JP2012253968A - Power conversion device - Google Patents

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大輔 築山
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion device that allows reducing the operation loss of circuit elements and allows achieving high conversion efficiency.SOLUTION: In a DC-DC converter 10 that is provided with a filter circuit 14 having a smoothing reactor Lb and a smoothing capacitor Cb at a subsequent stage of a rectifier circuit 13 on a secondary side of an insulating transformer 12, a resonant capacitor Cx is connected in series between a secondary-side coil 12b of the insulating transformer 12 and the rectifier circuit 13. An inverter circuit 11 on a primary side is composed of a half-bridge circuit having switching elements SW1 and SW2, a switching operation is performed at a switching frequency in response to a resonant frequency of the smoothing reactor Lb of the filter circuit 14 and the resonant capacitor Cx.

Description

本発明は、スイッチング回路及び絶縁トランスを備える電力変換装置に関するものである。   The present invention relates to a power conversion device including a switching circuit and an insulating transformer.

従来より、インバータ回路等のスイッチング回路にて直流電力から高周波交流電力を生成し、生成した高周波交流電力を絶縁トランスにて所定電圧に変換し、再び直流電力に変換して出力する電力変換装置が知られている。   Conventionally, there has been a power converter that generates high-frequency AC power from DC power in a switching circuit such as an inverter circuit, converts the generated high-frequency AC power into a predetermined voltage with an insulation transformer, and converts it into DC power again and outputs it. Are known.

例えば特許文献１に示される電力変換装置（スイッチング電源回路）は、スイッチング回路としてチョッパ回路が用いられて構成されているが、同回路のスイッチング動作にて同様に直流電力を高周波交流電力に変換し、絶縁トランスを経て所定電圧に変換し、整流回路にて再度直流化して出力するものである。   For example, the power conversion device (switching power supply circuit) disclosed in Patent Document 1 is configured by using a chopper circuit as a switching circuit, and similarly converts DC power into high-frequency AC power in the switching operation of the circuit. Then, it is converted into a predetermined voltage through an insulating transformer, converted into direct current again by a rectifier circuit, and output.

特開２００７−１０４８０４号公報JP 2007-104804 A

ところで、絶縁トランスの二次側の整流回路では、該回路を構成するダイオードやスイッチング素子といった整流素子がその整流動作による動作損失が生じると、装置の高効率化の妨げとなる。   By the way, in the rectifier circuit on the secondary side of the insulation transformer, if an operation loss occurs due to the rectification operation of the rectifier elements such as diodes and switching elements constituting the circuit, the high efficiency of the apparatus is hindered.

特許文献１に開示の装置では、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に直列共振コンデンサが備えられ、二次側コイルの漏れインダクタンスとその直列共振コンデンサとで共振動作する構成となっている。これにより、整流素子の整流動作時にゼロ電流・ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）、所謂ソフトスイッチングが行われ、整流素子での動作損失が低減される。因みに、特許文献１に開示の装置では、一次側コイルの漏れインダクタンスも利用する構成となっている。   In the apparatus disclosed in Patent Document 1, a series resonance capacitor is provided between the secondary coil of the insulating transformer and the rectifier circuit, and the resonance operation is performed by the leakage inductance of the secondary coil and the series resonance capacitor. ing. Thus, switching with zero current and zero voltage (ZCS, ZVS), so-called soft switching, is performed during the rectifying operation of the rectifying element, and operation loss in the rectifying element is reduced. Incidentally, in the apparatus disclosed in Patent Document 1, the leakage inductance of the primary side coil is also used.

しかしながら、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用する構成では、トランスの疎結合を意味し、トランスの電力伝送効率が低いことを意味している。従って、絶縁トランスに電力伝送効率が高効率のものを利用する電力変換装置、例えば大電力用途の装置にはトランスの漏れインダクタンスが利用できなくなることから不向きであり、高効率なトランスを用いる電力変換装置への適用が望まれている。   However, the configuration using the leakage inductance of the insulating transformer means loose coupling of the transformer, which means that the power transmission efficiency of the transformer is low. Therefore, it is not suitable for a power conversion device using a high-efficiency power transmission efficiency for an insulating transformer, for example, a device for high-power applications because the leakage inductance of the transformer cannot be used, and power conversion using a high-efficiency transformer Application to devices is desired.

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、回路素子の動作損失を低減し、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供することにある。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that can reduce the operation loss of circuit elements and increase the conversion efficiency. is there.

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路とを備えた電力変換装置であって、前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことをその要旨とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is constituted by a half bridge circuit using a switching element, converts input DC power into high-frequency AC power by switching operation, An inverter circuit to be supplied to the side coil, an insulating transformer that converts the high-frequency AC power supplied to the primary coil to a secondary coil and converts the voltage to the secondary coil, and a high-frequency AC output from the secondary coil of the insulating transformer A power conversion device including a rectifier circuit that rectifies power to convert to direct current, and includes a filter circuit having a smoothing reactor and a smoothing capacitor at a subsequent stage of the rectifying circuit, and resonant with the smoothing reactor The resonant capacitor to be operated is connected in series between the secondary coil of the isolation transformer and the rectifier circuit, and the resonant frequency As its gist in that to perform the switching operation at a switching frequency of said inverter circuit in response.

この発明では、絶縁トランスの二次側の整流回路の後段に、平滑リアクトル、平滑コンデンサを有するフィルタ回路が備えられる電力変換装置において、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に共振コンデンサが直列に接続される。そして、トランス一次側のインバータ回路に対して、フィルタ回路の平滑リアクトルと共振コンデンサとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失も低減される。   According to the present invention, in a power conversion device in which a filter circuit having a smoothing reactor and a smoothing capacitor is provided in a subsequent stage of a rectifying circuit on the secondary side of an insulating transformer, a resonant capacitor is provided between the secondary coil of the insulating transformer and the rectifying circuit. Are connected in series. Then, the switching operation is performed on the inverter circuit on the primary side of the transformer at a switching frequency corresponding to the resonance frequency of the smoothing reactor of the filter circuit and the resonance capacitor. As a result, the impedance on the secondary side of the isolation transformer is reduced, that is, the phase shift of the current with respect to the voltage is reduced, so that the operating loss for the rectification operation in the elements constituting the secondary rectifier circuit is reduced. . Further, since the primary side of the insulation transformer is also affected by the secondary side, the operation loss in the elements constituting the primary side inverter circuit is also reduced.

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。   The gist of the invention according to claim 2 is that, in the power conversion device according to claim 1, the inverter circuit has a capacitor connected in parallel with each switching element constituting the circuit.

この発明では、インバータ回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。   In the present invention, since a capacitor is connected in parallel with each switching element constituting the inverter circuit, a switching operation (ZVS) at zero voltage is possible, and an operation loss in the switching element is reduced.

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることをその要旨とする。
この発明では、ダイオードのフルブリッジ回路にて構成される整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。 The gist of the invention described in claim 3 is that, in the power conversion device according to claim 1 or 2, the rectifier circuit is configured by a full bridge circuit using a diode.
According to the present invention, in a rectifier circuit constituted by a full bridge circuit of diodes, operation loss (conduction loss, recovery loss) in each diode is reduced.

請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることをその要旨とする。   The invention described in claim 4 is the power converter according to claim 1 or 2, wherein the rectifier circuit is configured by a synchronous rectifier circuit including a full bridge circuit using a switching element. And

この発明では、スイッチング素子のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路において、各スイッチング素子でのスイッチング動作時の損失が低減される。
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることをその要旨とする。 According to the present invention, in a synchronous rectifier circuit including a full bridge circuit of switching elements, loss during switching operation of each switching element is reduced.
The gist of the invention according to claim 5 is that, in the power conversion device according to claim 4, the rectifier circuit has a capacitor connected in parallel with each switching element constituting the circuit.

この発明では、整流回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されるため、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となり、該スイッチング素子での動作損失が低減される。   In the present invention, since a capacitor is connected in parallel with each switching element constituting the rectifier circuit, a switching operation (ZVS) at zero voltage is possible, and an operation loss in the switching element is reduced.

請求項６に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることをその要旨とする。   The gist of the invention according to claim 6 is that, in the power converter according to claim 1 or 2, the rectifier circuit is configured by a voltage doubler rectifier circuit using a diode and a capacitor.

この発明では、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路において、各ダイオードでの動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることをその要旨とする。 According to the present invention, in a voltage doubler rectifier circuit using a diode and a capacitor, operation loss (conduction loss, recovery loss) in each diode is reduced.
A seventh aspect of the present invention is the power converter according to any one of the first to sixth aspects, wherein the switching frequency of the inverter circuit is such that the resonant capacitor and the smoothing reactor on the secondary side of the isolation transformer The gist of this is that it is set to match the resonance frequency.

この発明では、インバータ回路のスイッチング周波数は、絶縁トランスの二次側の共振コンデンサ及び平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定される。これにより、絶縁トランスの二次側のインピーダンスが最小となることから、二次側の整流回路を構成する素子での整流動作にかかる動作損失は一層低減される。また、絶縁トランスの一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路を構成する素子での動作損失の一層の低減も期待できる。   In the present invention, the switching frequency of the inverter circuit is set so as to coincide with the resonant frequency of the secondary side resonant capacitor and the smoothing reactor of the insulating transformer. Thereby, since the impedance on the secondary side of the insulation transformer is minimized, the operation loss for the rectification operation in the elements constituting the secondary side rectifier circuit is further reduced. Further, since the primary side of the isolation transformer is also affected by the secondary side, it is possible to expect a further reduction in operation loss in the elements constituting the primary side inverter circuit.

本発明によれば、回路素子の動作損失が低減され、変換効率の高効率化が図られる電力変換装置を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the operating loss of a circuit element can be reduced and the power converter device with which conversion efficiency is made high can be provided.

実施形態における電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。The circuit diagram of the DC-DC converter as a power converter device in an embodiment. コンバータの動作を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating operation | movement of a converter. コンバータの動作を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating operation | movement of a converter. コンバータの動作を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating operation | movement of a converter. 別例におけるコンバータの回路図。The circuit diagram of the converter in another example. 別例におけるコンバータの回路図。The circuit diagram of the converter in another example.

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示す本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、太陽光発電装置等の直流電源から出力される直流電力を入力し、その入力直流電力を所定電圧に変換した出力直流電力として出力するものである。因みに、直流電源としては、太陽光発電装置の他、燃料電池発電装置、蓄電池装置、及び商用交流電力の直流変換装置等がある。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of the invention will be described with reference to the drawings.
The DC-DC converter 10 of this embodiment shown in FIG. 1 inputs DC power output from a DC power source such as a solar power generation apparatus, and outputs the input DC power as output DC power converted into a predetermined voltage. It is. Incidentally, as the DC power source, there are a fuel cell power generation device, a storage battery device, a commercial AC power DC conversion device, and the like in addition to a solar power generation device.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、平滑コンデンサＣａ１，Ｃａ２、インバータ回路１１、絶縁トランス１２、共振コンデンサＣｘ、整流回路１３、及びフィルタ回路１４を備えている。   The DC-DC converter 10 includes smoothing capacitors Ca1 and Ca2, an inverter circuit 11, an insulating transformer 12, a resonant capacitor Cx, a rectifier circuit 13, and a filter circuit 14.

絶縁トランス１２の一次側には、スイッチング回路としてインバータ回路１１が備えられている。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を２個用いたハーフブリッジ回路にて構成される。また、これら各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２には、逆接ダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ並列に接続されている。そして、インバータ回路１１は、各平滑コンデンサＣａ１，Ｃａ２を介してそれぞれ入力される直流電力を制御回路１５の制御に基づく各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ動作にて高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力を絶縁トランス１２の一次側コイル１２ａに供給する。   On the primary side of the insulation transformer 12, an inverter circuit 11 is provided as a switching circuit. The inverter circuit 11 is configured by a half bridge circuit using two switching elements SW1 and SW2 such as IGBTs. Also, reverse switching diodes D1 and D2 and capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the switching elements SW1 and SW2, respectively. The inverter circuit 11 converts the DC power input through the smoothing capacitors Ca1 and Ca2 into high-frequency AC power by the on / off operation of the switching elements SW1 and SW2 based on the control of the control circuit 15, and converts the DC power. High-frequency AC power is supplied to the primary coil 12a of the insulation transformer 12.

絶縁トランス１２は、一次側コイル１２ａに供給された高周波交流電力を二次側コイル１２ｂにて所定電圧に変換する。本実施形態で用いる絶縁トランス１２は、結合が密で電力伝送効率が高いトランスが用いられ、絶縁トランス１２の一次側及び二次側には、漏れインダクタンスが殆ど生じないものとなっている。   The insulating transformer 12 converts the high-frequency AC power supplied to the primary side coil 12a into a predetermined voltage by the secondary side coil 12b. As the insulating transformer 12 used in the present embodiment, a transformer with high coupling and high power transmission efficiency is used, and leakage inductance hardly occurs on the primary side and the secondary side of the insulating transformer 12.

絶縁トランス１２の二次側では、その二次側コイル１２ｂに共振コンデンサＣｘが直列に接続されており、その後段には整流回路１３が備えられている。整流回路１３は、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８を用いたフルブリッジ回路にて構成される。整流回路１３の後段には、フィルタ回路１４が備えられている。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂで構成される。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂにて整流回路１３を経た直流電力の平滑化を行い、出力直流電力として負荷側に出力する。   On the secondary side of the insulation transformer 12, a resonance capacitor Cx is connected in series to the secondary coil 12b, and a rectifier circuit 13 is provided at the subsequent stage. The rectifier circuit 13 is configured by a full bridge circuit using four diodes D5 to D8. A filter circuit 14 is provided following the rectifier circuit 13. The filter circuit 14 includes a smoothing reactor Lb and a smoothing capacitor Cb. The filter circuit 14 smoothes the DC power that has passed through the rectifier circuit 13 using the smoothing reactor Lb and the smoothing capacitor Cb, and outputs the output DC power to the load side.

また本実施形態では、フィルタ回路１４として機能している平滑リアクトルＬｂを、先の共振コンデンサＣｘとで共振動作させるようにもしている。
ここで、絶縁トランス１２の二次側を簡単な等価回路として考えた場合、二次側コイル１２ｂ、共振コンデンサＣｘ、平滑リアクトルＬｂ、及び負荷を直列接続した回路として考えられる。このような等価回路では、二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数を共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に近づけることで、インピーダンスが小さくなる。二次側コイル１２ｂにて生じる高周波交流電力の周波数は、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２）のスイッチング周波数であり、このスイッチング周波数を共振周波数に近づけることで、等価回路のインピーダンスが小さくなる。スイッチング周波数を共振周波数に一致させると、等価回路のインピーダンスが最小となる。 In the present embodiment, the smoothing reactor Lb functioning as the filter circuit 14 is caused to resonate with the previous resonance capacitor Cx.
Here, when the secondary side of the insulating transformer 12 is considered as a simple equivalent circuit, it can be considered as a circuit in which the secondary side coil 12b, the resonant capacitor Cx, the smoothing reactor Lb, and a load are connected in series. In such an equivalent circuit, the impedance is reduced by bringing the frequency of the high-frequency AC power generated in the secondary coil 12b close to the resonance frequency of the resonance capacitor Cx and the smoothing reactor Lb. The frequency of the high-frequency AC power generated in the secondary coil 12b is the switching frequency of the inverter circuit 11 (switching elements SW1 and SW2). By making this switching frequency close to the resonance frequency, the impedance of the equivalent circuit is reduced. When the switching frequency is matched to the resonance frequency, the impedance of the equivalent circuit is minimized.

従って、インバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２）のスイッチング動作を制御する制御回路１５では、そのスイッチング周波数が共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数を考慮して設定、本実施形態では一致するように設定されている。そして、制御回路１５によるインバータ回路１１のＰＷＭ制御にて、その時々で適切な出力電力がその時々の入力電力から変換されて出力されるようになっている。   Therefore, in the control circuit 15 that controls the switching operation of the inverter circuit 11 (switching elements SW1 and SW2), the switching frequency is set in consideration of the resonance frequencies of the resonance capacitor Cx and the smoothing reactor Lb, and is matched in this embodiment. Is set to In the PWM control of the inverter circuit 11 by the control circuit 15, appropriate output power is converted from the input power at that time and output.

次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作（作用）について説明する。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作態様を示す波形図であり、制御回路１５からインバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のゲートに制御信号（図中、スイッチゲート電圧参照）が入力され、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が交互にスイッチング動作し、高周波交流電力が生成され、後段の絶縁トランス１２に供給される。 Next, the operation (action) of the DC-DC converter 10 of the present embodiment will be described.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation mode of the DC-DC converter 10, and a control signal (see the switch gate voltage in the figure) is input from the control circuit 15 to the gates of the switching elements SW 1 and SW 2 of the inverter circuit 11. The switching elements SW1 and SW2 perform switching operations alternately to generate high-frequency AC power, which is supplied to the subsequent isolation transformer 12.

このとき、インバータ回路１１のスイッチング周波数は、絶縁トランス１２の二次側の共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数と一致させているため、二次側等価回路のインピーダンスが最小となる。これは、電圧に対する電流の位相ズレが改善され特定周波数（共振周波数）の正弦波電流となることから、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８は導通電流が略ゼロになってからオフし、また印加電圧が略ゼロの状態になってオンするようになる。つまり、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８ではゼロ電流、ゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となり（図中、整流ダイオード導通電流、印加電圧参照）、整流動作時の動作損失（導通損失、リカバリ損失）及びこれに伴うノイズがそれぞれ低減される。   At this time, since the switching frequency of the inverter circuit 11 is matched with the resonance frequency of the secondary side resonance capacitor Cx and the smoothing reactor Lb of the insulating transformer 12, the impedance of the secondary side equivalent circuit is minimized. This is because the phase shift of the current with respect to the voltage is improved and a sine wave current having a specific frequency (resonance frequency) is obtained, so that the diodes D5 to D8 of the rectifier circuit 13 are turned off after the conduction current becomes substantially zero. The voltage becomes substantially zero and turns on. That is, the diodes D5 to D8 of the rectifier circuit 13 can perform the switching operation (ZCS, ZVS) at zero current and zero voltage (see the rectifier diode conduction current and applied voltage in the figure), and the operation loss (conduction) during the rectification operation. Loss, recovery loss) and the noise associated therewith are reduced.

また、絶縁トランス１２の一次側のインバータ回路１１においても、トランス１２の二次側の影響を受けて、同様に正弦波電流が流れるようになる（図中、トランス印加電流参照）。これにより、インバータ回路１１の各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の略ゼロ電流でのスイッチング（ＺＣＳ）が可能となる（図中、スイッチ導通電流参照）。また、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に並列接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２により、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の略ゼロ電圧でのスイッチング（ＺＶＳ）が可能となる（図中、スイッチ印加電圧参照）。更に、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２に関しても、二次側と同様、ゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング（ＺＣＳ，ＺＶＳ）が可能となる。こうして、絶縁トランス１２の一次側においても、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２及び各ダイオードＤ１，Ｄ２の動作損失及びノイズがそれぞれ低減される。   In addition, in the inverter circuit 11 on the primary side of the insulating transformer 12, a sinusoidal current flows similarly under the influence of the secondary side of the transformer 12 (see the transformer applied current in the figure). As a result, the switching elements SW1 and SW2 of the inverter circuit 11 can be switched at substantially zero current (ZCS) (see the switch conduction current in the figure). Further, the capacitors C1 and C2 connected in parallel to the switching elements SW1 and SW2 enable the switching elements SW1 and SW2 to be switched at substantially zero voltage (ZVS) (see the switch application voltage in the figure). Further, with respect to the diodes D1 and D2 connected in parallel to the switching elements SW1 and SW2, zero current and zero voltage switching (ZCS, ZVS) can be performed as in the secondary side. Thus, even on the primary side of the insulating transformer 12, the operating loss and noise of the switching elements SW1 and SW2 and the diodes D1 and D2 are reduced.

因みに、先に示した図２に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５５００Ｗである。その他、図３に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が３０００Ｗであり、図４に示すシミュレーションでは、入力電圧が例えば３８０Ｖ、出力電力が５００Ｗである。   Incidentally, in the simulation shown in FIG. 2 described above, the input voltage is 380 V, for example, and the output power is 5500 W. In addition, in the simulation shown in FIG. 3, the input voltage is, for example, 380 V and the output power is 3000 W, and in the simulation shown in FIG. 4, the input voltage is, for example, 380 V and the output power is 500 W.

図３及び図４に示す態様では図２と同様、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが最大に設定される態様である。これらの態様では、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８がＺＣＳ，ＺＶＳ、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がＺＣＳ，ＺＶＳ、更にダイオードＤ１，Ｄ２がＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が行われるようになっている。   3 and FIG. 4 is an aspect in which the duty of the control signal for controlling the inverter circuit 11 is set to the maximum as in FIG. In these embodiments, the diodes D5 to D8 of the secondary side rectifier circuit 13 are ZCS and ZVS, the switching elements SW1 and SW2 of the primary side inverter circuit 11 are ZCS and ZVS, and the diodes D1 and D2 are ZCS and ZVS. Operation is to be performed.

また図示しないが、インバータ回路１１を制御する制御信号のデューティが小さく設定される態様においても、二次側の整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８、一次側のインバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれが若干の動作損失が生じ得る状態も含みながら、略ＺＣＳ，ＺＶＳでの動作が可能となっている。   Although not shown, even in a mode in which the duty of the control signal for controlling the inverter circuit 11 is set small, the diodes D5 to D8 of the secondary side rectifier circuit 13, the switching elements SW1 and SW2 of the primary side inverter circuit 11, While including the state where each of the diodes D1 and D2 may cause a slight operation loss, the operation at substantially ZCS and ZVS is possible.

次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）絶縁トランス１２の二次側の整流回路１３の後段に、平滑リアクトルＬｂ、平滑コンデンサＣｂを有するフィルタ回路１４が備えられる本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に共振コンデンサＣｘが直列に接続される。そして、トランス１２の一次側のインバータ回路１１に対して、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと共振コンデンサＣｘとの共振周波数に応じたスイッチング周波数にてスイッチング動作が行われる。つまり、絶縁トランス１２の二次側のインピーダンスが小さくなる、即ち電圧に対する電流の位相ズレが小さくなることから、二次側の整流回路１３を構成するダイオードＤ５〜Ｄ８での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）を低減することができる。特に本実施形態では、共振周波数に一致させたスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うことから、トランス１２の二次側のインピーダンスが最小となり、ダイオードＤ５〜Ｄ８での損失の一層低減が期待できる。また、動作損失の低減からノイズ低減効果も期待できる。更に、絶縁トランス１２の一次側においても二次側の影響を受けるため、一次側のインバータ回路１１を構成するスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２での動作損失も低減することができる。これらから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０での変換効率を一層高効率化することができる。 Next, characteristic effects of the present embodiment will be described.
(1) In the DC-DC converter 10 of the present embodiment in which the filter circuit 14 having the smoothing reactor Lb and the smoothing capacitor Cb is provided in the subsequent stage of the rectifier circuit 13 on the secondary side of the insulating transformer 12, the secondary of the insulating transformer 12 A resonant capacitor Cx is connected in series between the side coil 12 b and the rectifier circuit 13. Then, the switching operation is performed on the inverter circuit 11 on the primary side of the transformer 12 at a switching frequency corresponding to the resonance frequency of the smoothing reactor Lb of the filter circuit 14 and the resonance capacitor Cx. That is, since the impedance on the secondary side of the insulating transformer 12 is reduced, that is, the phase shift of the current with respect to the voltage is reduced, the operating loss for the rectifying operation in the diodes D5 to D8 constituting the secondary rectifier circuit 13 is reduced. (Conduction loss, recovery loss) can be reduced. In particular, in this embodiment, since the switching operation is performed at the switching frequency that matches the resonance frequency, the impedance on the secondary side of the transformer 12 is minimized, and further reduction of the loss in the diodes D5 to D8 can be expected. In addition, a noise reduction effect can be expected from a reduction in operation loss. Further, since the primary side of the insulating transformer 12 is also affected by the secondary side, the operation loss in the switching elements SW1 and SW2 constituting the primary side inverter circuit 11 can be reduced. From these, the conversion efficiency in the DC-DC converter 10 can be further increased.

（２）インバータ回路１１を構成する各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と並列にコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されるため、これによってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２での動作損失をより確実に低減することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率の向上に寄与できる。   (2) Since the capacitors C1 and C2 are connected in parallel with the respective switching elements SW1 and SW2 constituting the inverter circuit 11, a switching operation (ZVS) at zero voltage can be performed by this, so that the switching element SW1 , SW2 can be reduced more reliably. Thereby, it can contribute to the improvement of the conversion efficiency of the DC-DC converter 10.

尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング周波数を、共振コンデンサＣｘ及び平滑リアクトルＬｂの共振周波数に一致させたが、二次側のインピーダンスが十分に小さく整流回路１３を構成する素子での動作損失が十分に低減できる範囲であれば、スイッチング周波数を共振周波数の付近で若干ずらして設定してもよい。 In addition, you may change embodiment of this invention as follows.
In the above embodiment, the switching frequency of the inverter circuit 11 is matched with the resonant frequency of the resonant capacitor Cx and the smoothing reactor Lb, but the secondary side impedance is sufficiently small, and the operating loss in the elements constituting the rectifier circuit 13 As long as the frequency can be sufficiently reduced, the switching frequency may be set slightly shifted in the vicinity of the resonance frequency.

・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２にダイオードＤ１，Ｄ２とコンデンサＣ１，Ｃ２とをそれぞれ並列に接続したが、コンデンサＣ１，Ｃ２の省略等、インバータ回路１１の構成を適宜変更してもよい。   In the above embodiment, the diodes D1 and D2 and the capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the switching elements SW1 and SW2 of the inverter circuit 11, respectively, but the configuration of the inverter circuit 11 is appropriately changed, such as omitting the capacitors C1 and C2. May be.

・上記実施形態では、トランス１２の二次側の整流回路１３をダイオードＤ５〜Ｄ８のブリッジ回路にて構成したが、回路構成はこれに限らない。
例えば図５に示すように、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路１３Ａを用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８には、ダイオードＤ５〜Ｄ８とコンデンサＣ５〜Ｃ８とがそれぞれ並列に接続される。そして、同期整流回路１３Ａにおいても、スイッチング動作時のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失が低減される。また、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８と並列接続されるコンデンサＣ５〜Ｃ８によってもゼロ電圧でのスイッチング動作（ＺＶＳ）が可能となるため、該スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８での動作損失をより確実に低減できる。 In the above embodiment, the rectifier circuit 13 on the secondary side of the transformer 12 is configured by a bridge circuit of diodes D5 to D8, but the circuit configuration is not limited to this.
For example, as shown in FIG. 5, a synchronous rectifier circuit 13 </ b> A composed of a full bridge circuit of switching elements SW <b> 5 to SW <b> 8 may be used. Diodes D5 to D8 and capacitors C5 to C8 are connected in parallel to the switching elements SW5 to SW8, respectively. Also in the synchronous rectifier circuit 13A, the operation loss in the switching elements SW5 to SW8 during the switching operation is reduced. Further, since the switching operation (ZVS) at zero voltage is also possible by the capacitors C5 to C8 connected in parallel with the switching elements SW5 to SW8, the operation loss in the switching elements SW5 to SW8 can be more reliably reduced.

また図６に示すように、ダイオードＤ９，Ｄ１０及びコンデンサＣ９，Ｃ１０を用いた倍電圧整流回路１３Ｂを用いてもよい。即ち、共振コンデンサＣｘに対し、ダイオードＤ９を順方向に、ダイオードＤ１０を逆方向にそれぞれ並列に接続し、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとの間にコンデンサＣ９，Ｃ１０が接続される。コンデンサＣ９，Ｃ１０間は二次側コイル１２ｂの他端と接続される。そして、ダイオードＤ９のカソードとダイオードＤ１０のアノードとで後段のフィルタ回路１４と接続される。このような倍電圧整流回路においても、各ダイオードＤ９，Ｄ１０での整流動作にかかる動作損失（導通損失、リカバリー損失）が低減される。   Further, as shown in FIG. 6, a voltage doubler rectifier circuit 13B using diodes D9 and D10 and capacitors C9 and C10 may be used. That is, the diode D9 is connected in the forward direction and the diode D10 is connected in parallel to the resonant capacitor Cx, and the capacitors C9 and C10 are connected between the cathode of the diode D9 and the anode of the diode D10. The capacitors C9 and C10 are connected to the other end of the secondary coil 12b. The cathode of the diode D9 and the anode of the diode D10 are connected to the subsequent filter circuit 14. Also in such a voltage doubler rectifier circuit, the operation loss (conduction loss, recovery loss) concerning the rectification operation in each of the diodes D9 and D10 is reduced.

また、上記した整流回路１３（ダイオードブリッジ回路）、同期整流回路１３Ａ、倍電圧整流回路１３Ｂ以外の他の整流回路を用いてもよい。   Further, a rectifier circuit other than the rectifier circuit 13 (diode bridge circuit), the synchronous rectifier circuit 13A, and the voltage doubler rectifier circuit 13B may be used.

１１ インバータ回路
１２ 絶縁トランス
１２ａ 一次側コイル
１２ｂ 二次側コイル
１３ 整流回路
１３Ａ 同期整流回路（整流回路）
１３Ｂ 倍電圧整流回路（整流回路）
１４ フィルタ回路
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子
ＳＷ５〜ＳＷ８ スイッチング素子
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｃａ１，Ｃａ２ 平滑コンデンサ
Ｃｂ 平滑コンデンサ
Ｃｘ 共振コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃ５〜Ｃ８ コンデンサ
Ｃ９，Ｃ１０ コンデンサ
Ｄ５〜Ｄ８ ダイオード
Ｄ９，Ｄ１０ ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Inverter circuit 12 Insulation transformer 12a Primary side coil 12b Secondary side coil 13 Rectifier circuit 13A Synchronous rectifier circuit (rectifier circuit)
13B Voltage doubler rectifier circuit (rectifier circuit)
14 Filter circuit SW1, SW2 Switching element SW5-SW8 Switching element Lb Smoothing reactor Ca1, Ca2 Smoothing capacitor Cb Smoothing capacitor Cx Resonance capacitor C1, C2 capacitor C5-C8 capacitor C9, C10 capacitor D5-D8 Diode D9, D10 Diode

Claims (7)

スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路にて構成され、入力直流電力をスイッチング動作により高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路と
を備えた電力変換装置であって、
前記整流回路の後段には、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有するフィルタ回路を備えるものであり、
前記平滑リアクトルと共振動作させる共振コンデンサを前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続し、その共振周波数に応じた前記インバータ回路のスイッチング周波数にてスイッチング動作を行うようにしたことを特徴とする電力変換装置。 An inverter circuit configured by a half-bridge circuit using a switching element, converting input DC power into high-frequency AC power by switching operation, and supplying the primary coil of the subsequent isolation transformer;
An insulating transformer that converts high-frequency AC power supplied to the primary coil to a secondary coil by converting the voltage;
A power converter comprising: a rectifier circuit that rectifies high-frequency AC power output from a secondary coil of the insulation transformer and converts the high-frequency AC power into a direct current;
The latter stage of the rectifier circuit is provided with a filter circuit having a smoothing reactor and a smoothing capacitor,
A resonance capacitor that resonates with the smoothing reactor is connected in series between the secondary coil of the isolation transformer and the rectifier circuit, and the switching operation is performed at the switching frequency of the inverter circuit according to the resonance frequency. The power converter characterized by having made it. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
In the inverter circuit, a capacitor is connected in parallel with each switching element constituting the circuit. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオードを用いたフルブリッジ回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1 or 2,
The rectifier circuit is configured by a full bridge circuit using a diode. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路よりなる同期整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1 or 2,
The rectifier circuit is configured by a synchronous rectifier circuit including a full bridge circuit using a switching element. 請求項４に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、該回路を構成する各スイッチング素子と並列にコンデンサが接続されていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 4,
The rectifier circuit includes a capacitor connected in parallel with each switching element constituting the circuit. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
前記整流回路は、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路にて構成されていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1 or 2,
The rectifier circuit is configured by a voltage doubler rectifier circuit using a diode and a capacitor. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記インバータ回路のスイッチング周波数は、前記絶縁トランスの二次側の前記共振コンデンサ及び前記平滑リアクトルの共振周波数に一致させて設定されていることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to any one of claims 1 to 6,
The switching frequency of the inverter circuit is set to coincide with the resonance frequency of the resonant capacitor and the smoothing reactor on the secondary side of the insulating transformer.
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