JP2011097787A - 系統連系インバータ装置及び系統連系システム - Google Patents

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Abstract

【課題】電圧変換回路が少なくとも一部の正弦波波形の成形を行う回路構成であっても、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる系統連系インバータ装置を提供する。
【解決手段】系統連系インバータ装置１００Ａは、直流電源１からの入力電圧を昇降圧して中間電圧を出力する昇降圧コンバータ２Ａと、中間電圧を正弦波状の交流電力に変換するフルブリッジインバータ３Ａとを有し、昇降圧コンバータ２Ａは、交流電力に対応する正弦波波形の少なくとも一部の成形を行う。昇降圧コンバータ２Ａは、直流電源１の正極とフルブリッジインバータ３Ａとの間の正側線路Ｌｐ上に設けられた正側回路２１０Ａと、直流電源１の負極とフルブリッジインバータ３Ａとの間の負側線路Ｌｎ上に設けられた負側回路２２０Ａとを備える。正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａは、互いに対称な回路構成を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、当該交流電力を電力系統に連系可能な系統連系インバータ装置及び系統連系システムに関する。
従来、太陽電池等の直流電源からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、当該交流電力を電力系統に連系可能な系統連系インバータ装置が広く用いられている。
近年では、系統連系インバータ装置の小型化・高効率化を実現するために、絶縁トランスを具備しない回路方式（いわゆる、トランスレス方式）の系統連系インバータ装置が注目されている。
トランスレス方式の系統連系インバータ装置は、高周波スイッチングにより系統電圧よりも高い電圧まで入力電圧を常時昇圧して中間電圧を生成する電圧変換回路と、中間電圧を高周波スイッチングにより交流電力に変換する波形変換回路とを有し、交流電力を電力系統に出力する。
また、少なくとも一部の正弦波波形の成形を電圧変換回路が行うことで、高周波スイッチングを一部省略可能とし、高周波スイッチングに伴うスイッチング損失を低減させた系統連系インバータ装置が提案されている（特許文献１及び２参照）。
特開２００４−１０４９６３号公報 特開２０００−１５２６６１号公報
しかしながら、特許文献１及び２参照に記載の系統連系インバータ装置では、電圧変換回路が少なくとも一部の正弦波波形の成形を行うことによって、直流電源と電圧変換回路との間の正側線路及び負側線路それぞれの対地電圧が変動する。
ここで、太陽電池等の直流電源と大地との間には、対地静電容量が存在する。トランスレス方式の系統連系インバータ装置は、入出力が電気的に絶縁分離されていないため、正側線路及び負側線路それぞれの対地電圧が変動すると、対地静電容量を介して漏洩電流が流れる問題がある。
従って、特許文献１及び２参照に記載の系統連系インバータ装置は、安全面・保安面からの信頼性が十分ではなく、且つ、ＥＭＩノイズ等のノイズへの対策が必要になるという問題があった。
そこで、本発明は、電圧変換回路が少なくとも一部の正弦波波形の成形を行う回路構成であっても、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる系統連系インバータ装置及び系統連系システムを提供することを目的とする。
上述した課題を解決するために、本発明は以下のような特徴を有している。まず、本発明に係る系統連系インバータ装置の特徴は、直流電源（直流電源１）からの入力電圧（入力電圧Ｖｉ）を昇圧或いは降圧して中間電圧（中間電圧Ｖｄ）を出力する電圧変換回路（昇降圧コンバータ２Ａ又は昇圧コンバータ２Ｂ）と、前記中間電圧を正弦波状の交流電力に変換する波形変換回路（フルブリッジインバータ３Ａ又は３Ｂ）とを有し、前記電圧変換回路は、前記交流電力に対応する正弦波波形の少なくとも一部の成形を行う系統連系インバータ装置（系統連系インバータ装置１００Ａ又は１００Ｂ）であって、前記電圧変換回路は、前記直流電源の正極と前記波形変換回路との間の正側線路（正側線路Ｌｐ）上に設けられた正側回路（正側回路２１０Ａ又は２１０Ｂ）と、前記直流電源の負極と前記波形変換回路との間の負側線路（負側線路Ｌｎ）上に設けられた負側回路（負側回路２２０Ａ又は２２０Ｂ）とを備え、前記正側回路及び前記負側回路は、互いに対称な回路構成を有することを要旨とする。
このような特徴によれば、交流電力に対応する正弦波波形の少なくとも一部の成形を行う電圧変換回路は、互いに対称な回路構成の正側回路及び負側回路を有する。互いに対称な回路構成の正側回路及び負側回路により、対地電圧の変動を正負で打ち消し合い、直流電源と電圧変換回路との間の正側線路及び負側線路それぞれの対地電圧が一定に保たれる。これにより、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できるため、安全面・保安面からの信頼性を向上でき、且つ、ＥＭＩノイズ等の対策を簡素化できる。
上記の特徴に係る系統連系インバータ装置において、前記正側回路は、前記正側線路上において、種類の異なる複数の正側回路素子を直列に接続して構成され、前記負側回路は、前記負側線路上において、種類の異なる複数の負側回路素子を直列に接続して構成され、前記直流電源側から数えてｎ番目に接続される前記正側回路素子と、前記直流電源側から数えてｎ番目に接続される前記負側回路素子とは、同一種類の回路素子である。また、同一種類の正側回路素子及び負側回路素子は、同一特性の回路素子を用いて構成される。
このような特徴によれば、同一種類であって同一特性の回路素子を用いて正側回路及び負側回路を構成することで、正側回路及び負側回路それぞれの回路特性のバランスを均等にすることができ、直流電源と電圧変換回路との間の正側線路及び負側線路それぞれの対地電圧をより一層安定させることができる。
上記の特徴に係る系統連系インバータ装置において、前記正側回路は、第１のスイッチング素子（スイッチング素子２１ａ）と、前記第１のスイッチング素子の後段に接続された第１のリアクトル（リアクトル２４ａ）と、前記第１のリアクトルの後段に接続された第１のダイオード（ダイオード２７ａ）とを備え、前記負側回路は、第２のスイッチング素子（スイッチング素子２１ｂ）と、前記第２のスイッチング素子の後段に接続された第２のリアクトル（リアクトル２４ｂ）と、前記第２のリアクトルの後段に接続された第２のダイオード（ダイオード２７ｂ）とを備える。なお、「後段」とは、電力系統側を意味し、「前段」とは、直流電源側を意味する。
このような系統連系インバータ装置によれば、電圧変換回路が交流電力に対応する正弦波波形の全部の成形を行う回路構成において、正側回路及び負側回路を互いに対称な回路構成とすることができ、上記のように、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる。
上記の特徴に係る系統連系インバータ装置において、前記電圧変換回路の動作を制御する制御部（制御部１２０Ａ）を備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを同期して動作させる。
このような系統連系インバータ装置によれば、正側回路及び負側回路を互いに対称な回路構成とした上で、正側回路及び負側回路それぞれのスイッチング素子を同期して動作させることで、正側回路及び負側回路それぞれの動作を等しくすることができ、直流電源と電圧変換回路との間の正側線路及び負側線路それぞれの対地電圧をより一層安定させることができる。
上記の特徴に係る系統連系インバータ装置において、前記正側回路は、第１のリアクトル（リアクトル２４ａ）と、前記第１のリアクトルの後段に接続された第１のダイオード（ダイオード２７ａ）とを備え、前記負側回路は、第２のリアクトル（リアクトル２４ｂ）と、前記第２のリアクトルの後段に接続された第２のダイオード（ダイオード２７ｂ）とを備える。
このような系統連系インバータ装置によれば、電圧変換回路が交流電力に対応する正弦波波形の一部の成形を行う回路構成において、正側回路及び負側回路を互いに対称な回路構成とすることができ、上記のように、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる。
本発明に係る系統連系システムの特徴は、直流電源（直流電源１）と、上記の特徴に係る系統連系インバータ装置とを備えることを要旨とする。
このような特徴によれば、上記のように、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる系統連系インバータ装置を用いて系統連系システムを構成でき、安全面・保安面からの信頼性を向上でき、且つ、ＥＭＩノイズ等の対策を簡素化できる系統連系システムを提供できる。
本発明によれば、電圧変換回路が少なくとも一部の正弦波波形の成形を行う回路構成であっても、対地静電容量を介して流れる漏洩電流を抑制できる系統連系インバータ装置及び系統連系システムを提供できる。
第１実施形態に係る系統連系インバータ装置を含む系統連系システムの構成を示す図である。 第１実施形態に係る系統連系インバータ装置の動作を説明するための波形図である。 第２実施形態に係る系統連系インバータ装置を含む系統連系システムの構成を示す図である。 第２実施形態に係る系統連系インバータ装置の動作を説明するための波形図である。 第１実施形態の比較例を説明するための図である。 第２実施形態の比較例を説明するための図である。
次に、図面を参照して、本発明の第１実施形態、第２実施形態、及び実施形態の比較例を説明する。以下の実施形態における図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
［第１実施形態］
まず、図１及び図２を参照して、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータ装置１００Ａを含む系統連系システムの構成を示す図である。図２は、系統連系インバータ装置１００Ａの動作を説明するための波形図である。
図１に示すように、系統連系システムは、直流電源１、系統連系インバータ装置１００Ａ、及び電力系統１０を有する。直流電源１は、発電により直流電力を出力する分散型電源である。以下においては、直流電源１として太陽電池を例示する。直流電源１は、対地静電容量Ｃｐｖを有する。
系統連系インバータ装置１００Ａは、直流電源１からの直流電力を商用周波数（例えば５０又は６０Ｈｚ）の交流電力に変換する。系統連系インバータ装置１００Ａと電力系統１０との間には、需要家に設置された負荷（不図示）が接続されている。系統連系インバータ装置１００Ａは、系統連系インバータ装置１００Ａ及び電力系統１０の両方から負荷に交流電力を供給する連系運転を行う。
系統連系インバータ装置１００Ａは、主回路１１０Ａと、主回路１１０Ａを制御する制御部１２０Ａとを有する。主回路１１０Ａは、直流電源１からの入力電圧Ｖｉを昇降圧して中間電圧Ｖｄを出力する昇降圧コンバータ２Ａと、中間電圧Ｖｄを正弦波状の交流電力に変換するフルブリッジインバータ３Ａとを有する。第１実施形態において昇降圧コンバータ２Ａは、電圧変換回路を構成する。第１実施形態においてフルブリッジインバータ３Ａは、波形変換回路を構成する。
第１実施形態に係る昇降圧コンバータ２Ａは、交流電力（系統電圧Ｖｓ）に対応する正弦波波形の全部の成形を行う。ここで、昇降圧コンバータ２Ａが出力する中間電圧Ｖｄは、正弦波正半波である（図２（ｆ）参照）。フルブリッジインバータ３Ａは、中間電圧Ｖｄの極性切り替えを行い、正弦波状の交流電力を出力する。
昇降圧コンバータ２Ａは、入力段コンデンサ１０１、正側回路２１０Ａ、負側回路２２０Ａ、ダイオード２３、スイッチング素子２５、ダイオード２６、及び中間段コンデンサ１０２を有する。第１実施形態ではスイッチング素子２５として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示しているが、パワーＭＯＳ ＦＥＴ等でもよい。
入力段コンデンサ１０１は、直流電源１の後段において、直流電源１の正極とフルブリッジインバータ３Ａとの間の正側線路Ｌｐに一端が接続され、直流電源１の負極とフルブリッジインバータ３Ａとの間の負側線路Ｌｎに他端が接続される。入力段コンデンサ１０１は、直流電源１からの直流電力を平滑する。なお、「後段」とは、電力系統側を意味し、「前段」とは、直流電源側を意味する。
正側線路Ｌｐは、一端が直流電源１の正極側に接続され、他端がフルブリッジインバータ３Ａの一方の入力側（正側の入力）に接続されている。負側線路Ｌｎは、一端が直流電源１の負極側に接続され、他端がフルブリッジインバータ３Ａの他方の入力側（負側の入力）に接続されている。
正側回路２１０Ａは、正側線路Ｌｐ上に設けられる。負側回路２２０Ａは、負側線路Ｌｎ上に設けられる。正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａは、互いに対称な回路構成を有する。具体的には、正側回路２１０Ａは、正側線路Ｌｐ上において、種類の異なる複数の回路素子を直列に接続して構成される。負側回路２２０Ａは、負側線路Ｌｎ上において、種類の異なる複数の回路素子を直列に接続して構成される。直流電源１側から数えてｎ番目に接続される正側の回路素子と、直流電源１側から数えてｎ番目に接続される負側の回路素子とは、同一種類の回路素子である（ｎは１よりも大きい整数）。なお、対称な回路構成とは、回路図上での対称性を意味し、正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａを実際に基板上に配置するときの位置は対称である必要はない。
正側回路２１０Ａは、スイッチング素子２１ａ（第１のスイッチング素子）と、スイッチング素子２１ａの後段に接続されたリアクトル２４ａ（第１のリアクトル）と、リアクトル２４ａの後段に接続されたダイオード２７ａ（第１のダイオード）とを備える。
スイッチング素子２１ａは、直流電源１及び入力段コンデンサ１０１に一端（コレクタ）が接続され、リアクトル２４ａに他端（エミッタ）が接続される。スイッチング素子２１ａには、ダイオード２２ａが逆並列接続されている。スイッチング素子２１ａは、制御部１２０Ａからのゲート信号Ｇ１に応じて高周波スイッチングする。ダイオード２７ａは、リアクトル２４ａに一端（アノード）が接続され、フルブリッジインバータ３Ａに他端（カソード）が接続される。
負側回路２２０Ａは、スイッチング素子２１ｂ（第２のスイッチング素子）と、スイッチング素子２１ｂの後段に接続されたリアクトル２４ｂ（第２のリアクトル）と、リアクトル２４ｂの後段に接続されたダイオード２７ｂ（第２のダイオード）とを備える。
スイッチング素子２１ｂは、直流電源１及び入力段コンデンサ１０１に一端（エミッタ）が接続され、リアクトル２４ｂに他端（コレクタ）が接続される。スイッチング素子２１ｂには、ダイオード２２ｂが逆並列接続されている。スイッチング素子２１ｂは、制御部１２０Ａからのゲート信号Ｇ１に応じて高周波スイッチングする。すなわち、スイッチング素子２１ｂは、スイッチング素子２１ａと共通のゲート信号Ｇ１によって制御される。ダイオード２７ｂは、リアクトル２４ｂに一端（カソード）が接続され、フルブリッジインバータ３Ａに他端（アノード）が接続される。
本実施形態では、直流電源１側から数えてｎ番目に接続される正側の回路素子と、直流電源１側から数えてｎ番目に接続される負側の回路素子とは、同一種類の回路素子であって、且つ同一の回路特性の回路素子を用いて構成されている。
例えば、直流電源１側から数えて１番目に接続されるスイッチング素子２１ａ及びスイッチング素子２１ｂそれぞれの回路特性（ＯＮ電圧やスイッチング速度等）は等しい。直流電源１側から数えて２番目に接続されるリアクトル２４ａ及びリアクトル２４ｂそれぞれの回路特性（インダクタンス等）は等しい。直流電源１側から数えて３番目に接続されるダイオード２７ａ及びダイオード２７ｂそれぞれの回路特性（ＯＮ電圧やスイッチング速度等）は等しい。
リアクトル２４ａ，２４ｂは、小型化のため、コアを共通とし、リアクトル２４ａ，２４ｂそれぞれに対応する巻線を共通のコアに巻く方法で構成してもよい。
ダイオード２３は、スイッチング素子２１ａ，２１ｂの後段に接続される。ダイオード２３は、スイッチング素子２１ａとリアクトル２４ａとの間の正側線路Ｌｐに一端（カソード）が接続され、スイッチング素子２１ｂとリアクトル２４ｂとの間の負側線路Ｌｎに他端（カソード）が接続される。
スイッチング素子２５は、リアクトル２４ａ，２４ｂの後段に接続される。スイッチング素子２５は、リアクトル２４ａとダイオード２７ａとの間の正側線路Ｌｐに一端（コレクタ）が接続され、リアクトル２４ｂとダイオード２７ｂとの間の負側線路Ｌｎに他端（エミッタ）が接続される。スイッチング素子２５には、ダイオード２６が逆並列接続されている。スイッチング素子２５は、制御部１２０Ａからのゲート信号Ｇ２に応じて高周波スイッチングする。
スイッチング素子２１ａ、ダイオード２２ａ、ダイオード２３、及びリアクトル２４ａは、入力電圧Ｖｉを降圧して中間電圧Ｖｄを出力するために使用される。ダイオード２３及びリアクトル２４ａは、スイッチング素子２１ａのスイッチングにより電圧・電流が断続的となる出力を平滑化する。
図２（ａ）は、制御部１２０Ａからスイッチング素子２１ａ，２１ｂに入力されるゲート信号Ｇ１の波形を示している。なお、図２において、ハッチングで示す区間は高周波スイッチングの区間を意味している。
スイッチング素子２１ａは、高周波スイッチングにより入力電圧Ｖｉを降圧し、ゲート信号Ｇ１によりオン時間を変調することで、リアクトル２４ａに流れる電流波形の振幅を制御する。一方、スイッチング素子２１ｂは、スイッチング素子２１ａと同期した高周波スイッチングにより、リアクトル２４ｂに流れる電流波形の振幅を制御する。
リアクトル２４ａ、スイッチング素子２５、ダイオード２６及びダイオード２７ａは、入力電圧Ｖｉを昇圧して中間電圧Ｖｄを出力するために使用される。リアクトル２４ａは、昇圧エネルギーを蓄積する。
図２（ｂ）は、制御部１２０Ａからスイッチング素子２５に入力されるゲート信号Ｇ２の波形を示している。スイッチング素子２５は、高周波スイッチングにより入力電圧Ｖｉを昇圧し、ゲート信号Ｇ２によりオン時間を変調することで、リアクトル２４ａ，２４ｂに流れる電流波形の振幅を制御する。
スイッチング素子２１ａ，２１ｂと、スイッチング素子２５とは、排他的に高周波スイッチングする。具体的には、スイッチング素子２１ａ，２１ｂが高周波スイッチングする際にはスイッチング素子２５はオフの状態とし、スイッチング素子２５が高周波スイッチングする際にはスイッチング素子２１ａ，２１ｂはオンの状態である。
入力電圧Ｖｉが系統電圧Ｖｓの絶対値よりも大きい期間では、制御部１２０Ａは、スイッチング素子２１ａ，２１ｂを高周波スイッチングさせることで降圧動作を行い、かつオン時間を変調することで、リアクトル２４ａ，２４ｂの電流波形の振幅を瞬時制御する。このときスイッチング素子２５はオフしている。入力電圧Ｖｉが系統電圧Ｖｓの絶対値よりも小さい期間では、制御部１２０Ａは、スイッチング素子２１ａ，２１ｂをオンさせ、スイッチング素子２５を高周波スイッチングさせることで、入力電圧Ｖｉを昇圧し、かつオン時間を変調することによって、リアクトル２４ａ，２４ｂの電流波形の振幅を瞬時制御する。
図２（ｆ）は、中間電圧Ｖｄの波形を示している。図２（ｆ）に示すように、昇降圧コンバータ２Ａから出力される中間電圧Ｖｄには、スイッチング素子２１ａ，２１ｂ及びスイッチング素子２５の動作周波数に対応する高周波成分が重畳されている。
中間段コンデンサ１０２は、ダイオード２７ａ，２７ｂの後段に接続される。中間段コンデンサ１０２は、中間電圧Ｖｄに含まれる高周波成分を除去するために使用される。中間段コンデンサ１０２は、ダイオード２７ａとフルブリッジインバータ３Ａとの間の正側線路Ｌｐに一端が接続され、ダイオード２７ａとフルブリッジインバータ３Ａとの間の負側線路Ｌｎに他端が接続される。例えば、中間段コンデンサ１０２の容量は数十μＦ程度である。
フルブリッジインバータ３Ａは、中間電圧Ｖｄの極性を切り換えるとともに、電力系統１０に同期した正弦波交流に変換する。フルブリッジインバータ３Ａは、フルブリッジ接続されたスイッチング素子３１ａ〜３１ｄを有する。第１実施形態ではスイッチング素子３１ａ〜３１ｄとしてＩＧＢＴを例示しているが、パワーＭＯＳ ＦＥＴ等でもよい。
スイッチング素子３１ａ〜３１ｄには、ダイオード３２ａ〜３２ｄがそれぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子３１ａ，３１ｄは、制御部１２０Ａからのゲート信号Ｇ３に応じてスイッチングする。スイッチング素子３１ｂ，３１ｃは、制御部１２０Ａからのゲート信号Ｇ４に応じてスイッチングする。スイッチング素子３１ａとスイッチング素子３１ｂとの接続点、及び、スイッチング素子３１ｃとスイッチング素子３１ｄとの接続点には、図示を省略するリレー回路を介して、電力系統１０が接続されている。
図２（ｃ）は、制御部１２０Ａからスイッチング素子３１ａ，３１ｄに入力されるゲート信号Ｇ３の波形を示している。図２（ｄ）は、制御部１２０Ａからスイッチング素子３１ｂ，３１ｃに入力されるゲート信号Ｇ４の波形を示している。図２（ｅ）は、入力電圧Ｖｉ及び系統電圧Ｖｓそれぞれの波形を示している。図２（ｇ）は、出力電流Ｉｏの波形を示している。図２（ｈ）は、入出力対地電圧の波形を示している。具体的には、直流電源１と昇降圧コンバータ２Ａとの間の正側線路Ｌｐの対地電圧Ｖｐと、直流電源１と昇降圧コンバータ２Ａとの間の負側線路Ｌｎの対地電圧Ｖｎと、出力側の一方の線路の対地電圧Ｖｕと、出力側の他方の線路の対地電圧Ｖｖとを示している。
スイッチング素子３１ａ〜３１ｄは、系統電圧Ｖｓの正負に同期して、商用周波でスイッチングを行い、昇降圧コンバータ２Ａから得られる商用周波数に応じた正弦波正半波状の中間電圧Ｖｄを電力系統１０に同期した正弦波交流電力に変換する。
以上説明したように、第１実施形態によれば、昇降圧コンバータ２Ａは、互いに対称な回路構成の正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａを有する。互いに対称な回路構成の正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａにより、図２（ｈ）に示すように、直流電源１と昇降圧コンバータ２Ａとの間の正側線路Ｌｐ及び負側線路Ｌｎそれぞれの対地電圧Ｖｐ，Ｖｎの変動を正負で打ち消し合い、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎが一定に保たれる。これにより、対地静電容量Ｃｐｖを介して流れる漏洩電流を抑制できる。
また、第１実施形態では、同一特性の回路素子を用いて正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａを構成することで、正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａそれぞれの回路特性のバランスを均等にすることができ、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎをより一層安定させることができる。
さらに、第１実施形態では、正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａを互いに対称な回路構成とした上で、正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａそれぞれのスイッチング素子２１ａ，２１ｂを同期して動作させることで、正側回路２１０Ａ及び負側回路２２０Ａそれぞれの動作を等しくすることができ、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎをより一層安定させることができる。
［第２実施形態］
次に、図３及び図４を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態においては第１実施形態と異なる点を主に説明する。
図３は、第２実施形態に係る系統連系インバータ装置１００Ｂを含む系統連系システムの構成を示す図である。図４は、系統連系インバータ装置１００Ｂの動作を説明するための波形図である。
系統連系インバータ装置１００Ｂは、主回路１１０Ｂと、主回路１１０Ｂを制御する制御部１２０Ｂとを有する。主回路１１０Ｂは、直流電源１からの入力電圧Ｖｉを昇圧して中間電圧Ｖｄを出力する昇圧コンバータ２Ｂと、中間電圧Ｖｄを正弦波状の交流電力に変換するフルブリッジインバータ３Ｂとを有する。第２実施形態において昇圧コンバータ２Ｂは、電圧変換回路を構成する。第２実施形態においてフルブリッジインバータ３Ｂは、波形変換回路を構成する。
第２実施形態に係る昇圧コンバータ２Ｂは、交流電力（系統電圧Ｖｓ）に対応する正弦波波形の一部の成形を行う。ここで、昇圧コンバータ２Ｂが出力する中間電圧Ｖｄは、部分的に凸状となった波形である（図４（ｅ）参照）。フルブリッジインバータ３Ｂは、残りの部分の正弦波波形を成形し、正弦波状の交流電力を出力する。
昇圧コンバータ２Ｂは、入力段コンデンサ１０１、正側回路２１０Ｂ、負側回路２２０Ｂ、スイッチング素子２５、ダイオード２６、及び中間段コンデンサ１０２を有する。第２実施形態ではスイッチング素子２５としてパワーＭＯＳ ＦＥＴを例示しているが、ＩＧＢＴ等でもよい。スイッチング素子２５は、制御部１２０Ｂからのゲート信号Ｇ１に応じて高周波スイッチングする。
正側回路２１０Ｂは、正側線路Ｌｐ上に設けられる。負側回路２２０Ｂは、負側線路Ｌｎ上に設けられる。正側線路Ｌｐは、一端が直流電源１の正極側に接続され、他端がフルブリッジインバータ３Ｂの一方の入力側（正側の入力）に接続されている。負側線路Ｌｎは、一端が直流電源１の負極側に接続され、他端がフルブリッジインバータ３Ｂの他方の入力側（負側の入力）に接続されている。
正側回路２１０Ｂ及び負側回路２２０Ｂは、互いに対称な回路構成を有する。具体的には、正側回路２１０Ｂは、正側線路Ｌｐ上において、種類の異なる複数の回路素子を直列に接続して構成される。負側回路２２０Ｂは、負側線路Ｌｎ上において、種類の異なる複数の回路素子を直列に接続して構成される。直流電源１側から数えてｎ番目に接続される正側の回路素子と、直流電源１側から数えてｎ番目に接続される負側の回路素子とは、同一種類の回路素子である（ｎは１よりも大きい整数）。なお、対称な回路構成とは、回路図上での対称性を意味し、正側回路２１０Ｂ及び負側回路２２０Ｂを実際に基板上に配置するときの位置は対称である必要はない。
正側回路２１０Ｂは、リアクトル２４ａ（第１のリアクトル）と、リアクトル２４ａの後段に接続されたダイオード２７ａ（第１のダイオード）とを備える。負側回路２２０Ｂは、リアクトル２４ｂ（第２のリアクトル）と、リアクトル２４ｂの後段に接続されたダイオード２７ｂ（第２のダイオード）とを備える。
正側回路２１０Ｂ及び負側回路２２０Ｂは、同一特性の回路素子を用いて構成されている。直流電源１側から数えて１番目に接続されるリアクトル２４ａ及びリアクトル２４ｂそれぞれの回路特性（インダクタンス等）は等しい。直流電源１側から数えて２番目に接続されるダイオード２７ａ及びダイオード２７ｂそれぞれの回路特性（ＯＮ電圧やスイッチング速度等）は等しい。リアクトル２４ａ，２４ｂは、小型化のため、コアを共通とし、リアクトル２４ａ，２４ｂそれぞれに対応する巻線を共通のコアに巻く方法で構成してもよい。
図４（ａ）は、制御部１２０Ｂからスイッチング素子２５に入力されるゲート信号Ｇ１の波形を示している。なお、図４において、ハッチングで示す区間は高周波スイッチングの区間を意味している。図４（ｄ）は、入力電圧Ｖｉ及び系統電圧Ｖｓそれぞれの波形を示している。
昇圧コンバータ２Ｂは、系統電圧Ｖｓのピーク電圧の時点を中心として一定期間は昇圧を行い、それ以外の期間、具体的には、系統電圧Ｖｓの絶対値が入力電圧Ｖｉよりも小さい期間では昇圧を行わない。
図４（ｅ）は、中間電圧Ｖｄの波形を示している。中間電圧Ｖｄは、昇圧した区間が部分的に凸状となった波形になる。残りの部分の正弦波波形についてはフルブリッジインバータ３Ｂが成形することになる。
フルブリッジインバータ３Ｂは、スイッチング素子３１ａ〜３１ｄとしてＩＧＢＴを使用している点以外は、第１実施形態と同様の回路構成である。ただし、ＩＧＢＴに限らず、パワーＭＯＳ ＦＥＴ等を使用してもよい。
図４（ｂ）は、制御部１２０Ｂからスイッチング素子３１ａ，３１ｄに入力されるゲート信号Ｇ２の波形を示している。図４（ｃ）は、制御部１２０Ｂからスイッチング素子３１ｂ，３１ｃに入力されるゲート信号Ｇ３の波形を示している。
昇圧コンバータ２Ｂとフルブリッジインバータ３Ｂとが交互に高周波スイッチングを行い、昇圧コンバータ２Ｂとフルブリッジインバータ３Ｂとで正弦波波形の形成を行う。そして、正弦波波形の形成は高周波スイッチングを行っている回路によって行われることになる。また、昇圧コンバータ２Ｂが高周波スイッチングを行っている場合（正弦波波形の形成を行っている場合）は、フルブリッジインバータ３Ｂは必要に応じて極性の切り替えを行い、フルブリッジインバータ３Ｂが高周波スイッチングを行っている場合（正弦波波形の形成を行っている場合）は、昇圧コンバータ２Ｂは昇圧動作を停止する（スイッチング素子２５をオフにする）。
図４（ｆ）は、フルブリッジインバータ３Ｂが出力する出力電圧Ｖｏの波形を示している。出力電圧Ｖｏには、フルブリッジインバータ３Ｂによる高周波スイッチングに対応する高周波成分が重畳されている。
フルブリッジインバータ３Ｂの後段には、フィルタ回路４が接続されている。フィルタ回路４は、スイッチング素子４１ａ、ダイオード４２ａ、スイッチング素子４１ｂ、ダイオード４２ｂ、リアクトル４３ａ、リアクトル４３ｂ、及びコンデンサ４４を有する。フィルタ回路４は、フルブリッジインバータ３Ｂからの出力（出力電圧Ｖｏ）に含まれる高周波成分を除去して出力する。
図４（ｇ）は、出力電流Ｉｏの波形を示している。図４（ｈ）は、入出力対地電圧の波形を示している。具体的には、直流電源１と昇圧コンバータ２Ｂとの間の正側線路Ｌｐの対地電圧Ｖｐと、直流電源１と昇圧コンバータ２Ｂとの間の負側線路Ｌｎの対地電圧Ｖｎと、出力側の一方の線路の対地電圧Ｖｕと、出力側の他方の線路の対地電圧Ｖｖとを示している。
以上説明したように、第２実施形態では、昇圧コンバータ２Ｂが交流電力に対応する正弦波波形の一部の成形を行う回路構成において、正側回路２１０Ｂ及び負側回路２２０Ｂを互いに対称な回路構成とすることで、第１実施形態と同様に、対地静電容量Ｃｐｖを介して流れる漏洩電流を抑制できる。
また、第２実施形態では、同一特性の回路素子を用いて正側回路２１０Ｂ及び負側回路２２０Ｂを構成することで、正負の回路特性のバランスを均等にすることができ、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎをより一層安定させることができる。
［比較例］
次に、第１実施形態及び第２実施形態により得られる効果を明らかにするために、図５及び図６を参照して、第１実施形態及び第２実施形態の比較例を説明する。
図５は、第１実施形態の比較例を説明するための図である。本比較例においては、昇降圧コンバータ２Ａ’が、第１実施形態で説明した負側回路２２０Ａを有していない。その他の構成は第１実施形態と同様である。図５に示すように、昇降圧コンバータ２Ａ’が負側回路２２０Ａを有していない回路構成では、直流電源１と昇降圧コンバータ２Ａ’との間の正側線路Ｌｐ及び負側線路Ｌｎそれぞれの対地電圧Ｖｐ，Ｖｎが変動する。このため、対地静電容量Ｃｐｖを介して漏洩電流が流れてしまう。一方、上述した第１実施形態は、図１に示したように、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎが一定に保たれており、漏洩電流を抑制できる。
図６は、第２実施形態の比較例を説明するための図である。本比較例においては、昇圧コンバータ２Ｂ’が、第２実施形態で説明した負側回路２２０Ｂを有していない。その他の構成は第２実施形態と同様である。図６に示すように、昇圧コンバータ２Ｂ’が負側回路２２０Ｂを有していない回路構成では、直流電源１と昇圧コンバータ２Ｂ’との間の正側線路Ｌｐ及び負側線路Ｌｎそれぞれの対地電圧Ｖｐ，Ｖｎが変動する。このため、対地静電容量Ｃｐｖを介して漏洩電流が流れてしまう。一方、上述した第２実施形態は、図３に示したように、対地電圧Ｖｐ，Ｖｎが一定に保たれており、漏洩電流を抑制できる。
［その他の実施形態］
上記のように、本発明は実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなる。
例えば、上述した各実施形態においては、直流電源１として太陽電池を例示したが、対地静電容量Ｃｐｖを有する直流電源であればよく、太陽電池に限定されるものではない。
また、上述した各実施形態においては、昇降圧コンバータ２Ａ又は昇圧コンバータ２Ｂを電圧変換回路として使用するケースを例示した。しかしながら、入力電圧Ｖｉが系統電圧Ｖｓよりも高いようなケースでは、降圧コンバータを電圧変換回路として使用してもよい。降圧コンバータは、入力電圧Ｖｉを降圧して中間電圧Ｖｄを出力する。
このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
Ｃｐｖ…対地静電容量、Ｌｎ…負側線路、Ｌｐ…正側線路、１…直流電源、２Ａ…昇降圧コンバータ、２Ｂ…昇圧コンバータ、３Ａ，３Ｂ…フルブリッジインバータ、４…フィルタ回路
、１０…電力系統、２１ａ，２１ｂ…スイッチング素子、２２ａ，２２ｂ…ダイオード、２３…ダイオード、２４ａ，２４ｂ…リアクトル、２５…スイッチング素子、２６…ダイオード、２７ａ，２７ｂ…ダイオード、３１ａ〜３１ｄ…スイッチング素子、３２ａ〜３２ｄ…ダイオード、４１ａ…スイッチング素子、４１ｂ…スイッチング素子、４２ａ，４２ｂ…ダイオード、４３ａ，４３ｂ…リアクトル、４４…コンデンサ、１００Ａ，１００Ｂ…系統連系インバータ装置、１０１…入力段コンデンサ、１０２…中間段コンデンサ、１１０Ａ，１１０Ｂ…主回路、１２０Ａ，１２０Ｂ…制御部、２１０Ａ，２１０Ｂ…正側回路、２２０Ａ，２２０Ｂ…負側回路

Claims (6)

  1. 直流電源からの入力電圧を昇圧或いは降圧して中間電圧を出力する電圧変換回路と、
    前記中間電圧を正弦波状の交流電力に変換する波形変換回路とを有し、
    前記電圧変換回路は、前記交流電力に対応する正弦波波形の少なくとも一部の成形を行う系統連系インバータ装置であって、
    前記電圧変換回路は、
    前記直流電源の正極と前記波形変換回路との間の正側線路上に設けられた正側回路と、
    前記直流電源の負極と前記波形変換回路との間の負側線路上に設けられた負側回路と
    を備え、
    前記正側回路及び前記負側回路は、互いに対称な回路構成を有することを特徴とする系統連系インバータ装置。
  2. 前記正側回路は、前記正側線路上において、種類の異なる複数の正側回路素子を直列に接続して構成され、
    前記負側回路は、前記負側線路上において、種類の異なる複数の負側回路素子を直列に接続して構成され、
    前記直流電源側から数えてｎ番目に接続される前記正側回路素子と、前記直流電源側から数えてｎ番目に接続される前記負側回路素子とは、同一種類の回路素子であることを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
  3. 前記正側回路は、
    第１のスイッチング素子と、
    前記第１のスイッチング素子の後段に接続された第１のリアクトルと、
    前記第１のリアクトルの後段に接続された第１のダイオードと
    を備え、
    前記負側回路は、
    第２のスイッチング素子と、
    前記第２のスイッチング素子の後段に接続された第２のリアクトルと、
    前記第２のリアクトルの後段に接続された第２のダイオードと
    を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
  4. 前記電圧変換回路の動作を制御する制御部を備え、
    前記制御部は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを同期して動作させることを特徴とする請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
  5. 前記正側回路は、
    第１のリアクトルと、
    前記第１のリアクトルの後段に接続された第１のダイオードと
    を備え、
    前記負側回路は、
    第２のリアクトルと、
    前記第２のリアクトルの後段に接続された第２のダイオードと
    を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
  6. 直流電源と、
    請求項１〜５の何れかに記載の系統連系インバータ装置と
    を備えることを特徴とする系統連系システム。
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