JP2014100026A - 無効電力補償装置 - Google Patents

Abstract

【課題】少ない多段接続数のインバータで高調波を十分低減した上で、トランス無しで系統連系を可能とし、小型な無効電力補償装置を提供する。
【解決手段】実施形態に係る無効電力補償装置は、三相各相にそれぞれ構成される多段インバータ回路と、系統連系端と各多段インバータ回路の出力端の間に接続され、高調波を低減するためのフィルタ回路と、前記各多段インバータ回路を制御して所定の三相交流電圧を出力させる制御部とを具備する。前記各多段インバータ回路は、直流電圧を、電圧指令値の基本波１周期あたり正負それぞれ１回のワンパルス電圧に変換する、単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータを１以上直列接続して構成され、前記各多段インバータ回路の系統の反対側端は、中性点として全相接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、系統に無効電力を注入することで、系統電圧を安定させる無効電力補償装置に関する。

太陽光発電や風力発電、燃料電池といった分散電源が系統に連系される事例が増えてきており、それに伴い系統電圧の変動が懸念されている。特に住宅用太陽光発電は今後も更なる増加が見込まれており、発電量が多く負荷が小さい場合には大きな逆潮流が起こり配電網の電圧が上昇し、系統電圧規程値を逸脱してしまう。

従来ではこのような場合には発電電力を絞る事で電圧上昇を抑えている。しかしこの方法では本来発電できるはずの電力が絞られておりエネルギーに無駄が生じてしまう。系統に無効電力を注入する無効電力補償装置を用いれば、エネルギーに無駄を生じる事なく系統電圧を下げて、太陽光などの分散電源も本来の発電が可能となる。しかし、従来の無効電力補償装置は重量・体積が大きく、変電所などの送電端側に設置される事が多かった。住宅用太陽光発電などの分散電源による配電網の系統電圧上昇に対応するには、狭い住宅街にも設置できる小型な無効電力補償装置が求められる。

無効電力補償装置を小型化する手段として、半導体電力変換器（インバータ）部分の出力する電圧波形をより正弦波に近く高調波の少ない波形とする事で、連系フィルタリアクトルを小型化するという方法がある。高調波の少ない電圧波形を出力するには従来では、パルス幅変調した電圧波形を出力するＰＷＭインバータを直列に多段接続して細かい電圧幅で連系電圧波形を作り出す方法がある。細かい電圧のパルス出力を重ね合わせる事で、出力電圧の高調波を低減し、連系フィルタリアクトルを小型できる。また、直列接続するＰＷＭインバータの多段接続数を多くして耐圧を十分とる事で、系統連系にトランスを用いず小型化する事ができる。

「６．６ｋＶトランスレス・カスケードＰＷＭ ＳＴＡＴＣＯＭ−三相２００Ｖ１０ｋＶＡミニモデルによる動作検証−」（電気学会産業応用部門論文誌２００７年１２７巻８号ｐ．７８１−７８８）

パルス幅変調で駆動するＰＷＭインバータの多段接続で６．６ｋＶ系統にトランスレスで連系する場合、図１１のようにＰＷＭインバータ２の接続段数が多くなるという課題がある。例えば１．７ｋＶ ＩＧＢＴを使用すると各相６段必要になる。インバータの多段数が多くなると、インバータは元よりゲート回路もそれだけ必要となり、その分体積も大きくなり、回路も複雑化する。またＰＷＭはスイッチング回数が多いため、各段で発生するスイッチング損失の合計は大きくなる。インバータに耐圧の高い半導体素子を使えば段数は減るが、スイッチング損失が増加するため発熱が増えてしまう。スイッチング周波数を減らせばスイッチング損失は減るが、出力する電圧の高調波が増えるためフィルタリアクトルは大きくなる。

実施形態は、少ない多段接続数のインバータで電圧高調波を十分低減した上で、トランス無しで系統連系を可能とし、小型な無効電力補償装置を提供する事を目的とする。

実施形態に係る無効電力補償装置は、三相各相にそれぞれ構成される多段インバータ回路と、系統連系端と各多段インバータ回路の出力端の間に接続され、電流高調波を低減するためのフィルタ回路と、前記各多段インバータ回路を制御して所定の三相交流電圧を出力させる制御部とを具備する。前記各多段インバータ回路は、直流電圧を、電圧指令値の基本波１周期あたり正負それぞれ１回のワンパルス電圧に変換する、単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータを２以上直列接続して構成され、前記各多段インバータ回路の系統の反対側端は、中性点として全相接続されている。

第１実施形態に係る無効電力補償装置の構成を示す図である。 ワンパルスインバータ１の動作を示す波形図である。 第２実施形態に係る無効電力補償装置の構成を示す図である。 ワンパルスインバータ１とＰＷＭインバータ２の動作を示す波形図である。 ワンパルスインバータ１の直流コンデンサ充放電を示す波形図である。 ワンパルス電圧位相のシフトによる直流コンデンサ電圧制御の原理を示す図である。 電圧指令値とワンパルス電圧のタイミングを決定する閾値との比較を示す図である。 ゲインＫｐを求めるための制御ブロックを示す図である。 ゲインＫｐを求めるための制御ブロックを示す図である。 無効電力補償装置の連系フィルタをリアクトルとコンデンサで構成する場合の構成図である。 従来のＰＷＭインバータを多段接続した無効電力補償装置の構成図である。

以下、実施形態に係る無効電力補償装置について、図面を参照して説明する。

［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る無効電力補償装置の構成を示す図である。

この無効電力補償装置は、高耐圧半導体素子１１と直流コンデンサ１２により構成された単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータ１と、連系フィルタ３として系統連系端８に接続されるリアクトル３１とを３相の各相に備え、系統の反対側端は中性点４として全相が互いに接続されている。無効電力補償装置は系統電源６から電力供給される配電系統７に連系される。制御装置１０は、系統電圧Ｖｓ、ワンパルスインバータ出力電流Ｉｏに基づいて、無効電流指令値、出力電圧指令値等を演算し、図１に示す３相インバータを全体的に制御する。

図１では１つのワンパルスインバータ１用の制御部５を代表的に示している。制御部５は各ワンパルスインバータ１についてそれぞれ設けられる。制御部５は、制御装置１０からの出力電圧指令値、所定閾値及びコンデンサ電圧Ｖｃ等に基づいて、ワンパルスインバータ１のワンパルス指令値、すなわちオンオフするタイミング（位相）を演算し、ワンパルスインバータ１を構成する半導体素子１１のオンオフを制御するゲートパルスを生成する（詳細は後述される）。

次に、ワンパルスインバータ１の動作を図２を用いて説明する。

ワンパルスインバータ１の出力する電圧Ｖ１は、電圧指令値Ｖｒｅｆの基本波１周期中に電圧指令値Ｖｒｅｆの正電圧方向に１回、負電圧方向に１回電圧パルスが出力される形になる。図１のようにワンパルスインバータが３つ直列接続される場合、ワンパルスインバータ１はＶ１、Ｖ２、Ｖ３のようにワンパルスのタイミングを分担し電圧を出力する。Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の合計電圧（Ｖｏ）は階段状になり、高調波は低減される。この出力波形Ｖｏを制御する事で無効電流を制御し、無効電力補償動作を行う。

ワンパルスインバータ１は高耐圧半導体素子を用いて構成されるため、直列接続において更に耐圧を高くすることが出来る他、パルス幅変調のＰＷＭインバータと比べて半導体素子のスイッチング回数が圧倒的に少ないので、スイッチング損失が大きい高耐圧の半導体素子を適用しても各段のスイッチング損失は殆ど発生せず、直列接続数を増やしてもスイッチング損失はあまり問題にならない。このように高耐圧半導体素子によるワンパルスインバータを各相で直列接続する事で、無効電力補償装置をトランス無しに配電系統に連系する事が可能となり、小型な無効電力補償装置が実現できる。

図１では各相あたりワンパルスインバータ１を３段直列接続しているが、５段や６段などとしても良い。また図１では各インバータを構成する直流電圧源にコンデンサを用いているが、これは蓄電池やスイッチング電源のような電源としても良い。

［第２実施形態］
図３は、第２実施形態に係る無効電力補償装置の構成を示す図である。なお、以下においては、図１に示す無効電力補償装置の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

この無効電力補償装置は、高耐圧半導体素子１１と直流コンデンサ１２により構成された単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータ１と、高耐圧半導体素子１１より耐圧が低い半導体素子２１と直流コンデンサ２２により構成された単相フルブリッジ構成のＰＷＭインバータ２と、連系フィルタ３としてリアクトル３１とを各相に備え、系統の反対側端は中性点４で全相が互いに接続されている。ワンパルスインバータ１の直流電圧は、ＰＷＭインバータ２の直流電圧よりも大きい。無効電力補償装置は系統電源６から電力供給される配電線７に連系される。また実施例１と同様の制御部５を備える。

ワンパルスインバータ１とＰＷＭインバータ２の動作について、図４を用いて説明する。ワンパルスインバータ１は実施例１と同様、電圧指令値Ｖｒｅｆの基本波１周期中に電圧指令値の正電圧方向に１回、負電圧方向に１回電圧パルスが出力される。ワンパルスインバータ１が図４のＶ１とＶ２のようなワンパルス電圧を出力する場合、ＰＷＭインバータ２は電圧指令値Ｖｒｅｆからワンパルス電圧（Ｖ１＋Ｖ２）を引いた電圧波形Ｖ３（＝Ｖｒｅｆ−（Ｖ１＋Ｖ２））を出力する。実際には、ＰＷＭインバータ２はＶ３の電圧波形をパルス幅変調したＰＷＭ波形で出力する。ＰＷＭインバータ２は電圧指令値Ｖｒｅｆに対するワンパルス出力電圧を補償するような波形を出力するので、ＰＷＭインバータ２の直流電圧は、ワンパルスインバータ１の直流電圧の半分程度の大きさで良い。実際には５０％〜１００％の大きさを取り得る。これらワンパルスとＰＷＭの電圧を各相で合計すると、電圧指令値波形に順ずる波形が出力される。この出力波形を制御する事で無効電流を制御し、無効電力補償動作を行う。

ＰＷＭ波形を出力するＰＷＭインバータ２をワンパルスインバータ１に組み合わせる事で少ない段数でも高調波を低減できるほか、ワンパルスインバータ１は高耐圧半導体素子を用いて構成されるため、直列接続において耐圧を更に高くすることが出来る。このように高耐圧半導体素子によるワンパルスインバータとＰＷＭインバータを組み合わせて各相で直列接続する事で、高調波をより低減しフィルタ回路を小型化し、少ないインバータ段数で無効電力補償装置をトランス無しに配電系統に連系する事が可能となり、小型な無効電力補償装置が実現できる。

図３では各相あたりワンパルスインバータ１を２段、ＰＷＭインバータ２を１段、直列接続しているが、ＰＷＭインバータ２の耐圧が十分でなければＰＷＭインバータ２を２段または３段などとしても良いし、ワンパルスインバータ１を３段、４段などとしても良い。ＰＷＭインバータの段数を複数にした場合、その直流電圧の各相あたりの合計電圧がワンパルスインバータ１段あたりの直流電圧の５０〜１００％の大きさを取りうる。また、耐圧が十分であればワンパルスインバータ１を１段としても良い。これらワンパルスインバータ１とＰＷＭインバータ２の段数組み合わせは、耐圧が確保されればあらゆる組み合わせを取り得る。

また図３では各インバータを構成する直流電圧源にコンデンサを用いているが、これは蓄電池やスイッチング電源のような電源としても良い。

［第３実施形態］
図５、図６は、本発明の実施例１または実施例２に係るワンパルスインバータ１の直流コンデンサ１２の電圧を制御する方法の原理を示す図である。

無効電力補償装置を構成する各段のインバータは、それぞれに直流コンデンサを備え、それが各段インバータの電圧源となる。ワンパルスインバータ１は系統基本波１周期中に２回しかパルスを出さないため、直流コンデンサ１２の電圧を所定の電圧に制御するのが難しいという問題がある。この電圧を所定の電圧に制御しなければ、電流に歪みが発生したり、運転が継続できなくなる可能性がある。

図５には図１または図３の実施形態における無効電力補償装置が、進み無効電流を出力する場合のワンパルスインバータ１の出力する電圧Ｖ１と直流コンデンサ１２に流れる電流Ｉｃ１が図示してある。電流の方向は、コンデンサから放電する方向を正としている。出力電圧Ｖｏの１周期に、電流Ｉｃ１は正方向と負方向にそれぞれ２度流れる。正方向に流れる時は直流コンデンサ１２は放電され、負方向に流れる時は充電される。出力電流が無効電流のみの場合、ワンパルスの幅方向中心が出力電圧波形のピークに一致していれば、放電量と充電量は一致しており直流コンデンサ１２の電圧は平均的に変化はない。これを、図６のようにワンパルスがオンまたはオフする位相を、本来オン・オフする位相θｂ１、θｂ２からそれぞれ同じ量Δθｓだけ同一方向にずらす（位相をシフトさせる）と放電量と充電量を制御できる。図６（ａ）の場合、ワンパルス位相をΔθｓだけ遅らせる事で放電期間より充電期間の方が長くなるため、直流コンデンサ１２の電圧は上昇する。また図６（ｂ）の場合、ワンパルス位相を進める事で充電期間より放電期間の方が長くなるため、直流コンデンサ１２の電圧は低下する。

このようにワンパルスインバータ１の出力するワンパルス電圧の位相を制御する事で、ワンパルスインバータ１の直流コンデンサ１２の電圧を制御する事ができる。

図５、図６は進みの無効電流が流れている場合の図だが、遅れ無効電流の場合はワンパルス位相の移動方向は、コンデンサ１２の充電及び放電に対して、進み無効電流の場合とは逆方向となる。

［第４実施形態］
図７は、第４実施形態に係る無効電力補償装置の電圧指令値に対しワンパルス電圧のタイミングを決定する閾値の比較を示す図である。本図では正弦波の正の半周期について示している。

ワンパルスインバータ１がワンパルス電圧を出力するタイミングは、その相が出力すべき電圧指令値Ｖｒｅｆと、ワンパルス電圧のオン・オフのタイミングを判定する基準閾値Ｖｔｈとの比較に基づいて決定される。電圧指令値Ｖｒｅｆが閾値Ｖｔｈを越えるとワンパルスはオンし、電圧指令値Ｖｒｅｆが閾値Ｖｔｈを下回るとワンパルスはオフする。ワンパルスの位相を制御するために、閾値Ｖｔｈに対して閾値制御量ΔＶｔｈを加算又は減算する。ワンパルスがオンする閾値をＶｔｈ＋ΔＶｔｈとする事で、ワンパルスがオンする位相はθｂ１からΔθｓだけ遅れる。また、ワンパルスがオフする閾値をＶｔｈ−ΔＶｔｈとする事で、ワンパルスがオフする位相はθｂ２からΔθｓだけ遅れる。このようにして、ワンパルスがオンまたはオフする位相を、本来オン・オフする位相θｂ１、θｂ２からそれぞれ同じ量Δθｓだけ同一方向にずらすことができる。ワンパルス位相を進めたい場合は、制御量ΔＶｔｈの加算と減算を逆にすれば良い。

ΔＶｔｈとΔθｓの関係は、図７中の斜線で示した微小部分を図示するように直角三角形とし、電圧指令値ＶｒｅｆのピークＶｐｅａｋと本来のオン・オフ位相θｂを用いて以下のように表すことができる。ここでは、θｂ＝θｂ１＝π−θｂ２とする。

この関係式より、閾値Ｖｔｈを制御する事でワンパルス位相を制御し、直流コンデンサ電圧１２の電圧を制御する事ができる。

制御部５（図１又は図３）ではコンデンサ電圧Ｖｃとコンデンサ電圧指令値（所定電圧）Ｖｃ＊との差分ΔＶｃにゲインＫｐを乗算して制御量ΔＶｔｈを演算する。閾値判定部５２は、ワンパルスの立ち上がり基準位相θｂ１に対応する閾値Ｖｔｈに制御量ΔＶｔｈを加算した値と出力電圧指令値Ｖｒｅｆとを比較し、ワンパルスの立ち上がり位相を決定する。ワンパルスの立ち下がり位相を決定する場合は、閾値Ｖｔｈから制御量ΔＶｔｈを減算した値と出力電圧指令値Ｖｒｅｆとを比較する。閾値判定部５２は、このようにしてワンパルスの立ち上がり位相及び立下り位相を決定し、これら位相をゲートパルス生成器５３に出力する。ゲートパルス生成器５３は、ワンパルスの立ち上がり位相及び立下り位相に基づいて、ワンパルスインバータ１を構成する半導体素子１１に対するゲートパルスを生成する。

図８は、ゲインＫｐを求めるための制御ブロックを示す図である。それぞれのワンパルスインバータ１の備える直流コンデンサ１２に対して個別に図８のような制御が行なわれる。

無効電力補償装置がリアクトル動作をしている時、直流コンデンサ１２に流れる電流Ｉを有効電流と無効電流の和として表すと、有効電流のピーク値をＩｄ、無効電流のピーク値をＩｑとすると、

となり、ワンパルスインバータ１がオンしている期間θｂ＋Δθｓ〜π−θｂ＋Δθｓの平均電流Ｉｃは

となる。これを積分すると直流コンデンサ１２の電圧Ｖｃになる。これを制御ブロックで表すと図８のようになる。直流コンデンサ１２の電圧Ｖｃと、その指令値Ｖｃ＊の差分ΔＶｃにゲインＫｐを乗算し、ワンパルスオン・オフのタイミングを決める電圧閾値Ｖｔｈの制御量ΔＶｔｈを得る。ΔＶｔｈとΔθｓの関係式（１）より、Ｋ１は

である。またＫ２（Δθｓ）とＫ３（Δθｓ）は式（４）から

である。この制御ブロックから伝達関数を求めても良いが、Δθｓは微小であるので、

とおき、またＩｑ＞＞ＩｄであるためＩｄの項を省略すると制御ブロックは図９のように表すことができる。ここでＫ４は

である。

Ｋ１とＫ３のｃｏｓθｂは打ち消しあっている。図４のＶ１とＶ２のように、ワンパルスインバータの段数によりそれぞれのワンパルスインバータのオン・オフする位相θｂは異なるが、ゲインＫｐの値を決定するのにθｂは無関係である。即ち、ワンパルスインバータ１の電圧制御ゲインＫｐを設定するにあたり、ゲインＫｐを全て同じ値に設定すれば、全てのワンパルスインバータで同じ制御特性が得られる。そして図９の制御ブロックと式（９）より、

従ってゲインＫｐは次式（１１）のように表せる。

ここでＴｉは時定数である。上記式（１１）よりゲインＫｐを設定し、直流コンデンサ１２の電圧Ｖｃとその指令値Ｖｃ＊の差分ΔＶｃに乗算し、ワンパルスオン・オフのタイミングを決める電圧閾値Ｖｔｈの制御量ΔＶｔｈを得て、ワンパルスの位相をΔθｓだけシフトさせる事で、直流コンデンサ１２の電圧Ｖｃを制御する事ができる。

また、第３実施形態（図５、６）で示したように、ワンパルス位相を進めるか遅らせるか、どちらが直流コンデンサ１２を充電させるか放電させるかは、無効電流Ｉｄが進みか遅れかによって異なる。これは、制御装置１０力補償装置の出力する無効電流が進みであるか遅れであるかを、制御装置１０からの無効電流指令値から判別し、Ｋｐに＋１か−１を乗算してΔＶｔｈの正負を調整すればよい。例えば無効電流指令値が進みであれば、ΔＶｃが正の時は放電方向に向かわせる必要があるので、ワンパルスの位相は早める、つまりＫｐに−１を乗算し、ΔＶｔｈを負の値にする。ΔＶｃが負の時にはその逆なので、Ｋｐはそのままの符号でよい。

［第５実施形態］
第５実施形態に関わる無効電力補償装置は、各相において複数のワンパルスインバータ１を備え、各相の複数あるワンパルスインバータ１の中で、ワンパルス電圧のパルスパターンを一定周期で入れ替える。

例えば各相２段のワンパルスインバータ１を備える場合、図４のＶ１、Ｖ２のようにパルス幅の異なるワンパルス電圧がそれぞれ出力される。するとそれぞれのワンパルスインバータ１において電流の通流時間が異なるので、発熱量に差が生じ、半導体素子の特性、寿命にも差が出る。

本実施例では、この発熱量の差を解決するため、各相の中で、Ｖ１のパルスパターンを出力するワンパルスインバータと、Ｖ２のパルスパターンを出力するワンパルスインバータを一定周期で入れ替える。具体的には、それぞれのワンパルスのオン・オフを判定する閾値を入れ替えればよい。

各相のワンパルスインバータ１が２段の場合は上記のように一定周期で入れ替えればよく、３段以上の場合は３つの中でパターンを順次入れ替えて、３回に１度同じパターンがまわってくるようにすれば、発熱量は平均化される。また４段以上の場合においても同様である。

［第６実施形態］
図１０は、第６実施形態に係る連系フィルタをリアクトルとコンデンサで構成した無効電力補償装置を示す図である。

ワンパルスインバータ１にＰＷＭインバータ２を組み合わせても、出力される合計電圧は矩形波の組み合わせなので、電流高調波の低減には限界がある。連系フィルタ３はインバータだけでは限界のある電流高調波を十分に低減する役目を持つ。図１では連系フィルタ３はリアクトル３１のみで構成していたが、図１０のようにコンデンサも用いてＬＣＬ構成とする事で、より効果的に高調波を低減できる。

図１０ではワンパルスインバータ１とＰＷＭインバータ２を各相それぞれ１段ずつで示しているが、第１実施形態と同様、ワンパルスインバータ１もＰＷＭインバータ２も複数段であっても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…単相ワンパルスインバータ、２…単相ＰＷＭインバータ、３…連系フィルタ、５…制御装置、６…系統電源、７…配電線、１１…高耐圧半導体素子、１２…直流コンデンサ、２１…半導体素子、２２…直流コンデンサ、３１…リアクトル、３２…コンデンサ、５１…ゲイン乗算器、５２…閾値判定部、５３…ゲートパルス生成器。

Claims (13)

1. 三相各相にそれぞれ構成される多段インバータ回路と、
   系統連系端と各多段インバータ回路の出力端の間に接続され、高調波を低減するためのフィルタ回路と、
   前記各多段インバータ回路を制御して所定の三相交流電圧を出力させる制御部と、を具備し、
   前記各多段インバータ回路は、直流電圧を、電圧指令値の基本波１周期あたり正負それぞれ１回のワンパルス電圧に変換する、単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータを２以上直列接続して構成され、
   前記各多段インバータ回路の系統の反対側端は、中性点として全相接続されていることを特徴とする無効電力補償装置。
2. 前記ワンパルスインバータがそれぞれ備える直流電圧源のいずれか、または全てがコンデンサであることを特徴とする請求項１記載の無効電力補償装置。
3. 前記制御部は、前記ワンパルスインバータが出力するワンパルスのオンとオフの位相を、それぞれ同一量かつ同一方向にずらすことにより、前記コンデンサの電圧を個別に制御することを特徴とする請求項１又は２記載の無効電力補償装置。
4. 前記制御部は、
   前記ワンパルスインバータの電圧指令値と閾値との比較に基づいて、前記ワンパルスインバータがワンパルスを出力するワンパルス位相を決定するものであり、
   前記ワンパルスインバータの直流側コンデンサのコンデンサ電圧と、コンデンサ電圧指令値の差分にゲインを乗算して得られる閾値制御量に基づいて、前記ワンパルス位相をずらし前記コンデンサ電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至３のうち１項記載の無効電力補償装置。
5. 前記制御部は、出力する電流が進み電流か遅れ電流かを、無効電流の指令値から判別し、該判別結果に応じて、前記ワンパルス位相をずらす方向を決定することを特徴とする請求項４記載の無効電力補償装置。
6. 前記ゲインは、全ての前記ワンパルスインバータにおける前記コンデンサ電圧の制御において同一の値であることを特徴とする請求項４又は５記載の無効電力補償装置。
7. 前記制御部は、一定周期ごとに、各相の前記ワンパルスインバータの間で、出力するワンパルス電圧のパルスを入れ替えることを特徴とする請求項１乃至６のうち１項記載の無効電力補償装置。
8. 三相各相にそれぞれ構成される多段インバータ回路と、
   系統連系端と各多段インバータ回路の出力端の間に接続され、高調波を低減するためのフィルタ回路と、
   前記各多段ワンパルスインバータ回路を制御して所定の三相交流電圧を出力させる制御部と、を具備し、
   各多段インバータ回路は、
   直流電圧を、電圧指令値の基本波１周期あたり正負それぞれ１回のワンパルス電圧に変換する、単相フルブリッジ構成のワンパルスインバータを１以上直列接続した第１インバータ回路と、
   前記第１インバータ回路に直列に接続され、直流電圧を、電圧指令値に対する前記第１ワンパルスインバータ回路の出力を補償するようパルス幅変調する、単相フルブリッジ構成のＰＷＭインバータを１以上直列接続した第２インバータ回路と、を具備し、
   各相の系統の反対側端は中性点として全相接続され、
   前記ワンパルスインバータの直流電圧は、前記ＰＷＭインバータの直流電圧よりも大きく、
   前記ワンパルスインバータを構成する半導体素子の耐圧は、前記ＰＷＭインバータを構成する半導体素子の耐圧よりも高いことを特徴とする無効電力補償装置。
9. 前記ＰＷＭインバータの直流電圧の各相あたりの合計値は、前記ワンパルスインバータの１段あたりの直流電圧の５０％〜１００％であることを特徴とする請求項８記載の無効電力補償装置。
10. 前記制御部は、前記ワンパルスインバータが出力するワンパルスのオンとオフの位相を、それぞれ同一量かつ同一方向にずらすことにより、前記コンデンサの電圧を個別に制御することを特徴とする請求項８又は９記載の無効電力補償装置。
11. 前記制御部は、
    前記ワンパルスインバータの電圧指令値と閾値との比較に基づいて、前記ワンパルスインバータがワンパルスを出力するワンパルス位相を決定するものであり、
    前記ワンパルスインバータの直流側コンデンサのコンデンサ電圧と、コンデンサ電圧指令値の差分にゲインを乗算して得られる閾値制御量に基づいて、前記ワンパルス位相をずらし、前記コンデンサ電圧を制御することを特徴とする請求項８乃至１０のうち１項記載の無効電力補償装置。
12. 前記フィルタ回路が、リアクトルのみで構成されることを特徴とする請求項１乃至１１のうち１項記載の無効電力補償装置。
13. 前記フィルタ回路が、リアクトルとコンデンサで構成されることを特徴とする請求項１乃至１１のうち１項記載の無効電力補償装置。

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