JP2022026735A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。 Embodiments of the present invention relate to a power conversion device.
複数の単位変換器を直列に接続するモジュラ・マルチレベル・コンバータ（ＭＭＣ）方式の電力変換装置は、高耐圧化が容易で、直流送電用や周波数変換所用等として利用が進められている。 Modular multi-level converter (MMC) type power converters that connect a plurality of unit converters in series are easy to increase withstand voltage and are being used for direct current transmission and frequency converters.
直列に接続された単位変換器をバイパス動作（たとえば、特許文献１参照）をさせることによって、変換器の冗長運転が容易で、電力系統の可用性を向上させることに貢献することができる。 By bypassing the unit converters connected in series (see, for example, Patent Document 1), redundant operation of the converters is easy, and it is possible to contribute to improving the availability of the power system.
単位変換器は、ハーフブリッジやフルブリッジ形式を用いるので、逆導通ダイオードに電流に流れるモードが存在する。逆導通ダイオードに電流が流れたタイミングで、単位変換器がバイパス動作をすると、逆導通ダイオードに過大な電圧が印加される場合がある。逆導通ダイオードの逆回復動作と過電圧印加によって、逆導通ダイオードが破損する可能性がある。 Since the unit converter uses a half-bridge or full-bridge type, there is a mode in which current flows through the reverse conduction diode. If the unit converter bypasses when a current flows through the reverse conduction diode, an excessive voltage may be applied to the reverse conduction diode. The reverse conduction diode may be damaged by the reverse recovery operation of the reverse conduction diode and the application of overvoltage.
どのようなタイミングで単位変換器がバイパス動作をしても、逆導通ダイオードを破損せずに安全に運転を継続することができる電力変換装置が望まれている。 There is a demand for a power conversion device that can safely continue operation without damaging the reverse conduction diode even if the unit converter bypasses at any timing.
実施形態は、安全にバイパス動作をさせることができる電力変換装置を提供することを目的とする。 It is an object of the embodiment to provide a power conversion device capable of safely bypassing operation.
実施形態に係る電力変換装置は、直列に接続された複数の単位変換器を含む電力変換部と、前記電力変換部を制御する制御装置と、を備える。前記複数の単位変換器は、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に直列に接続された第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に逆並列に接続された第１ダイオードと、前記第２スイッチング素子に逆並列に接続された第２ダイオードと、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の直列回路に並列に接続されたコンデンサと、をそれぞれ含む。前記複数の単位変換器のそれぞれは、前記コンデンサの両端の電圧値が所定の過電圧しきい値よりも低い場合に、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング動作によって前記コンデンサの両端電圧を制御する通常動作をし、前記コンデンサの両端の電圧値が前記過電圧しきい値以上となった場合に、バイパス動作のために前記第１スイッチング素子をオフし、前記第２スイッチング素子をオンする。前記バイパス動作時の前記第２スイッチング素子のオンするときの前記第２スイッチング素子に流れる電流のｄｉ／ｄｔは、前記通常動作時の前記第２スイッチング素子のオンするときの前記第２スイッチング素子に流れる電流のｄｉ／ｄｔよりも小さく設定される。 The power conversion device according to the embodiment includes a power conversion unit including a plurality of unit converters connected in series, and a control device for controlling the power conversion unit. The plurality of unit converters include a first switching element, a second switching element connected in series to the first switching element, a first diode connected in antiparallel to the first switching element, and the first diode. It includes a second diode connected in antiparallel to the two switching elements, and a capacitor connected in parallel to the series circuit of the first switching element and the second switching element, respectively. Each of the plurality of unit converters has a voltage across the capacitor due to the switching operation of the first switching element and the second switching element when the voltage value across the capacitor is lower than a predetermined overvoltage threshold value. When the voltage value across the capacitor becomes equal to or higher than the overvoltage threshold value, the first switching element is turned off and the second switching element is turned on for the bypass operation. .. The di / dt of the current flowing through the second switching element when the second switching element is turned on during the bypass operation is set to the second switching element when the second switching element is turned on during the normal operation. It is set to be smaller than the di / dt of the flowing current.
本実施形態では、安全にバイパス動作をさせることができる電力変換装置が提供される。 In the present embodiment, a power conversion device capable of safely bypassing operation is provided.
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
It should be noted that the drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the ratio of the sizes between the parts, and the like are not necessarily the same as the actual ones. Further, even when the same part is represented, the dimensions and ratios may be different from each other depending on the drawing.
In addition, in the present specification and each figure, the same elements as those described above with respect to the above-mentioned figures are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted as appropriate.
図１は、実施形態に係る電力変換装置を例示する模式的なブロック図である。
図１に示すように、電力変換装置１０は、電力変換部２０と、制御装置５０と、を備える。電力変換部２０は、端子２１ａ～２１ｃを含む。電力変換部２０は、端子２１ａ～２１ｃを介して、交流回路１に接続される。この例のように、電力変換部２０は、変圧器２を介して、交流回路１に接続されてもよい。交流回路１は、たとえば、交流電源や交流負荷、送電線等を含むことができる。交流回路１は、たとえば、三相交流の電力系統である。
FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating the power conversion device according to the embodiment.
As shown in FIG. 1, the
電力変換部２０は、端子２１ｄ，２１ｅを含む。電力変換部２０は、端子２１ｄ，２１ｅを介して、直流回路３に接続される。直流回路３は、たとえば直流電源や直流負荷、直流送電線等を含むことができる。直流回路３は、たとえば、直流の電力系統である。
The
実施形態の電力変換装置１０は、交流回路１と直流回路３との間に接続されて、交流－直流間を双方向、あるいはいずれか一方向に電力変換する。
The
電力変換部２０は、複数の単位変換器３０を含む。複数の単位変換器３０は、直列に接続されている。単位変換器３０は、ｎ台直列に接続されてアーム２２を構成している。アーム２２は、リアクトル２４を介して直列に接続されている。アーム２２およびリアクトル２４の直列回路をレグという。この例では、レグは、三相交流の各相に対応するように３つ設けられている。３つのレグは、端子２１ｄ，２１ｅ間に並列に接続されている。
The
制御装置５０は、電力変換部２０に接続されている。制御装置５０および電力変換部２０は、たとえば光ファイバーケーブルによって接続されている。この光ファイバーケーブルは、各単位変換器を運転するための制御信号等を含む制御データを伝送するために設けられている。
The
ＭＭＣでは、故障の発生した単位変換器３０をバイパスすることによって、アーム２２からその単位変換器を除外して、アーム２２全体の動作を継続することができる。これによって、電力変換装置１０は、運転を継続することができる。
In the MMC, by bypassing the
図２（ａ）および図２（ｂ）は、実施形態の電力変換装置の一部を例示する模式的なブロック図である。
図２（ａ）および図２（ｂ）は、単位変換器３０の回路構成を示している。図２（ａ）は、ハーフブリッジ形式の主回路の例を示しており、図２（ｂ）は、フルブリッジ形式の主回路の例を示している。
図２（ａ）に示すように、単位変換器３０は、スイッチング素子３１ａ，３１ｂと、逆導通ダイオード３２ａ，３２ｂと、コンデンサ３３と、を含む。スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、直列に接続されている。スイッチング素子３１ａ，３１ｂの直列回路では、スイッチング素子３１ａ（第１スイッチング素子）は、高電位側に接続され、スイッチング素子３１ｂ（第２スイッチング素子）は、低電位側に接続される。スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。後述するフルブリッジ形式の主回路の場合であっても、スイッチング素子は、電圧駆動型のスイッチング素子であればよく、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴでもよい。
2 (a) and 2 (b) are schematic block diagrams illustrating a part of the power conversion device of the embodiment.
2 (a) and 2 (b) show the circuit configuration of the
As shown in FIG. 2A, the
逆導通ダイオード３２ａ（第１ダイオード）は、スイッチング素子３１ａに逆並列に接続されている。逆導通ダイオード３２ｂ（第２ダイオード）は、スイッチング素子３１ｂに逆並列に接続されている。コンデンサ３３は、スイッチング素子３１ａ，３１ｂの直列回路に並列に接続されている。
The
単位変換器３０は、端子３０ａ，３０ｂを含む。端子３０ａは、スイッチング素子３１ａ，３１ｂの接続ノードに接続されている。端子３０ｂは、スイッチング素子３１ｂの低電位側の主端子に接続されている。この例では、スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、ＩＧＢＴであり、スイッチング素子３１ｂの低電位側の主端子は、エミッタ端子である。単位変換器３０は、端子３０ａ，３０ｂを介して、他の単位変換器３０に直列に接続される。
The
スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、電力変換装置１０の通常動作の場合には、相補的なゲート駆動信号によって、オンオフすることによって、コンデンサ３３の両端の電圧を所望の値となるように充放電する。
In the case of normal operation of the
スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、バイパス動作の場合には、相補的なゲート駆動信号によって、スイッチング素子３１ａをオフさせ、スイッチング素子３１ｂをオンさせる。これによって、端子３０ａ，３０ｂ間を短絡し、バイパスされた単位変換器３０が設けられたアーム２２からその単位変換器３０が除外される。
In the case of bypass operation, the
バイパス動作は、単位変換器３０におけるいくつかの故障モードに応じて、実行される。本実施形態の電力変換装置１０においては、バイパス動作の条件は、単位変換器３０のコンデンサ３３の両端電圧が定格電圧よりも高くなる過電圧を検出したときを含むものとする。過電圧の検出電圧は、適切な値を任意に設定することができる。なお、バイパス動作の条件は、過電圧保護のほか、コンデンサ３３の両端電圧が定格電圧よりも低い低電圧保護や、単位変換器３０内の異常時等とすることができる。
The bypass operation is performed depending on some failure modes in the
実施形態の電力変換装置１０では、バイパス動作の場合におけるスイッチング素子３１ｂのオン時間は、通常動作におけるスイッチング素子３１ｂのオン時間よりも遅くなるようにあらかじめ設定されている。スイッチング素子３１ｂでは、バイパス動作時のオン時間速度を遅く設定することによって、スイッチング素子３１ｂのターンオフ時に発生する逆導通ダイオード３２ａの両端のサージ電圧（リカバリサージ）を抑制することができる。逆導通ダイオード３２ａの両端のサージ電圧が抑制されることによって、逆導通ダイオード３２ａは、破損しにくくなる。なお、スイッチング素子３１ｂのオン時間とは、スイッチング素子に流れる電流の立上り時間をいうものとする。
In the
図２（ｂ）に示すように、単位変換器１３０は、スイッチング素子３１ａ～３１ｄと、逆導通ダイオード３２ａ～３２ｄと、コンデンサ３３と、を含む。スイッチング素子３１ａ，３１ｂは、直列に接続されている。スイッチング素子３１ｃ，３１ｄは、直列に接続されている。逆導通ダイオード３２ａ～３２ｄは、スイッチング素子３１ａ～３１ｄにそれぞれ逆並列に接続されている。コンデンサ３３は、スイッチング素子３１ａ，３１ｂの直列回路およびスイッチング素子３１ｃ，３１ｄの直列回路に並列に接続されている。
As shown in FIG. 2B, the
フルブリッジ形式の単位変換器１３０のバイパス動作の場合には、スイッチング素子３１ｂ，３１ｄがオンされ、スイッチング素子３１ａ，３１ｃがオフされる。スイッチング素子３１ｂ，３１ｄがオンする場合には、通常のスイッチング動作の場合よりも遅いオン時間となるように設定される。逆導通ダイオード３２ａ，３２ｃのいずれかが逆回復現象を生じている場合であっても、遅いオン時間に設定されたスイッチング素子３１ｂ，３１ｄによって逆導通ダイオード３２ａ，３２ｃの両端に発生するサージ電圧は抑制される。
In the case of the bypass operation of the full bridge
フルブリッジ形式の単位変換器１３０では、バイパス動作は、上述の場合に限らず、スイッチング素子３１ａ，３１ｃをオンさせ、スイッチング素子３１ｂ，３１ｄをオフさせるようにしてもよい。この場合であっても、スイッチング素子３１ａ，３１ｃのオン時間は、通常のスイッチング動作の場合のオン時間よりも遅く設定される。これによって、逆導通ダイオード３２ｂ，３２ｄの両端に印加されるサージ電圧を抑制することができる。
In the full bridge
図３は、実施形態の電力変換装置の一部を例示する模式的なブロック図である。
図３には、スイッチング素子３１ｂのための駆動回路３５の一部が模式的に示されている。図３は、駆動回路３５の動作の概念を説明するための図であり、駆動回路３５内のレベルシフト回路等の構成は省略されている。
図３に示すように、駆動回路３５は、この例では、駆動回路３５は、インバータ３５１，３５３、ＡＮＤ回路３５２ａ，３５２ｂ、駆動トランジスタ３５４ａ，３５４ｂおよびバイパス時駆動トランジスタ３５６を含んでいる。
FIG. 3 is a schematic block diagram illustrating a part of the power conversion device of the embodiment.
FIG. 3 schematically shows a part of the
As shown in FIG. 3, in this example, the
駆動回路３５の入力は、図示しない制御回路に接続されている。制御回路は、オン指令および過電圧保護オン指令を生成して、駆動回路３５に供給する。オン指令は、スイッチング素子３１ｂを通常のスイッチング動作させるゲート駆動信号を生成するための指令である。この例では、オン指令がハイレベルのときにスイッチング素子３１ｂはオンし、オン指令がローレベルのときにスイッチング素子３１ｂはオフする。オン指令は、単位変換器３０が通常の動作をする場合に駆動回路３５に供給される。
The input of the
過電圧保護オン指令は、単位変換器３０をバイパス動作させるときに生成され、駆動回路３５に供給される。この例では、過電圧保護オン指令がハイレベルのときに、オン指令が無効とされるともに、スイッチング素子３１ｂがオンし、過電圧保護オン指令がローレベルのときに、スイッチング素子３１ｂは、オン指令にしたがってオンオフ動作する。
The overvoltage protection on command is generated when the
駆動回路３５の出力は、スイッチング素子３１ｂのゲートおよびエミッタに接続されている。スイッチング素子３１ｂは、オン指令および過電圧保護オン指令にもとづいて、ゲート駆動信号を出力し、スイッチング素子３１ｂを駆動する。
The output of the
スイッチング素子３１ｂは、ゲート－エミッタ間にしきい値電圧よりも低い電圧を印加されることによって、ターンオフする。スイッチング素子３１ｂは、ターンオフ速度を高速化するために、ゲート－エミッタ間にしきい値電圧よりも十分に低い電圧を印加する。この例では、ターンオフ時には、スイッチング素子３１ｂのゲート－エミッタ間には負電圧が印加される。駆動回路３５には、電源３４ａ，３４ｂが接続されている。電源３４ａは、スイッチング素子３１ｂのオンのための正電圧をゲート－エミッタ間に供給し、電源３４ｂは、スイッチング素子３１ｂのオフのための負電圧をゲート－エミッタ間に供給する。
The switching
オン指令は、ＡＮＤ回路３５２ａの一方の入力に入力され、ＡＮＤ回路３５２ｂの一方の入力に、インバータ３５１を介して入力される。
The on command is input to one input of the AND
過電圧保護オン指令は、インバータ３５３を介して、ＡＮＤ回路３５２ａ，３５２ｂの他方の入力に入力される。したがって、過電圧保護オン指令がハイレベルのときには、オン指令はディスエーブルされ、オン指令にかかわらず、ＡＮＤ回路３５２ａはローレベルの信号を出力し、ＡＮＤ回路３５２ｂはハイレベルの信号を出力する。
The overvoltage protection on command is input to the other input of the AND
ＡＮＤ回路３５２ａの出力は、駆動トランジスタ３５４ａを駆動するように接続されている。駆動トランジスタ３５４ａは、ＡＮＤ回路３５２ａの出力がハイレベルのときにオンし、ＡＮＤ回路３５２ａの出力がローレベルのときにオフする。
The output of the AND
ＡＮＤ回路３５２ｂの出力は、駆動トランジスタ３５４ｂを駆動するように接続されている。駆動トランジスタ３５４ｂは、ＡＮＤ回路３５２ｂの出力がハイレベルのときにオンし、ＡＮＤ回路３５２ｂの出力ローレベルのときにオフする。
The output of the AND
バイパス時駆動トランジスタ３５６の入力は、制御回路に接続されており、過電圧保護オン指令が入力される。バイパス時駆動トランジスタ３５６は、過電圧保護オン指令がハイレベルのときにオンし、過電圧保護オン指令がローレベルのときにオフする。
The input of the
駆動トランジスタ３５４ａの出力は、抵抗器３５５ａを介して、スイッチング素子３１ｂのゲートに接続される。駆動トランジスタ３５４ｂの出力は、抵抗器３５５ｂを介して、スイッチング素子３１ｂのゲートに接続される。
The output of the
バイパス時駆動トランジスタ３５６の出力は、抵抗器３５７を介して、スイッチング素子３１ｂのゲートに接続される。
The output of the
抵抗器３５５ａ，３５５ｂの抵抗値は、通常動作時においてスイッチング素子３１ｂが十分高速にスイッチングできるように設定される。
The resistance values of the
抵抗器３５７の抵抗値は、抵抗器３５５ａの抵抗値に比べて大きい値に設定される。抵抗器３５７の抵抗値が抵抗器３５５ａの抵抗値に比べて大きいことによって、過電圧保護オン指令がハイレベルのときに、スイッチング素子３１ｂのゲートを充電する電流がオン指令がハイレベルのときの充電電流よりも小さくなるので、スイッチング素子３１ｂのオン時間が通常時のオン時間よりも遅くなる。そのため、スイッチング素子３１ｂのターンオン時にスイッチング素子３１ｂに流れる電流のｄｉ／ｄｔを小さくすることができる。
The resistance value of the
逆導通ダイオード３２ａに順電流が流れているときに、過電圧保護オン指令によって、スイッチング素子３１ｂがターンオンすると、逆導通ダイオード３２ａに流れていた電流は、スイッチング素子３１ｂに転流する。そのため、逆導通ダイオード３２ａに流れている電流ｄｉ／ｄｔは、スイッチング素子３１ｂに流れる電流のｄｉ／ｄｔと絶対値がほぼ等しくなる。逆導通ダイオード３２ａの両端に発生するサージ電圧は、ｄｉ／ｄｔに比例するので、ｄｉ／ｄｔが小さいほど、サージ電圧の大きさを抑制することができる。したがって、逆導通ダイオード３２ａは、両端に印加されるサージ電圧による破損から防止される。
When the
図３の駆動回路３５では、バイパス動作時のスイッチング素子３１ｂのオン時間が十分に遅くなるように抵抗器３５７の抵抗値を調整したが、この例に限らない。通常動作時のスイッチング動作に影響を与えることなく、バイパス動作時のスイッチング素子３１ｂに流れる電流のｄｉ／ｄｔを小さくすることができれば他の回路構成等であってもよい。たとえば、バイパス時駆動トランジスタ３５６および抵抗器３５７に代えて、スイッチング素子３１ｂのゲートへの充電電流を抑制できる定電流回路等であってもよいし、他の回路構成等であってもよい。過電圧保護オン指令を生成するのは、単位変換器内の制御回路に限らず、制御装置５０で生成するようにしてももちろんよい。
In the
実施形態の電力変換装置１０の動作について、詳細に説明する。
図４（ａ）および図４（ｂ）は、実施形態の電力変換装置の動作を説明するための模式的な回路図である。
図４（ａ）は、逆導通ダイオード３２ａに電流が流れている状態を示している。逆導通ダイオード３２ａに流れる電流は矢印によって示されている。図４（ｂ）は、逆導通ダイオード３２ａに電流が流れている期間に、バイパス動作によってスイッチング素子３１ｂがターンオンした状態を示している。端子３０ａに流入する電流が、逆導通ダイオード３２ａからスイッチング素子３１ｂに転流することが矢印によって示されている。
The operation of the
4 (a) and 4 (b) are schematic circuit diagrams for explaining the operation of the power conversion device of the embodiment.
FIG. 4A shows a state in which a current is flowing through the
図４（ａ）、図４（ｂ）および後述の図５では、高電位側のスイッチング素子３１ａおよび逆導通ダイオード３２ａを、スイッチング素子Ｓ１および逆導通ダイオードＤ１と呼ぶ。また、低電位側のスイッチング素子３１ｂおよび逆導通ダイオード３２ｂを、スイッチング素子Ｓ２および逆導通ダイオードＤ２と呼ぶ。
In FIGS. 4 (a), 4 (b), and FIG. 5 described later, the switching
また、スイッチング素子Ｓ２に流れる電流をｉＳ２、スイッチング素子Ｓ２のコレクタ－エミッタ間に印加される電圧をｖＳ２とする。逆導通ダイオードＤ１に流れる電流をｉＤ１、逆導通ダイオードＤ１の両端に印加される電圧をｖＤ１とする。 Further, the current flowing through the switching element S2 is defined as iS2, and the voltage applied between the collector and the emitter of the switching element S2 is defined as vS2. The current flowing through the reverse conduction diode D1 is defined as iD1, and the voltage applied across the reverse conduction diode D1 is defined as vD1.
図４（ａ）に示すように、端子３０ａから流入する電流は、逆導通ダイオードＤ１を通って、コンデンサ３３を充電する。コンデンサ３３の両端の電圧は、図示しないが、電圧検出器等によって検出され、制御回路で監視されている。コンデンサ３３の両端の電圧が過電圧保護の検出レベルに達した場合には、制御回路は、過電圧保護オン指令を生成し、駆動回路３５に供給する。
As shown in FIG. 4A, the current flowing from the terminal 30a passes through the reverse conduction diode D1 and charges the
図４（ｂ）に示すように、過電圧保護オン指令によって、スイッチング素子３１ｂがターンオンする。逆導通ダイオードＤ１に流れていた電流は、スイッチング素子３１ｂに転流し、逆導通ダイオードＤ１はターンオフする。
As shown in FIG. 4B, the switching
逆導通ダイオードＤ１には、図４（ａ）において説明したように、順方向電流が流れているため、逆導通ダイオードＤ１がターンオフしても、ｐｎ接合間に蓄積された少数キャリアが再結合して消滅するまで、逆回復現象を生じる（図では、丸印で囲った逆導通ダイオードＤ１に逆回復現象が生じている）。逆導通ダイオードＤ１が逆回復現象を生じている期間では、逆導通ダイオードＤ１の逆方向に電流が流れ続ける。逆回復時の電流のｄｉ／ｄｔに応じて、逆導通ダイオードＤ１の両端には、サージ電圧が発生する。 As described in FIG. 4A, a forward current flows through the reverse conduction diode D1, so that even if the reverse conduction diode D1 is turned off, the minority carriers accumulated between the pn junctions are recombined. A reverse recovery phenomenon occurs until it disappears (in the figure, a reverse recovery phenomenon occurs in the reverse conduction diode D1 circled). During the period in which the reverse conduction diode D1 causes the reverse recovery phenomenon, the current continues to flow in the reverse direction of the reverse conduction diode D1. A surge voltage is generated across the reverse conduction diode D1 according to the di / dt of the current at the time of reverse recovery.
図５は、実施形態の電力変換装置の動作を説明するための模式的な動作波形図である。
図５を用いて、過電圧保護オン指令によって、スイッチング素子Ｓ２がターンオンし、逆導通ダイオードＤ１がターンオフする場合の動作についてより詳細に説明する。
図５に示すように、時刻ｔ１よりも前の期間では、逆導通ダイオードＤ１に電流が流れている。時刻ｔ１までの期間で、コンデンサ３３は、ｉＤ１によって充電され、コンデンサ３３の両端の電圧は、上昇を続ける。
FIG. 5 is a schematic operation waveform diagram for explaining the operation of the power conversion device of the embodiment.
The operation when the switching element S2 is turned on and the reverse conduction diode D1 is turned off by the overvoltage protection on command will be described in more detail with reference to FIG.
As shown in FIG. 5, a current flows through the reverse conduction diode D1 in the period before the time t1. In the period up to time t1, the
時刻ｔ１において、コンデンサ３３の両端の電圧が過電圧検出レベルに到達したことによって、過電圧保護オン指令（図では、Ｓ２ゲート信号と表記）が生成される。過電圧検出レベルは、Ｖｏｖであり、通常動作時のコンデンサ３３の両端電圧よりも高い電圧となっている。
When the voltage across the
過電圧保護オン指令によって、スイッチング素子Ｓ２はターンオンするので、スイッチング素子Ｓ２のコレクタ－エミッタ間電圧ｖＳ２は、低下を開始する。スイッチング素子Ｓ２がオンすることによって、逆導通ダイオードＤ１に流れていた電流がスイッチング素子Ｓ２に転流し、電流ｉＳ２は増大し、電流ｉＤ１が減少する。 Since the switching element S2 is turned on by the overvoltage protection on command, the collector-emitter voltage vs2 of the switching element S2 starts to decrease. When the switching element S2 is turned on, the current flowing through the reverse conduction diode D1 is commutated to the switching element S2, the current iS2 increases, and the current iD1 decreases.
時刻ｔ１から時刻ｔ４では、逆導通ダイオードＤ１に流れていた電流は、スイッチング素子Ｓ２に転流するため、ｉＤ１のｄｉ／ｄｔは、ｉＳ２のｄｉ／ｄｔの絶対値にほぼ等しくなる。 From time t1 to time t4, the current flowing through the reverse conduction diode D1 is commutated to the switching element S2, so that the di / dt of the iD1 is substantially equal to the absolute value of the di / dt of the iS2.
時刻ｔ２において、逆導通ダイオードＤ１に流れていた電流ｉＤ１は、すべてスイッチング素子Ｓ２に転流される。 At time t2, all the current iD1 flowing through the reverse conduction diode D1 is transferred to the switching element S2.
時刻ｔ２から時刻ｔ４では、逆導通ダイオードＤ１のｐｎ接合に蓄積された少数キャリアの再結合によって消滅するまで、逆回復現象を生じる。そのため、逆導通ダイオードＤ１のカソードからアノードに向かって、逆方向の電流が流れる（図では、ｉＤ１は負の値となっている）。なお、時刻ｔ３では、逆方向の電流ｉＤ１が最大となるが、この電流値は、電流ｉＳ２，ｉＤ１のｄｉ／ｄｔが大きいほど、大きな値となり得る。 From time t2 to time t4, a reverse recovery phenomenon occurs until it disappears due to the recombination of the minority carriers accumulated in the pn junction of the reverse conduction diode D1. Therefore, a current flows in the opposite direction from the cathode of the reverse conduction diode D1 toward the anode (iD1 has a negative value in the figure). At time t3, the current iD1 in the reverse direction becomes the maximum, but this current value can become larger as the di / dt of the currents iS2 and iD1 increases.
時刻ｔ４では、少数キャリアが消滅し、逆回復現象が終息するが、逆導通ダイオードＤ１の両端には、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生する。このときのサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅは、逆導通ダイオードＤ１の逆回復時のｄｉ／ｄｔが大きいほど、高い値となり得る。 At time t4, the minority carrier disappears and the reverse recovery phenomenon ends, but a surge voltage Vsurge is generated across the reverse conduction diode D1. The surge voltage Vsurge at this time can be a higher value as the di / dt at the time of reverse recovery of the reverse conduction diode D1 is larger.
コンデンサ３３の両端の電圧は、過電圧の検出レベルの大きさＶｏｖとなっており、時刻ｔ４以降では、逆導通ダイオードＤ１の両端に印加されている電圧は、Ｖｏｖとなる。つまり、逆導通ダイオードＤ１の両端には、最大で、Ｖｏｖ＋Ｖｓｕｒｇｅの大きさの電圧が印加され得る。
The voltage across the
時刻ｔ１から時刻ｔ３のｄｉ／ｄｔが大きいほど、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅは大きくなる。通常動作におけるスイッチング動作では、スイッチング素子３１ｂは、高速でスイッチングしており、コレクタ電流のｄｉ／ｄｔは大きくなる。本実施形態では、バイパス動作時には、スイッチング素子３１ｂのオン時間は遅くなるように抑制されているので、ｉＳ２のｄｉ／ｄｔは通常動作時よりも抑制されている。したがって、バイパス動作時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの大きさも抑制される。逆導通ダイオードＤ１の両端に印加される電圧は、通常時よりも高いＶｏｖが印加されていても、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが抑制されているので、破損しにくくなる。
The larger the di / dt from the time t1 to the time t3, the larger the surge voltage Vsurge. In the switching operation in the normal operation, the switching
実施形態の電力変換装置１０の効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置１０では、バイパス動作時のスイッチング素子３１ｂにオン時間を、通常動作時のスイッチング素子３１ｂのオン時間よりも遅く設定している。そのため、バイパス動作時に逆導通ダイオード３２ａの両端に発生するサージ電圧を抑制することができ、サージ電圧による逆導通ダイオードＤ１の破損事故を防止することができる。一方、通常の動作時では、スイッチング素子３１ｂのオン時間およびオフ時間は、十分高速に設定されるので、単位変換器３０の効率を十分に高めることが可能になる。
The effect of the
In the
バイパス動作は、コンデンサ３３の両端電圧が過電圧となったときに、作動するので、バイパス動作が開始する際の電圧レベル（Ｖｏｖ）は、通常動作の電圧レベルよりも高くされている。そのため、バイパス動作における逆導通ダイオードＤ１の両端に印加され得る最大の電圧は、過電圧検出レベルの電圧の大きさＶｏｖにサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅを加えたものとなる。過電圧検出レベルの電圧値は、逆導通ダイオードＤ１が耐え得る電圧がＶｏｖ＋Ｖｓｕｒｇｅ以上とする必要があることから、逆導通ダイオードＤ１の耐電圧を一定すれば、Ｖｓｕｒｇｅを抑制できれば、Ｖｏｖをより高い値に設定することが可能になる。本実施形態では、サージ電圧の大きさを抑制することができるので、過電圧検出レベルの電圧をより高く設定することができる。そのため、単位変換器３０の動作電圧範囲を十分な余裕をもって広く設定することができる。
Since the bypass operation operates when the voltage across the
また、Ｖｏｖをコンデンサ３３の耐電圧等にもとづいて一定値に設定した場合では、Ｖｓｕｒｇｅを抑制することによって、逆導通ダイオードＤ１の耐電圧をより低いものとすることも可能になり、より小型化、低コスト化等をはかることが可能になる。
Further, when the Vov is set to a constant value based on the withstand voltage of the
上述では、図２（ａ）に示したハーフブリッジ形式の主回路を有する単位変換器３０を例にして説明したが、主回路を図２（ｂ）に示したフルブリッジ形式としても、上述の事項を同様に適用することができる。上述したように、フルブリッジ形式の場合には、低電位側のスイッチング素子３１ｂ，３１ｄをターンオンさせる場合と、高電位側のスイッチング素子３１ａ，３１ｃをターンオンさせる場合がある。スイッチング素子３１ｂ，３１ｄをターンオンさせる場合については、スイッチング素子３１ｂ，３１ｄのオン時間を遅く設定することによって、逆導通ダイオード３２ａ，３２ｄのいずれかが逆回復現象を生じていても、逆導通ダイオード３２ａ，３２ｄの両端に印加されるサージ電圧の大きさを抑制することができる。スイッチング素子３１ａ，３１ｃをバイパス動作によってターンオンする場合においても、スイッチング素子３１ａ，３１ｃのオン時間を遅く設定することによって、逆導通ダイオード３２ｂ，３２ｄのいずれかが逆回復現象を生じてしても、逆導通ダイオード３２ａ，３２ｃの両端に印加されるサージ電圧の大きさを抑制することができる。
In the above description, the
上述では、三相交流に対して６アームを含むＭＭＣ方式の電力変換部２０を備えた電力変換装置１０について説明したが、たとえば、ＭＭＣ方式の電力変換部を３アームとして、自励式無効電力補償装置（STATic synchronous COMpensator、ＳＴＡＴＣＯＭ）にも容易に適用することができる。
In the above, the
このようにして、安全にバイパス動作をさせることができる電力変換装置が実現される。 In this way, a power conversion device capable of safely bypassing is realized.
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。 Although some embodiments of the present invention have been described above, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other embodiments, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and variations thereof are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the scope of the invention and its equivalents described in the claims. In addition, each of the above-described embodiments can be implemented in combination with each other.
１ 交流回路、３ 直流回路、１０ 電力変換装置、２０ 電力変換器、２２ アーム、３０ 単位変換器、３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ スイッチング素子、３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ 逆導通ダイオード、３３ コンデンサ、３５ 駆動回路、５０ 制御装置、３５２ａ，３５２ｂ 駆動トランジスタ、３５５ａ，３５５ｂ，３５７ 抵抗器、３５６ バイパス動作時駆動トランジスタ 1 AC circuit, 3 DC circuit, 10 power converter, 20 power converter, 22 arm, 30 unit converter, 31a, 31b, 31c, 31d switching element, 32a, 32b, 32c, 32d reverse conduction diode, 33 capacitor, 35 drive circuit, 50 controller, 352a, 352b drive transistor, 355a, 355b, 357 resistor, 356 bypass operation drive transistor
Claims (6)
前記電力変換部を制御する制御装置と、
を備え、
前記複数の単位変換器は、
第１スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子に直列に接続された第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子に逆並列に接続された第１ダイオードと、
前記第２スイッチング素子に逆並列に接続された第２ダイオードと、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の直列回路に並列に接続されたコンデンサと、
をそれぞれ含み、
前記複数の単位変換器のそれぞれは、
前記コンデンサの両端の電圧値が所定の過電圧しきい値よりも低い場合に、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング動作によって前記コンデンサの両端電圧を制御する通常動作をし、
前記コンデンサの両端の電圧値が前記過電圧しきい値以上となった場合に、バイパス動作のために前記第１スイッチング素子をオフし、前記第２スイッチング素子をオンし、
前記バイパス動作時の前記第２スイッチング素子のオンするときの前記第２スイッチング素子に流れる電流のｄｉ／ｄｔは、前記通常動作時の前記第２スイッチング素子のオンするときの前記第２スイッチング素子に流れる電流のｄｉ／ｄｔよりも小さく設定された電力変換装置。 A power converter that includes multiple unit converters connected in series,
A control device that controls the power conversion unit and
Equipped with
The plurality of unit converters
The first switching element and
A second switching element connected in series to the first switching element and
A first diode connected in antiparallel to the first switching element,
A second diode connected in antiparallel to the second switching element,
A capacitor connected in parallel to the series circuit of the first switching element and the second switching element,
Including each
Each of the plurality of unit converters
When the voltage value across the capacitor is lower than a predetermined overvoltage threshold value, a normal operation is performed in which the voltage across the capacitor is controlled by the switching operation of the first switching element and the second switching element.
When the voltage value across the capacitor becomes equal to or higher than the overvoltage threshold value, the first switching element is turned off and the second switching element is turned on for bypass operation.
The di / dt of the current flowing through the second switching element when the second switching element is turned on during the bypass operation is set to the second switching element when the second switching element is turned on during the normal operation. A power conversion device set to be smaller than the di / dt of the flowing current.
前記複数の単位変換器は、
前記第２スイッチング素子を駆動する駆動回路をそれぞれ含み、
前記駆動回路は、前記バイパス動作時に前記第２スイッチング素子を駆動する電流値を、
前記通常動作時に前記第２スイッチング素子を駆動する電流値よりも小さく設定された請求項２記載の電力変換装置。 The second switching element is a voltage-driven switching element.
The plurality of unit converters
Each includes a drive circuit for driving the second switching element.
The drive circuit sets the current value for driving the second switching element during the bypass operation.
The power conversion device according to claim 2, wherein the power conversion device is set to be smaller than the current value for driving the second switching element during normal operation.
前記通常動作において、前記第２スイッチング素子をターンオンするように設けられた第１駆動トランジスタと、
前記バイパス動作において前記第２スイッチング素子をターンオンするように設けられた第２駆動トランジスタと、
前記第１駆動トランジスタと前記第２スイッチング素子のゲートとの間に設けられた第１抵抗器と、
前記第２駆動トランジスタと前記第２スイッチング素子のゲートとの間に設けられた第２抵抗器と、
を含み、
前記第２抵抗器の抵抗値は、前記第１抵抗器の抵抗値よりも大きい値に設定された請求項３記載の電力変換装置。 The drive circuit
In the normal operation, the first drive transistor provided to turn on the second switching element and
A second drive transistor provided to turn on the second switching element in the bypass operation, and a second drive transistor.
A first resistor provided between the first drive transistor and the gate of the second switching element, and
A second resistor provided between the second drive transistor and the gate of the second switching element, and
Including
The power conversion device according to claim 3, wherein the resistance value of the second resistor is set to a value larger than the resistance value of the first resistor.
前記コンデンサの両端の電圧を検出して前記両端の電圧が前記過電圧しきい値以上であるか否かを判定し、前記通常動作および前記バイパス動作を切り替える制御回路をそれぞれ含む請求項１～４のいずれか１つに記載の電力変換装置。 The plurality of unit converters
Claims 1 to 4, respectively, comprising a control circuit that detects the voltage across the capacitor, determines whether or not the voltage across the capacitor is equal to or higher than the overvoltage threshold value, and switches between the normal operation and the bypass operation. The power conversion device according to any one.
前記制御装置は、前記両端の電圧が前記過電圧しきい値以上であるか否かを判定し、判定結果にもとづいて、前記通常動作および前記バイパス動作を切り替える制御回路をそれぞれ含む請求項１～４のいずれか１つに記載の電力変換装置。 In each of the plurality of unit converters, the voltage across the capacitor is detected, and the voltage is detected.
Claims 1 to 4 include a control circuit for determining whether or not the voltage across the both ends is equal to or higher than the overvoltage threshold value and switching between the normal operation and the bypass operation based on the determination result. The power conversion device according to any one of the above.
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