記の制御リアクトルを用いた回路と
同等の制御効果を持つが、オン時の半導体の電圧降下が
サイリスタにおいて１ボルト、ダイオードブリッジにお
いて１．５〜２ボルトであり、合計２．５〜３ボルトと
なるため、高い発熱が起こり、さらに効率が低下してし
まうといった欠点がある。
・ブリッジを用いた回路の一構成例を示したものであ
る。この回路は、前記の制御リアクトルを用いた回路と
同等の制御効果を持つが、オン時の半導体の電圧降下が
サイリスタにおいて１ボルト、ダイオードブリッジにお
いて１．５〜２ボルトであり、合計２．５〜３ボルトと
なるため、高い発熱が起こり、さらに効率が低下してし
まうといった欠点がある。
【００４２】図１１（６）は、トランジスタとダイオー
ド・ブリッジを用いた回路の一構成例を示したものであ
る。この回路は高速パルス幅制御回路である。この制御
回路は、負荷抵抗の増大、即ち負荷電流の減少に対して
パルス幅を狭めることにより、より円滑な定電圧制御を
行うことができる。しかしながら、高速スイッチングに
より高周波数帯域電磁波が生じてしまうといった前記の
ワン・コンバータ方式やアクティブ・フィルタ方式の回
路と同じ欠点を有する。
ド・ブリッジを用いた回路の一構成例を示したものであ
る。この回路は高速パルス幅制御回路である。この制御
回路は、負荷抵抗の増大、即ち負荷電流の減少に対して
パルス幅を狭めることにより、より円滑な定電圧制御を
行うことができる。しかしながら、高速スイッチングに
より高周波数帯域電磁波が生じてしまうといった前記の
ワン・コンバータ方式やアクティブ・フィルタ方式の回
路と同じ欠点を有する。
【００４３】図１１（４）は、トライアックを用いた回
路の一構成例を示したものである。この回路は、制御リ
アクトルを用いた回路と同等の制御効果があり、さらに
前記の諸回路の欠点を有さない。この回路において、ト
ライアックの位相角が１８０°に近い時は回路を流れる
電流は極めて少なく、等価インダクタンスが大であると
同時に、入力電圧に対して平均的に９０°位相の遅れた
パルス状の電流が流れる。また、この回路における固定
インダクタンスの容量は図（１１）（１）で示される回
路における固定インダクタンスの容量、つまり従来の回
路におけるチョーク・コイルのインダクタンスの容量の
１／３〜１／５に減少させることができる。これによ
り、インダクタンス可変制御のための双方向半導体スイ
ッチ素子として、このトライアックを用いた回路が最適
であることは明らかである。
路の一構成例を示したものである。この回路は、制御リ
アクトルを用いた回路と同等の制御効果があり、さらに
前記の諸回路の欠点を有さない。この回路において、ト
ライアックの位相角が１８０°に近い時は回路を流れる
電流は極めて少なく、等価インダクタンスが大であると
同時に、入力電圧に対して平均的に９０°位相の遅れた
パルス状の電流が流れる。また、この回路における固定
インダクタンスの容量は図（１１）（１）で示される回
路における固定インダクタンスの容量、つまり従来の回
路におけるチョーク・コイルのインダクタンスの容量の
１／３〜１／５に減少させることができる。これによ
り、インダクタンス可変制御のための双方向半導体スイ
ッチ素子として、このトライアックを用いた回路が最適
であることは明らかである。
【００４４】従って、この発明の単相入力疑似４相全波
整流回路において、チョーク・コイルのインダクタンス
の大部分を可変インダクタンスとし、その部分に双方向
半導体スイッチ素子を用いることによりチョーク・コイ
ルの小型・軽量化を実現できる。さらに、この双方向半
導体スイッチ素子として、トライアックを用いることに
より円滑な優れた定電圧自動制御を行うことができる。
整流回路において、チョーク・コイルのインダクタンス
の大部分を可変インダクタンスとし、その部分に双方向
半導体スイッチ素子を用いることによりチョーク・コイ
ルの小型・軽量化を実現できる。さらに、この双方向半
導体スイッチ素子として、トライアックを用いることに
より円滑な優れた定電圧自動制御を行うことができる。
【００４５】さらにまた、この発明の以上の通りの単相
入力３相全波整流回路、及び単相入力疑似４相全波整流
回路では、上記回路の構成と特徴を踏まえ、直流負荷と
なる電子機器の不使用時に、一部機能回路を除いて、電
源を遮断するのに連動し、上記のこの発明のコンデンサ
またはチョーク・コイル回路を遮断する機構を備えた単
相入力３相全波整流回路または単相入力疑似４相全波整
流回路をも構成することができる。
入力３相全波整流回路、及び単相入力疑似４相全波整流
回路では、上記回路の構成と特徴を踏まえ、直流負荷と
なる電子機器の不使用時に、一部機能回路を除いて、電
源を遮断するのに連動し、上記のこの発明のコンデンサ
またはチョーク・コイル回路を遮断する機構を備えた単
相入力３相全波整流回路または単相入力疑似４相全波整
流回路をも構成することができる。
【００４６】以下、実施例を示し、さらに詳しくこの発
明について説明する。
明について説明する。
【００４７】
【実施例】実施例１ この発明の単相入力３相全波整流回路の動作を実証する
ため、図１２に例示したこの発明の単相入力３相全波整
流回路を、計算機シミュレーションおよび実験により確
認した。 まずはじめに、前記の式（５）のｉ8 ，ｉ9
から必要なＬ2，Ｃ2 およびＲ３3 値を求める。比較の
対象として、単相全波整流回路の電圧、電流、および、
電力を次式（６）のように想定した。
ため、図１２に例示したこの発明の単相入力３相全波整
流回路を、計算機シミュレーションおよび実験により確
認した。 まずはじめに、前記の式（５）のｉ8 ，ｉ9
から必要なＬ2，Ｃ2 およびＲ３3 値を求める。比較の
対象として、単相全波整流回路の電圧、電流、および、
電力を次式（６）のように想定した。
【００４８】
【数９】
【００４９】これと同等の直流出力電力を得るには前記
図１２のＬ2 ，Ｃ2 、式（５）のｉ8 、ｉ9 、および、
ｅ1 は、電源周波数が５０Ｈｚとすると、
図１２のＬ2 ，Ｃ2 、式（５）のｉ8 、ｉ9 、および、
ｅ1 は、電源周波数が５０Ｈｚとすると、
【００５０】
【数１０】
【００５１】
【数１１】
【００５２】となる。前記式（７）の定数を基本として
高速フーリエ変換により、単相入力疑似３相全波整流回
路の各部波形を求めた結果は、図１３に例示した通りで
ある。この図１３の＜1> は単相交流電源電圧ｅ1 （実
効値１００Ｖ）を正弦波の零位相から立ち上げた場合、
＜2＞ はその時のチョーク・コイルＬ2 の電圧ｅL 、＜
3>はコンデンサＣ2 の電圧ｅC 、＜4> は直流出力電圧
Ｅ3 を示す。この図からｅLはｅ1 より６０゜進み、ｅ
C はｅ1 より６０゜遅れ、疑似３相電圧の発生が実証で
きる。
高速フーリエ変換により、単相入力疑似３相全波整流回
路の各部波形を求めた結果は、図１３に例示した通りで
ある。この図１３の＜1> は単相交流電源電圧ｅ1 （実
効値１００Ｖ）を正弦波の零位相から立ち上げた場合、
＜2＞ はその時のチョーク・コイルＬ2 の電圧ｅL 、＜
3>はコンデンサＣ2 の電圧ｅC 、＜4> は直流出力電圧
Ｅ3 を示す。この図からｅLはｅ1 より６０゜進み、ｅ
C はｅ1 より６０゜遅れ、疑似３相電圧の発生が実証で
きる。
【００５３】さらに、この図１３の＜5> 〜＜8> は、こ
の時の各部の対応する電流波形を示したものであり、＜
5> は交流入力電流ｉ7 、＜6> はチョーク・コイルＬ2
の交流電流ｉ8 、＜7> はコンデンサＣ2 の交流電流ｉ
9 、＜8＞ は直流出力電流Ｉ3 を示す。図１３＜4> を
見ると、動脈電圧が正規の３相全波波形よりやや大きい
が、それは図１３＜7> 、すなわちコンデンサＣ2 を流
れる交流電流ｉ9 が正弦波ではなく、３相ダイオードブ
リッジの電流切替時に大きく変動し、第５次高調波を多
く含むためと推定される。またさらに、図１３＜5> の
電流波形は一般の３相全波整流回路の交流電流波形に近
いことから、この発明の単相入力３相全波整流回路の入
力力率はほぼ１に近いことが推察できる。
の時の各部の対応する電流波形を示したものであり、＜
5> は交流入力電流ｉ7 、＜6> はチョーク・コイルＬ2
の交流電流ｉ8 、＜7> はコンデンサＣ2 の交流電流ｉ
9 、＜8＞ は直流出力電流Ｉ3 を示す。図１３＜4> を
見ると、動脈電圧が正規の３相全波波形よりやや大きい
が、それは図１３＜7> 、すなわちコンデンサＣ2 を流
れる交流電流ｉ9 が正弦波ではなく、３相ダイオードブ
リッジの電流切替時に大きく変動し、第５次高調波を多
く含むためと推定される。またさらに、図１３＜5> の
電流波形は一般の３相全波整流回路の交流電流波形に近
いことから、この発明の単相入力３相全波整流回路の入
力力率はほぼ１に近いことが推察できる。
【００５４】そこで、コンデンサＣ2 の値を変えて直流
出力電圧に含まれる脈動電圧を減らした結果、正弦波動
作を想定した時の理論値に対して、チョーク・コイルＬ
2 のインダクタンスは計算値のまま、コンデンサＣ2 は
計算値の９０％程度に最適値（脈動電圧の最小値）が存
在することがわかった。たとえば、この回路の後にパル
ス幅制御のＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバー
タが接続されれば、この程度の脈動は入力変動とみなさ
れ、定電圧制御されるので十分吸収可能であり、また、
簡単なフィルタの挿入によっても改善できる。
出力電圧に含まれる脈動電圧を減らした結果、正弦波動
作を想定した時の理論値に対して、チョーク・コイルＬ
2 のインダクタンスは計算値のまま、コンデンサＣ2 は
計算値の９０％程度に最適値（脈動電圧の最小値）が存
在することがわかった。たとえば、この回路の後にパル
ス幅制御のＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバー
タが接続されれば、この程度の脈動は入力変動とみなさ
れ、定電圧制御されるので十分吸収可能であり、また、
簡単なフィルタの挿入によっても改善できる。
【００５５】図１４＜9> 〜＜11>は、受電電圧の変動に
対して負荷側が定電圧または定電流制御を行なうことを
想定して、負荷抵抗値が±１０％変動したときの３相全
波出力波形の変動範囲を確認したものであり、この図１
４の＜9> はこの時の直流出力電圧Ｅ３で、完全な３相
全波出力に比べると脈動電圧がまだ大きいが単相全波整
流、３相半波整流よりも十分減少しており、実用上はま
ったく問題ないことがわかる。またさらに、＜10>およ
び＜１１＞においても、＜9> の最適点よりは脈動、出
力電圧平均値に変化はあるが実用上の問題はない。
対して負荷側が定電圧または定電流制御を行なうことを
想定して、負荷抵抗値が±１０％変動したときの３相全
波出力波形の変動範囲を確認したものであり、この図１
４の＜9> はこの時の直流出力電圧Ｅ３で、完全な３相
全波出力に比べると脈動電圧がまだ大きいが単相全波整
流、３相半波整流よりも十分減少しており、実用上はま
ったく問題ないことがわかる。またさらに、＜10>およ
び＜１１＞においても、＜9> の最適点よりは脈動、出
力電圧平均値に変化はあるが実用上の問題はない。
【００５６】なお、計算機シミュレーションの他に実験
装置を用いて疑似３相全波整流動作の確認を行い、シミ
ュレーションの誤りのないことを確認した。さらに、こ
の発明の単相入力３相全波整流回路の実証のため実施し
た実験結果は図１５に示した通りである。この結果は計
測機器の若干の誤差はあるものの理論値と実測値がほと
んど一致していることを実証している。実施例２ 図１６（１）（２）はこの発明の単相入力３相全波整流
回路を公知のＤＣ−ＤＣコンバータに応用した場合の構
成例を示しており、従来の単相全波ブリッジを３相全波
ブリッジに置き換えたことにより交流入力実効電力を約
１５％節減し、力率も１００％近くを確保でき、電源高
調波の発生も大幅に減少する。実施例３ 図１７（１）（２）（３）の回路は、大、小各種のテレ
ビ受像機に、この発明の単相入力３相全波整流回路を適
用した例である。接続手法は実施例２と同様であり、公
知の受像機の単相全波部分をこの発明の方式に置き換え
たものである。
装置を用いて疑似３相全波整流動作の確認を行い、シミ
ュレーションの誤りのないことを確認した。さらに、こ
の発明の単相入力３相全波整流回路の実証のため実施し
た実験結果は図１５に示した通りである。この結果は計
測機器の若干の誤差はあるものの理論値と実測値がほと
んど一致していることを実証している。実施例２ 図１６（１）（２）はこの発明の単相入力３相全波整流
回路を公知のＤＣ−ＤＣコンバータに応用した場合の構
成例を示しており、従来の単相全波ブリッジを３相全波
ブリッジに置き換えたことにより交流入力実効電力を約
１５％節減し、力率も１００％近くを確保でき、電源高
調波の発生も大幅に減少する。実施例３ 図１７（１）（２）（３）の回路は、大、小各種のテレ
ビ受像機に、この発明の単相入力３相全波整流回路を適
用した例である。接続手法は実施例２と同様であり、公
知の受像機の単相全波部分をこの発明の方式に置き換え
たものである。
【００５７】その結果、交流入力電力および、力率、電
源高調波の発生は実施例２と同様の改善が見られる。実施例４ 図１８，図１９，図２０、および、図２１は、いずれも
３相または単相交流出力を取り出すＤＣ−ＡＣインバー
タ用の電源整流部にこの発明の単相入力３相全波整流回
路の実施例を組み込んだ場合の構成例を示したものであ
る。特徴は単相入力でありながら３相交流と同等の変換
効率に改善する。すなわち、省電力、高力率で電源高調
波の少ない運転が可能になる。実施例５ この発明の単相入力疑似４相全波整流回路の実証のため
に実施した実験結果は図２２に示した通りである。この
結果は計測機器の若干の誤差はあるものの理論値と実測
値が殆ど一致している。図２３（ａ）（ｂ）は、この実
験に使用したこの発明の単相入力疑似４相全波整流回路
の一構成例を示したものであり、図２３（ａ）は直流負
荷変動に対する定電圧制御を目的とした回路の一構成例
であり、図２３（ｂ）は力率改善を目的とし、定電圧制
御回路は別に存在する場合の回路の一構成例である。実施例６ 図２４（１）（２）及び（３）は、この発明の単相入力
疑似４相全波整流回路を公知のＤＣ−ＤＣコンバータに
応用した場合の構成例を示しており、従来の単相全波ブ
リッジを疑似４相全波ブリッジに置き換えたことにより
交流入力実行電力を約１０％節減し、力率も１００％近
くを確保でき、電源高調波の発生も大幅に減少する。実施例７ 図２５、及び図２６は、いずれも３相または単相交流出
力を取り出すＤＣ−ＡＣインバータ用の電源整流部にこ
の発明の単相入力疑似４相全波整流回路の実施例を組み
込んだ場合の構成例を示したものである。特徴は単相入
力でありながら単相全波整流以上の変換効率に改善す
る。即ち、省電力、高力率で電源高調波の少ない運転が
可能になる。
源高調波の発生は実施例２と同様の改善が見られる。実施例４ 図１８，図１９，図２０、および、図２１は、いずれも
３相または単相交流出力を取り出すＤＣ−ＡＣインバー
タ用の電源整流部にこの発明の単相入力３相全波整流回
路の実施例を組み込んだ場合の構成例を示したものであ
る。特徴は単相入力でありながら３相交流と同等の変換
効率に改善する。すなわち、省電力、高力率で電源高調
波の少ない運転が可能になる。実施例５ この発明の単相入力疑似４相全波整流回路の実証のため
に実施した実験結果は図２２に示した通りである。この
結果は計測機器の若干の誤差はあるものの理論値と実測
値が殆ど一致している。図２３（ａ）（ｂ）は、この実
験に使用したこの発明の単相入力疑似４相全波整流回路
の一構成例を示したものであり、図２３（ａ）は直流負
荷変動に対する定電圧制御を目的とした回路の一構成例
であり、図２３（ｂ）は力率改善を目的とし、定電圧制
御回路は別に存在する場合の回路の一構成例である。実施例６ 図２４（１）（２）及び（３）は、この発明の単相入力
疑似４相全波整流回路を公知のＤＣ−ＤＣコンバータに
応用した場合の構成例を示しており、従来の単相全波ブ
リッジを疑似４相全波ブリッジに置き換えたことにより
交流入力実行電力を約１０％節減し、力率も１００％近
くを確保でき、電源高調波の発生も大幅に減少する。実施例７ 図２５、及び図２６は、いずれも３相または単相交流出
力を取り出すＤＣ−ＡＣインバータ用の電源整流部にこ
の発明の単相入力疑似４相全波整流回路の実施例を組み
込んだ場合の構成例を示したものである。特徴は単相入
力でありながら単相全波整流以上の変換効率に改善す
る。即ち、省電力、高力率で電源高調波の少ない運転が
可能になる。
【００５８】もちろん、この発明は、以上の例に限定さ
れることはなく、さらに様々な使用形態で利用が可能で
ある。具体例を示さなくとも、たとえば、電子機器の不
使用時に、一部機能回路を除いて、電源を遮断するのに
連動し、上記のこの発明のコンデンサまたはチョーク・
コイル回路を遮断する機構を備えた単相入力３相全波整
流回路または単相入力疑似４相全波整流回路が構成され
ることも容易に可能である。
れることはなく、さらに様々な使用形態で利用が可能で
ある。具体例を示さなくとも、たとえば、電子機器の不
使用時に、一部機能回路を除いて、電源を遮断するのに
連動し、上記のこの発明のコンデンサまたはチョーク・
コイル回路を遮断する機構を備えた単相入力３相全波整
流回路または単相入力疑似４相全波整流回路が構成され
ることも容易に可能である。
【００５９】
【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明の単
相入力３相全波整流回路においては、３相全波ブリッジ
整流回路により、高調波成分の少ない直流変換が可能と
なり、さらに、３相交流回路と同等の変換効率を得るこ
とが可能となり、従来の回路と比べて１５％の電力消費
の節減が可能になるとともに、１００％近い力率を確保
できる。しかも、交流入力電源側への高調波成分は、大
幅に減少することが可能となる。
相入力３相全波整流回路においては、３相全波ブリッジ
整流回路により、高調波成分の少ない直流変換が可能と
なり、さらに、３相交流回路と同等の変換効率を得るこ
とが可能となり、従来の回路と比べて１５％の電力消費
の節減が可能になるとともに、１００％近い力率を確保
できる。しかも、交流入力電源側への高調波成分は、大
幅に減少することが可能となる。
【００６０】また、この発明の単相入力疑似４相全波整
流回路においては、４相全波ブリッジ整流回路により、
高調波成分の少ない直流変換が可能となり、さらに、３
相交流回路と同等の変換効率を得ることが可能となり、
従来の回路と比べて１０％前後の電力消費の削減が可能
になると共に、１００％近い力率を確保できる。しか
も、交流入力電源側への高調波成分は、大幅に減少する
ことが可能となる。また、チョーク・コイルのインダク
タンスの大部分を可変インダクタンスとし、その部分に
双方向半導体スイッチ素子を用いることによりチョーク
・コイルの小型・軽量化を実現できる。さらに、この双
方向半導体スイッチ素子として、トライアックを用いる
ことにより円滑な優れた定電圧自動制御を行うことがで
きる。
流回路においては、４相全波ブリッジ整流回路により、
高調波成分の少ない直流変換が可能となり、さらに、３
相交流回路と同等の変換効率を得ることが可能となり、
従来の回路と比べて１０％前後の電力消費の削減が可能
になると共に、１００％近い力率を確保できる。しか
も、交流入力電源側への高調波成分は、大幅に減少する
ことが可能となる。また、チョーク・コイルのインダク
タンスの大部分を可変インダクタンスとし、その部分に
双方向半導体スイッチ素子を用いることによりチョーク
・コイルの小型・軽量化を実現できる。さらに、この双
方向半導体スイッチ素子として、トライアックを用いる
ことにより円滑な優れた定電圧自動制御を行うことがで
きる。
【００６１】さらに、コスト増分が少なく、かつ、電力
容量範囲の制約を受けない単相入力３相全波整流回路、
及び単相入力疑似４相全波整流回路を提供することが可
能となる。また、単相交流入力回路から、本発明を採用
することにより、疑似的に３相交流電力もしくは３相全
波整流の電力を供給し、これらを運転することが可能で
ある。
容量範囲の制約を受けない単相入力３相全波整流回路、
及び単相入力疑似４相全波整流回路を提供することが可
能となる。また、単相交流入力回路から、本発明を採用
することにより、疑似的に３相交流電力もしくは３相全
波整流の電力を供給し、これらを運転することが可能で
ある。
【図１】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図２】従来の方法を示した回路構成図である。
【図３】従来の回路における高調波電流の次数と高調波
電流との関係を示した関係図である。
電流との関係を示した関係図である。
【図４】従来の回路における消費電力と力率との関係を
示した関係図である。
示した関係図である。
【図５】この発明の単相入力３相全波整流回路を示した
回路構成図である。
回路構成図である。
【図６】単相交流回路の構成図である。
【図７】単相交流回路の構成図である。
【図８】単相から３相への変換回路の構成図である。
【図９】この発明の単相入力疑似４相全波整流回路を示
した回路構成図である。
した回路構成図である。
【図１０】この発明の単相入力疑似４相全波整流回路を
示した回路構成図である。
示した回路構成図である。
【図１１】チョーク・コイル部の回路構成図である。
【図１２】この発明の単相入力３相全波整流回路を示し
た回路構成図である。
た回路構成図である。
【図１３】この発明の単相入力３相全波整流回路の電圧
および電流波形を示した波形図である。
および電流波形を示した波形図である。
【図１４】この発明の単相入力３相全波整流回路の負荷
変動時の電圧波形を示した波形図である。
変動時の電圧波形を示した波形図である。
【図１５】従来の回路とこの発明の単相入力３相全波整
流回路との各実験値を示した関係図である。
流回路との各実験値を示した関係図である。
【図１６】（１）（２）は、この発明の単相入力３相全
波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
【図１７】（１）（２）（３）は、この発明の単相入力
３相全波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
３相全波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
【図１８】この発明の単相入力３相全波整流回路の実施
例を示した回路構成図である。
例を示した回路構成図である。
【図１９】この発明の単相入力３相全波整流回路の実施
例を示した回路構成図である。
例を示した回路構成図である。
【図２０】この発明の単相入力３相全波整流回路の実施
例を示した回路構成図である。
例を示した回路構成図である。
【図２１】この発明の単相入力３相全波整流回路の実施
例を示した回路構成図である。
例を示した回路構成図である。
【図２２】従来の回路とこの発明の単相入力疑似４相全
波整流回路との各実験値を示した関係図である。
波整流回路との各実験値を示した関係図である。
【図２３】（ａ）（ｂ）は、この発明の単相入力疑似４
相全波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
相全波整流回路の実施例を示した回路構成図である。
【図２４】（１）（２）（３）は、この発明の単相入力
疑似４相全波整流回路の実施例を示した回路構成図であ
る。
疑似４相全波整流回路の実施例を示した回路構成図であ
る。
【図２５】この発明の単相入力疑似４相全波整流回路の
実施例を示した回路構成図である。
実施例を示した回路構成図である。
【図２６】この発明の単相入力疑似４相全波整流回路の
実施例を示した回路構成図である。
実施例を示した回路構成図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40
Claims (10)
- 【請求項１】 単相交流入力端子の一方の入力端子にコ
ンデンサの片側の端子を、また他方の入力端子にチョー
ク・コイルの片側の端子を接続し、そのコンデンサの他
端とそのチョーク・コイルの他端との接続点を第３の端
子となし、２つの単相交流入力端子と、この第３の端子
とからなる３つの入力端子を、３相全波ブリッジ整流回
路の交流入力端子に接続し、直流出力端子に接続された
直流負荷抵抗の値に応じて前記のコンデンサおよびチョ
ーク・コイルの値を選び、擬似的に３相整流回路を構成
し、３相全波出力波形を発生させることを特徴とする単
相入力３相全波整流回路。 - 【請求項２】 請求項１の単相入力３相全波整流回路の
直流負荷抵抗として、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いるこ
とを特徴とする単相入力３相全波整流回路。 - 【請求項３】 単相交流入力端子の一方の入力端子を第
１の端子、他方の入力端子を第２の端子となし、その第
１の端子とその第２の端子との間に双方向半導体スイッ
チ素子とチョーク・コイルおよびコンデンサからなる３
素子が直列接続された回路素子を接続し、この回路素子
におけるコンデンサとチョーク・コイルとの接続点を第
３の端子、チョーク・コイルと双方向半導体スイッチ素
子との接続点を第４の端子となし、第１、第２、第３及
び第４の端子とからなる４つの入力端子を４相全波ブリ
ッジ整流回路の４つの交流入力端子に接続し、プラス及
びマイナスの直流出力端子に直流負荷を接続し、直流出
力電圧または直流出力電流の値に応じて前記の双方向半
導体スイッチ素子の位相角又はオンオフ比を変えること
により直流出力電圧または直流出力電流を調整すること
を特徴とする単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項４】 請求項３の単相入力疑似４相全波整流回
路の直流負荷として、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いるこ
とを特徴とする単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項５】 請求項３の単相入力疑似４相全波整流回
路の直流負荷として、ＤＣ−ＡＣインバータを用いるこ
とを特徴とする単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項６】 請求項３の単相入力疑似４相全波整流回
路の直流出力電圧の最大値と単相交流入力電圧の最大値
とが等しくなるように請求項３の単相入力疑似４相全波
整流回路の双方向半導体スイッチの位相角またはオンオ
フ比を自動制御することを特徴とする単相入力疑似４相
全波整流回路。 - 【請求項７】 請求項３の単相入力疑似４相全波整流回
路の双方向半導体スイッチとして、トライアックを用い
ることを特徴とする単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項８】 請求項１の単相入力３相全波整流回路ま
たは請求項３の単相入力疑似４相全波整流回路を、電子
機器に用いることを特徴とする単相入力３相全波整流回
路または単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項９】 請求項１の単相入力３相全波整流回路ま
たは請求項３の単相入力疑似４相全波整流回路を、交流
出力機器に用いることを特徴とする単相入力３相全波整
流回路または単相入力疑似４相全波整流回路。 - 【請求項１０】 電子機器の不使用時に、一部機能回路
を除いて、電源を遮断するのに連動し、請求項１または
請求項３のコンデンサまたはチョーク・コイル回路を遮
断する機構を備えた単相入力３相全波整流回路、または
単相入力疑似４相全波整流回路。
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|---|---|---|---|
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| US08/507,204 US5650923A (en) | 1994-07-29 | 1995-07-26 | Single phase input-three phase full bridge rectifier circuit and single phase input-pseudo four phase full bridge rectifier circuit |
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| ES95305291T ES2161834T3 (es) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Circuito rectificador en puente multifasico con entrada monofasica. |
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| KR1019950023608A KR960006233A (ko) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | 단상입력-3상전(全)파 정류회로와 단상입력의사(疑似)-4상전(全)파 정류회로 |
| EP95305291A EP0696838B1 (en) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Multi phase bridge rectifier circuit with single phase input |
| DK95305291T DK0696838T3 (da) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Flerfaset broensretterkredsløb med enkelfaseindgang |
| DE69523236T DE69523236T2 (de) | 1994-07-29 | 1995-07-28 | Mehrphasige Gleichrichterbrückenschaltung mit einphasigem Eingang |
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