JP2016158323A - Harmonic restraint device with active filter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電源に接続されたインバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を抑制するためのアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置に関し、特に、空気調和機や冷凍機などの冷凍サイクル装置の圧縮機を駆動するインバータ装置から発生する高調波を抑制する高調波抑制装置として好適なものである。 The present invention relates to a harmonic suppression device including an active filter for suppressing harmonics generated in a converter circuit of an inverter device connected to an AC power supply, and more particularly, to a refrigeration cycle device such as an air conditioner or a refrigerator. It is suitable as a harmonic suppression device that suppresses harmonics generated from the inverter device that drives the compressor.
冷凍サイクル装置の圧縮機の駆動装置として、一般的にインバータ装置が用いられている。インバータ装置は、内蔵されているコンバータ回路において、入力となる交流電流を一旦直流電流に変換し、更にこの直流電流を任意の周波数の交流電流に変換して、前記圧縮機のモータに向けて出力する。 In general, an inverter device is used as a driving device for a compressor of a refrigeration cycle apparatus. The inverter device is a built-in converter circuit that converts an input alternating current into a direct current once, further converts this direct current into an alternating current of an arbitrary frequency, and outputs it to the motor of the compressor. To do.
この直流電流への変換過程において、インバータ装置への入力電流には、基本波(基本波電流)の整数倍の周波数成分をもつ電流が発生する。この電流を高調波(高調波電流)という。高調波はインバータ装置と同じ電源系統に接続された機器に悪影響を及ぼすことが知られている。 In the process of conversion to direct current, a current having a frequency component that is an integral multiple of the fundamental wave (fundamental wave current) is generated in the input current to the inverter device. This current is called a harmonic (harmonic current). It is known that harmonics adversely affect devices connected to the same power supply system as the inverter device.
そこで様々な高調波の抑制方法が検討されているが、その一つにアクティブフィルタがある。この種の先行技術文献としては、例えば特開2014−121145号公報(特許文献1)に記載のものなどがある。アクティブフィルタは、インバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を検出し、高調波と逆の符号(逆位相)の電流(補償電流)を、電源と前記インバータ装置との間に流すことにより、前記電源の系統に高調波が流れることを抑制するものである。 Various harmonic suppression methods have been studied, and one of them is an active filter. Examples of this type of prior art document include those described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2014-121145 (Patent Document 1). The active filter detects harmonics generated in the converter circuit of the inverter device, and flows a current (compensation current) having a sign (reverse phase) opposite to that of the harmonics between a power source and the inverter device. This suppresses harmonics from flowing through the power supply system.
前記アクティブフィルタは、高調波の発生源である前記インバータ装置への負荷電流(入力電流)と、電源からアクティブフィルタに流れる電流(補償電流)を検出する必要がある。電源が三相の場合、従来のアクティブフィルタでは、負荷電流の検出手段として、三相の負荷電流のうちの二相または三相に負荷電流検出回路を設置していた。このため、負荷電流検出回路を複数設置する必要があり、アクティブフィルタの製造コストが増加するという課題がある。 The active filter needs to detect a load current (input current) to the inverter device that is a source of harmonics and a current (compensation current) flowing from the power source to the active filter. When the power source is three-phase, in the conventional active filter, load current detection circuits are installed in two or three phases of the three-phase load currents as load current detection means. For this reason, it is necessary to install a plurality of load current detection circuits, and there is a problem that the manufacturing cost of the active filter increases.
本発明の目的は、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくして製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることにある。 An object of the present invention is to obtain a harmonic suppression device including an active filter that can reduce the manufacturing cost by reducing the load current detection circuit for detecting the load current.
上記目的を達成するため、本発明は、交流電源に接続されたインバータ装置のコンバータ回路で発生する高調波を抑制するためのアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置において、前記コンバータ回路は、前記交流電源に接続される三相ダイオードブリッジと、この三相ダイオードブリッジに接続される直流リアクトルと、前記直流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジに接続される電解コンデンサを備え、前記アクティブフィルタは、前記コンバータ回路への負荷電流(入力電流)を検出するための負荷電流検出手段を備え、前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を検出する母線電流検出回路(母線電流センサ)と、前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the present invention provides a harmonic suppression device including an active filter for suppressing harmonics generated in a converter circuit of an inverter device connected to an AC power supply, wherein the converter circuit includes the AC A three-phase diode bridge connected to a power source; a DC reactor connected to the three-phase diode bridge; and an electrolytic capacitor connected to the DC reactor and the three-phase diode bridge, wherein the active filter is the converter circuit Load current detection means for detecting a load current (input current) to the bus, the load current detection means detecting a bus current flowing through the DC reactor, a bus current detection circuit (bus current sensor), and the AC A phase voltage detection circuit for detecting each phase voltage of the power supply is provided and is detected by the bus current detection circuit. A bus current is, from the detected phase voltage at said phase voltage detecting circuit, and calculates the load current in each phase.
本発明によれば、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくして製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることができる効果がある。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, there exists an effect which can obtain the harmonic suppression apparatus provided with the active filter which can reduce a load current detection circuit for detecting load current, and can reduce manufacturing cost.
以下、本発明のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置の具体的実施例を、図面を用いて説明する。各図において同一符号を付した部分は同一部分を示している。 Hereinafter, specific examples of the harmonic suppressing device including the active filter of the present invention will be described with reference to the drawings. In each figure, the same reference numerals indicate the same parts.
図1は本発明のアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置の実施例1を説明する図で、インバータ装置と三相電源とアクティブフィルタを接続した接続図である。
図1に示すように、三相電源1はインバータ装置2に接続されている。また、三相電源1とインバータ装置2の間の配線は分岐して、アクティブフィルタ3に接続されている。三相電源1からは電源電流4が出力され、この電源電流4は前記インバータ装置2側に流れる負荷電流5と前記アクティブフィルタ3側に流れる補償電流6に分岐する。
FIG. 1 is a diagram for explaining a first embodiment of a harmonic suppression device having an active filter according to the present invention, and is a connection diagram in which an inverter device, a three-phase power source, and an active filter are connected.
As shown in FIG. 1, the three-
前記負荷電流5は、前記インバータ装置2を構成しているコンバータ回路7において直流電流に変換され、この直流電流は前記インバータ装置2を構成しているIPM(Intelligent Power Module)8に入力される。このIPM8により任意の周波数に変換された交流電流により、冷凍サイクル装置の圧縮機(図示せず)のモータ60が任意の回転数で駆動されるように構成されている。
The load current 5 is converted into a direct current in a
前記コンバータ回路7は、三相のダイオードブリッジ(三相ダイオードブリッジ)9、直流リアクトル10及び電解コンデンサA11を主要構成要素として構成されている。本実施例では、前記直流リアクトル10に流れる母線電流を検出するための母線電流センサ12が前記コンバータ回路7に設けられており、この母線電流センサ12で検出された母線電流検出信号13は前記アクティブフィルタ3に入力される。
The
本実施例では、前記インバータ装置2と前記アクディブフィルタ3は同じ箱14内に格納されており、前記インバータ装置2と前記アクティブフィルタ3とはリードピンにより接続されている。更に詳しく説明すると、前記コンバータ回路7を備えた基板と、前記アクティブフィルタ3を備えた基板は1つの同じ箱14内に格納して配置され、前記コンバータ回路7を備えた基板と前記アクティブフィルタ3を備えた基板との接続にはリードピンを用いているものである。
In this embodiment, the
このように前記コンバータ回路7と前記アクティブフィルタ3との接続にリードピンを用いることにより、コネクタと配線を用いて接続するものより製造コストを下げることができる。
Thus, by using the lead pin for the connection between the
なお、本実施例では、前記インバータ装置2とアクティブフィルタ3を別々の基板上に配置し、両者をリードピンで接続する例を説明したが、前記インバータ装置2と前記アクティブフィルタ3を同一の基板上に配置して構成しても良く、このように同一基板上に配置する構成とすれば、製造コストを更に下げることが可能となる。
In the present embodiment, the
図2は三相電流のうちの一相における負荷電流波形5a、補償電流波形6a及び電源電流波形4aを示している図である。
負荷電流波形5aは正弦波である基本波に高調波が加算された波形である。補償電流波形6aは負荷電流波形5aの高調波の符号の正負を逆にした波形である。電源電流波形4aは負荷電流波形5aと補償電流波形6aを足し合わせた波形であるから、負荷電流波形5aの基本波と同じ波形となる。
従って、前記負荷電流5側に前記補償電流6を注入することにより、高調波を抑制した電源電流4が得られる。
FIG. 2 is a diagram showing a load
The load
Therefore, by injecting the compensation current 6 to the load current 5 side, the power source current 4 with suppressed harmonics can be obtained.
図3は図1に示すアクティブフィルタ3の構成を説明する回路図であり、この図3により、前記アクティブフィルタ3の回路構成を説明する。
図1に示す三相電源1から出力された電源電流4から分岐された補償電流6は、図3に示すアクティブフィルタ3のノイズフィルタ回路15に流れ込む。
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the configuration of the
Compensation current 6 branched from power supply current 4 output from three-
このノイズフィルタ回路15は、6つのスイッチング素子で構成されたスイッチングモジュール16と接続され、更に、このスイッチングモジュール16のP側は電解コンデンサB17のプラス端子に接続され、前記スイッチングモジュール16のN側は前記電解コンデンサB17のマイナス端子に接続されている。なお、図3に示すACLは交流リアクトルである。
The
前記ノイズフィルタ回路15と前記スイッチングモジュール16の間には、U相補償電流センサ18とW相補償電流センサ19が設置されており、これらの電流センサ18,19で検出されたU相電流検出信号20とW相電流検出信号21はアクティブフィルタ制御部27に入力される。このアクティブフィルタ制御部27はマイクロコンピューターにより構成されている。
A U-phase compensation
また、前記アクティブフィルタ制御部27には、図3に示す電源電圧検出回路23で検出された電源電圧検出信号24と、図1に示す母線電流センサ12で検出された母線電流検出信号13と、図3に示す直流電圧検出回路25で検出された直流電圧検出信号26が入力される。
The active
これらの検出信号に基づいて、前記アクティブフィルタ制御部27は、前記スイッチングモジュール16の各スイッチング素子をON/OFFするためのPWM(Pulse Width Modulation)信号22を前記スイッチングモジュール16に対して出力する。
Based on these detection signals, the active
なお、前記電源電圧検出回路23で検出される前記電源電圧検出信号24は、前記アクティブフィルタ3に入力される三相電源1の線間電圧である。前記直流電圧検出回路25で検出される前記直流電圧検出信号26は、前記電解コンデンサB17のプラス端子とマイナス端子間に印加される直流電圧である。
The power supply
図4は図3に示すアクティブフィルタ制御部27の構成を説明するブロック図である。図4に示す制御構成は、アクティブフィルタ制御部27のマイクロコンピューター上のソフトウェアで実現しているものである。
FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the active
図4に示すように、アクティブフィルタ制御部27は、相電圧変換部28、負荷電流算出部31、直流電圧制御部35、高調波分離部33、V相電流計算部39、ACR(Automatic Current Regulator)制御部40、AVR(Automatic Voltage Regulator)演算部42、PWM生成部44などにより構成されている。
As shown in FIG. 4, the active
前記相電圧変換部28には、図3に示す前記電源電圧検出回路23で検出された前記電源電圧検出信号24が入力される。この電源電圧検出信号24はUV間の電源電圧(線間電圧)とWU間の電源電圧(線間電圧)を含んでおり、次の(数1)に従って、前記UV間の電源電圧と前記WU間の電源電圧を、三相の相電圧30と電源位相29に変換する。
The phase
ここで、「Vu:U相電源電圧、Vv:V相電源電圧、Vw:W相電源電圧、Vu-v:UV間電源電圧、Vw-u:WU間電源電圧、θ:電源位相」である。 Here, “Vu: U-phase power supply voltage, Vv: V-phase power supply voltage, Vw: W-phase power supply voltage, Vu-v: UV power supply voltage, Vw-u: WU power supply voltage, θ: power supply phase”. .
前記負荷電流算出部31には、前記三相の相電圧30と、図1に示す前記母線電流センサ12で検出された母線電流検出信号13が入力され、この負荷電流算出部31では、前記三相の相電圧30と前記母線電流検出信号13から三相負荷電流32(図1に示す負荷電流5)を計算し出力する。
The load
即ち、前記負荷電流算出部31では、上記(数1)により算出された前記三相の相電圧30における各相電源電圧の大小関係を比較し、前記三相の相電圧30のうち電圧が最大となる電圧最大相の負荷電流を、前記母線電流検出信号13から得られる母線電流と等価とする。また、電圧が最小となる電圧最小相の負荷電流を、前記母線電流に逆の符号を付したもの(母線電流×(−1))と等価とする。更に、電圧が中間となる電圧中間相の負荷電流についてはゼロとする。
That is, the load
例えば、電圧最大相がU相、電圧最小相がV相、電圧中間相がW相である場合、
『U相負荷電流=母線電流、V相負荷電流=−母線電流、W相負荷電流=0』
となる。
For example, when the maximum voltage phase is the U phase, the minimum voltage phase is the V phase, and the intermediate voltage phase is the W phase,
"U phase load current = bus current, V phase load current =-bus current, W phase load current = 0"
It becomes.
但し、電圧最大相と電圧中間相が入れ替わった直後は、電圧最大相の負荷電流と母線電流は一致せず、また電圧中間相の負荷電流は0にならない。そこで、電圧最大相と電圧中間相が入れ替わった直後は、負荷電流の補正を行う必要がある。 However, immediately after the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase are switched, the load current of the voltage maximum phase and the bus current do not match, and the load current of the voltage intermediate phase does not become zero. Therefore, it is necessary to correct the load current immediately after the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase are switched.
具体的には、電圧最大相が入れ替わってから、電圧最大相と電圧中間相の差ΔVが切替判定電圧(所定電圧)Vjudege以上になるまで、電圧最大相と電圧中間相に流れる負荷電流は母線電流にゲインをかけた値とする。ゲインの算出には次の(数2)(数3)を用いる。 Specifically, the load current that flows in the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase until the difference ΔV between the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase becomes equal to or greater than the switching determination voltage (predetermined voltage) V judage after the voltage maximum phase is switched is A value obtained by multiplying the bus current by a gain. The following (Equation 2) and (Equation 3) are used to calculate the gain.
なお、上記切替判定電圧Vjudegeは、前記ダイオードブリッジ9のダイオードモジュール9a(図1参照)の特性によって決まる。
また、電圧最小相と電圧中間相が入れ替わった直後についても同様の補正を行う。即ち、上述した電圧最大相の部分を電圧最小相と置き換えれば良く、具体的には、前記電圧最小相と電圧中間相が入れ替わってから電圧最小相と電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、電圧最小相と電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス1をかけた値に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最小相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出するようにすれば良い。
The switching determination voltage Vjudege is determined by the characteristics of the
The same correction is performed immediately after the voltage minimum phase and the voltage intermediate phase are switched. That is, the above-described maximum voltage phase portion may be replaced with the minimum voltage phase. Specifically, after the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase are switched, the difference between the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase becomes a predetermined voltage or more. Until the load current flowing in the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase is a value obtained by multiplying the bus current flowing in the DC reactor by
前記高調波分離部33には、前記負荷電流算出部31で算出された前記三相負荷電流32と、前記相電圧変換部28で算出された電源位相29と、直流電圧制御部35から出力されたq軸電流指令値36が入力され、この高調波分離部33では三相基本波電流37を算出し出力する。なお、前記高調波分離部33の詳細については後述する。
The
前記q軸電流指令値36を出力する前記直流電圧制御部35には、昇圧目標電圧(Edc_Star)34と、前記直流電圧検出回路25で検出された前記直流電圧検出信号26との偏差が入力され、この偏差に基づくPI制御により前記直流電圧制御部35では前記q軸電流指令値36を演算し、出力する。
A deviation between the boost target voltage (Edc_Star) 34 and the DC
前記昇圧目標電圧(Edc_Star)は、次の(数4)により算出される。 The boost target voltage (Edc_Star) is calculated by the following (Equation 4).
このようにして演算された前記q軸電流指令値36は前記高調波分離部33に入力される。
The q-axis
次に、前記高調波分離部33から出力された前記三相基本波電流37の処理について説明する。まず、前記高調波分離部33から出力された前記三相基本波電流37から前記三相負荷電流32を減算し、更に、図4に示すV相電流計算部39で算出された三相補償電流検出値38を減算した値を前記ACR制御部40に入力する。
Next, processing of the three-phase fundamental current 37 output from the
前記三相補償電流検出値38を算出する前記V相電流計算部39には、図3に示す前記U相補償電流センサ18及び前記W相補償電流センサ19で検出されたU相補償電流検出信号20及びW相補償電流検出信号21が入力され、次の(数5)からV相補償電流を計算する。
The V-phase
前記ACR制御部40では、PI制御により三相電圧補正値41を演算し出力する。この三相電圧補正値41に前記三相の相電圧30を加算した値(三相電圧指令値)を前記AVR演算部42に入力する。
The
前記AVR演算部42では、前記三相電圧指令値と、前記直流電圧検出信号26に基づく直流電圧検出値の1/2(直流電圧検出値/2)との比率である三相電圧変調率43を計算し出力する。前記三相電圧変調率43は±1の範囲で変動する値である。
In the
前記三相電圧変調率43は前記PWM生成部44に入力される。このPWM生成部44では前記三相電圧変調率43とキャリア信号45を比較してPWM信号22を生成する。前記キャリア信号45は、振幅が±1で、周波数が、例えば15kHzの三角波である。前記三相電圧変調率43が前記キャリア信号45よりも大きい場合は、図3に示すスイッチングモジュール16のうちP側のスイッチング素子をONするPWM信号22を出力し、逆に前記三相電圧変調率43が前記キャリア信号45よりも小さい場合には、N側のスイッチング素子をONするPWM信号22を出力する。
The three-phase
図5は図4に示す高調波分離部33の構成を説明するブロック図である。この図5は前記高調波分離部33において、前記三相負荷電流32を高調波と基本波に分離する方法を示している。
FIG. 5 is a block diagram illustrating the configuration of the
前記高調波分離部33には前記三相負荷電流32と前記電源位相29が入力され、dq変換部46において、前記三相負荷電流32(Iuvw)は、前記電源位相29に基づいて、d軸負荷電流47とq軸負荷電流48(Idq)に変換される。この変換には次の(数6)(数7)が用いられる。
The three-phase load current 32 and the
ここで、「Iα:α軸負荷電流、Iβ:β軸負荷電流、IU:U相負荷電流,IV:V相負荷電流,IW:W相負荷電流、Id:d軸負荷電流、Iq:q軸負荷電流、θ:電源位相」である。 Here, “I α : α-axis load current, I β : β-axis load current, I U : U-phase load current, I V : V-phase load current, I W : W-phase load current, I d : d-axis load Current, I q : q-axis load current, θ: power supply phase ”.
前記d軸負荷電流47と前記q軸負荷電流48は、1次遅れフィルタA49と1次遅れフィルタB50により、高調波成分が除去される。前記1次遅れフィルタ49,50の時定数は、例えば12.5msecとする。1次遅れフィルタ処理を行ったq軸負荷電流にq軸電流指令値36を加算し、uvw変換部51により三相基本波電流37に変換する。この変換には(数8)(数9)を用いる。
Harmonic components are removed from the d-axis load current 47 and the q-axis load current 48 by the first-order lag filter A49 and the first-order lag filter B50. The time constant of the first-order lag filters 49 and 50 is, for example, 12.5 msec. The q-axis
ここで、「Iα:α軸負荷電流、Iβ:β軸負荷電流、Iu:U相基本波電流、Iv:V相基本波電流、Iw:W相基本波電流、Id:1次遅れフィルタ処理後のd軸負荷電流、Iq2:q軸電流指令値加算後のq軸負荷電流、θ:電源位相」である。 Here, “I α : α-axis load current, I β : β-axis load current, I u : U-phase fundamental wave current, I v : V-phase fundamental wave current, I w : W-phase fundamental wave current, I d : D-axis load current after primary delay filter processing, I q2 : q-axis load current after addition of q-axis current command value, θ: power supply phase ”.
図4、図5に示したアクティブフィルタ制御部における制御は、前記キャリア信号45と同じ15kHzに対応する周期で演算が行なわれる。なお、図5において、一次遅れフィルタ49,50に示した数式は1次遅れ要素の伝達関数を示しており、Tは定数、sはラプラス変数である。
The control in the active filter control unit shown in FIGS. 4 and 5 is performed at the same cycle corresponding to 15 kHz as the
以上述べた本発明の実施例では、前記アクティブフィルタ3は、前記コンバータ回路7への負荷電流(入力電流)を検出するための負荷電流検出手段(負荷電流算出部31)を備え、この負荷電流検出手段は、前記直流リアクトル10に流れる母線電流を検出する母線電流検出回路(母線電流センサ12)と、交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路(相電圧変換部28)を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出するように構成しているので、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路を少なくすることができる。従って、製造コストを低減できるアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置を得ることができる。
In the embodiment of the present invention described above, the
即ち、前記直流リアクトル10に流れる母線電流の検出回路を設けることにより、三相の負荷電流のうちの二相または三相に設置していた負荷電流検出回路を削除でき、これにより負荷電流検出のための電流検出回路を1つにすることが可能となるものである。なお、本実施例を実施するためには、電源電圧の検出回路が必要になるが、アクティブフィルタ3には電源電圧の位相検出のために相電圧検出回路(相電圧変換部28)が元々備えられているから、電源電圧検出回路については、新たに回路を追加する必要はない。
That is, by providing a detection circuit for the bus current flowing through the
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上記実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル等の情報は、メモリや、ハードディスク、SSD(Solid State Drive)等の記録装置、または、ICカード、SDカード、DVD等の記録媒体に置くことができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えても良い。
In addition, this invention is not limited to an above-described Example, Various modifications are included. For example, the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Further, it is possible to add, delete, and replace other configurations for a part of the configuration of the above embodiment.
Each of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by interpreting and executing a program that realizes each function by the processor. Information such as programs and tables for realizing each function can be stored in a memory, a hard disk, a recording device such as an SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card, an SD card, or a DVD.
Further, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
1:三相電源(交流電源)、2:インバータ装置、3:アクティブフィルタ、
4:電源電流、4a:電源電流波形、5:負荷電流、5a:負荷電流波形、
6:補償電流、6a:補償電流波形、
7:コンバータ回路、8:IPM、
9:三相ダイオードブリッジ、9a:ダイオードモジュール、
10:直流リアクトル、11:電解コンデンサA、
12:母線電流センサ(母線電流検出回路)、13:母線電流検出信号、
14:箱、15:ノイズフィルタ回路、16:スイッチングモジュール、
17:電解コンデンサB、18:U相補償電流センサ、19:W相補償電流センサ、
20:U相補償電流検出信号、21:W相補償電流検出信号、22:PWM信号、
23:電源電圧検出回路、24:電源電圧検出信号、
25:直流電圧検出回路、26:直流電圧検出信号、
27:アクティブフィルタ制御部、
28:相電圧変換部(相電圧検出回路)、29:電源位相、30:三相の相電圧、
31:負荷電流算出部(負荷電流検出手段)、32:三相負荷電流、
33:高調波分離部、34:昇圧目標電圧、35:直流電圧制御部、
36:q軸電流指令値、37:三相基本波電流、38:三相補償電流検出値、
39:V相電流計算部、40:ACR制御部、41:三相電圧補正値、
42:AVR演算部、43:三相電圧変調率、
44:PWM生成部、45:キャリア信号、
46:dq変換部、47:d軸負荷電流、48:q軸負荷電流、
49:1次遅れフィルタA、50:1次遅れフィルタB、51:uvw変換部、
60:モータ。
1: Three-phase power supply (AC power supply) 2: Inverter device 3: Active filter
4: power supply current, 4a: power supply current waveform, 5: load current, 5a: load current waveform,
6: compensation current, 6a: compensation current waveform,
7: Converter circuit, 8: IPM,
9: three-phase diode bridge, 9a: diode module,
10: DC reactor, 11: Electrolytic capacitor A,
12: Bus current sensor (bus current detection circuit), 13: Bus current detection signal,
14: box, 15: noise filter circuit, 16: switching module,
17: Electrolytic capacitor B, 18: U-phase compensation current sensor, 19: W-phase compensation current sensor,
20: U-phase compensation current detection signal, 21: W-phase compensation current detection signal, 22: PWM signal,
23: power supply voltage detection circuit, 24: power supply voltage detection signal,
25: DC voltage detection circuit, 26: DC voltage detection signal,
27: Active filter control unit,
28: Phase voltage conversion unit (phase voltage detection circuit), 29: power supply phase, 30: three-phase phase voltage,
31: Load current calculation unit (load current detection means), 32: Three-phase load current,
33: Harmonic separation unit, 34: Boost target voltage, 35: DC voltage control unit,
36: q-axis current command value, 37: three-phase fundamental current, 38: three-phase compensation current detection value,
39: V-phase current calculation unit, 40: ACR control unit, 41: Three-phase voltage correction value,
42: AVR calculation unit, 43: three-phase voltage modulation rate,
44: PWM generation unit, 45: carrier signal,
46: dq conversion unit, 47: d-axis load current, 48: q-axis load current,
49: 1st order lag filter A, 50: 1st order lag filter B, 51: uvw converter,
60: Motor.
Claims (8)
前記コンバータ回路は、前記交流電源に接続される三相ダイオードブリッジと、この三相ダイオードブリッジに接続される直流リアクトルと、前記直流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジに接続される電解コンデンサを備え、
前記アクティブフィルタは、前記コンバータ回路への負荷電流を検出するための負荷電流検出手段を備え、
前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を検出する母線電流検出回路と、前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路を備え、前記母線電流検出回路で検出された母線電流と、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧から、各相における前記負荷電流を算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with an active filter for suppressing harmonics generated in the converter circuit of the inverter device connected to the AC power supply,
The converter circuit includes a three-phase diode bridge connected to the AC power source, a DC reactor connected to the three-phase diode bridge, and an electrolytic capacitor connected to the DC reactor and the three-phase diode bridge.
The active filter includes load current detection means for detecting a load current to the converter circuit,
The load current detection means includes a bus current detection circuit that detects a bus current flowing in the DC reactor, and a phase voltage detection circuit that detects each phase voltage of the AC power supply, and the bus detected by the bus current detection circuit A harmonic suppression device including an active filter, wherein the load current in each phase is calculated from a current and each phase voltage detected by the phase voltage detection circuit.
前記交流電源の各相電圧を検出する相電圧検出回路は、三相電源の線間電圧を検出する回路を備え、前記線間電圧から前記各相電圧を算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 1,
A phase voltage detection circuit that detects each phase voltage of the AC power supply includes a circuit that detects a line voltage of a three-phase power supply, and calculates the phase voltage from the line voltage. Harmonic suppression device equipped.
前記負荷電流検出手段は、前記直流リアクトルに流れる母線電流を、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧最大相に流れる電流とし、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス1をかけた値を、前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧最小相に流れる電流とし、更に前記相電圧検出回路で検出された各相電圧の電圧中間相に流れる電流をゼロとする
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 1,
The load current detection means sets the bus current flowing through the DC reactor as the current flowing through the voltage maximum phase of each phase voltage detected by the phase voltage detection circuit, and applies minus 1 to the bus current flowing through the DC reactor. The value is defined as the current flowing in the voltage minimum phase of each phase voltage detected by the phase voltage detection circuit, and the current flowing in the voltage intermediate phase of each phase voltage detected by the phase voltage detection circuit is set to zero. Harmonic suppression device having an active filter as a feature.
前記電圧最大相と前記電圧中間相が入れ替わってから前記電圧最大相と前記電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、前記電圧最大相と前記電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最大相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 3,
The load current flowing in the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase from the time when the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase are switched until the difference between the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase is equal to or greater than a predetermined voltage is the DC reactor. A harmonic gain with an active filter, characterized in that a correction gain is applied to a bus current flowing through the current, and the correction gain is calculated from a ratio between the voltage maximum phase and the voltage intermediate phase and the predetermined voltage. apparatus.
前記電圧最小相と前記電圧中間相が入れ替わってから前記電圧最小相と前記電圧中間相の差が所定電圧以上になるまで、前記電圧最小相と前記電圧中間相に流れる負荷電流は、前記直流リアクトルに流れる母線電流にマイナス1をかけた値に補正ゲインをかけた値とし、前記補正ゲインは前記電圧最小相と前記電圧中間相の差と前記所定電圧の比から算出する
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 3,
The load current flowing in the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase until the difference between the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase exceeds a predetermined voltage after the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase are switched is the DC reactor. A value obtained by multiplying the bus current flowing through the negative minus 1 by a correction gain, and the correction gain is calculated from a ratio between the difference between the minimum voltage phase and the intermediate voltage phase and the predetermined voltage. Harmonic suppression device with filter.
前記コンバータ回路を備えた基板と前記アクティブフィルタの回路を備えた基板を同じ箱内に格納して配置した
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 1,
A harmonic suppression device including an active filter, wherein the substrate including the converter circuit and the substrate including the circuit of the active filter are stored in the same box.
前記コンバータ回路を備えた基板と前記アクティブフィルタ回路を備えた基板を、リードピンを用いて接続している
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 1,
A substrate including the converter circuit and a substrate including the active filter circuit are connected using a lead pin. A harmonic suppression apparatus including an active filter.
前記コンバータ回路と前記アクティブフィルタ回路を同じ基板上に配置して構成している
ことを特徴とするアクティブフィルタを備えた高調波抑制装置。 In the harmonic suppression device provided with the active filter according to claim 1,
The converter circuit and the active filter circuit are arranged and configured on the same substrate. A harmonic suppressing device including an active filter.
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