JP2011082077A - Lighting device, and liquid crystal display device using the same - Google Patents

Lighting device, and liquid crystal display device using the same Download PDF

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Michihiro Kadota
充弘 門田
Hiroyuki Shoji
浩幸 庄司
Kenji Kawabata
賢治 川端
Takashi Okada
隆 岡田
Yukio Furuya
幸生 古矢
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a lighting device having an inverter which responds to fixing of drive frequency and surely lights up a lamp and also to provide a liquid crystal device using the lighting device. <P>SOLUTION: In the lighting device including a resonance load circuit having a hot-cathode fluorescent lamp (101) and a first resonant capacitor (109), the inverter having at least one set of upper and lower arms which are a serial body of two switching elements and supplying AC current to the resonance load circuit, and a control device for controlling the inverter, the inverter has a serial body of a second resonant capacitor (119) and auxiliary switching elements (120, 121). The control device controls ON time duty of the auxiliary switching element so as to make ramp voltage of the hot-cathode fluorescent lamp higher than discharge voltage at the time of lighting the hot-cathode fluorescent lamp. The liquid crystal display device uses the lighting device. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発名は、点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置に関する。   The present invention relates to a lighting device and a liquid crystal display device using the same.

液晶ディスプレイでは、液晶パネルを背面から照らすバックライトが必要である。従来では、バックライトとして冷陰極蛍光ランプを用いることが一般的であったが、冷陰極蛍光ランプに比べて強度が高く、また高効率点灯が可能であるという利点から、熱陰極蛍光ランプを用いることもある。   In the liquid crystal display, a backlight for illuminating the liquid crystal panel from the back is required. Conventionally, it was common to use a cold cathode fluorescent lamp as a backlight. However, a hot cathode fluorescent lamp is used because it has higher strength than a cold cathode fluorescent lamp and can be operated efficiently. Sometimes.

熱陰極蛍光ランプの一般的な点灯手法として、電流共振型インバータによってランプ電流を安定化する手法がある。共振型インバータでは、その駆動周波数を変化させ、共振負荷回路のインピーダンスを管理することによって出力を制御する。熱陰極蛍光ランプ用のインバータにおいても、後記するランプの始動時、またはランプの調光時に、駆動周波数を変化させる。   As a general lighting method of the hot cathode fluorescent lamp, there is a method of stabilizing the lamp current by a current resonance type inverter. In the resonant inverter, the output is controlled by changing the drive frequency and managing the impedance of the resonant load circuit. Also in the inverter for the hot cathode fluorescent lamp, the drive frequency is changed at the time of starting the lamp, which will be described later, or at the time of dimming the lamp.

前記した熱陰極蛍光ランプの始動時においては、点灯装置がランプを確実に点灯させることが重要であり、これを実現するためには、例えば特許文献１に記載の要領でインバータの駆動周波数を変化させればよい。まず、共振負荷回路の共振周波数よりも十分に高い周波数でインバータを駆動することで、ランプが放電しない程度にランプ電圧を制限しておき、ランプ陰極部のフィラメントに電力を供給して予熱する。このようにフィラメントの予熱期間を設けることで、ランプの放電電圧を下げることができ、また、ランプを長寿命化できる。予熱期間の後に続く放電期間では、インバータの駆動周波数を前記の共振周波数に近づけるように徐々に変化させる。これにより、ランプ電圧は徐々に増大し、ランプの放電電圧に達したところでランプが点灯する。   At the time of starting the hot cathode fluorescent lamp, it is important that the lighting device turns on the lamp reliably. To achieve this, for example, the drive frequency of the inverter is changed as described in Patent Document 1. You can do it. First, by driving the inverter at a frequency sufficiently higher than the resonant frequency of the resonant load circuit, the lamp voltage is limited to such an extent that the lamp does not discharge, and power is supplied to the filament of the lamp cathode portion to preheat. By providing the filament preheating period in this way, the discharge voltage of the lamp can be lowered and the life of the lamp can be extended. In the discharge period that follows the preheating period, the drive frequency of the inverter is gradually changed to approach the resonance frequency. As a result, the lamp voltage gradually increases, and the lamp is turned on when the lamp discharge voltage is reached.

特開２００４−２５９５３２号公報JP 2004-259532 A

本発明の目的は、ランプを確実に点灯可能な固定周波数駆動のインバータを備える点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置を提供することである。   The objective of this invention is providing the lighting device provided with the inverter of the fixed frequency drive which can light a lamp reliably, and a liquid crystal display device using the same.

上記課題を解決するための本発明の特徴は、熱陰極蛍光ランプと第一の共振用コンデンサとを備える共振負荷回路と、二つのスイッチング素子の直列体である上下アームを少なくとも一つ備え、共振負荷回路に交流電流を供給するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える点灯装置であって、インバータは第二の共振用コンデンサと補助スイッチング素子の直列体とを備え、制御装置は、熱陰極蛍光ランプの点灯において、熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御することを特徴とする点灯装置である。   A feature of the present invention for solving the above-described problem is that a resonance load circuit including a hot cathode fluorescent lamp and a first resonance capacitor and at least one upper and lower arm that is a series body of two switching elements are provided. A lighting device comprising an inverter for supplying an alternating current to a load circuit and a control device for controlling the inverter, the inverter comprising a second resonance capacitor and a series body of auxiliary switching elements, In the lighting of the cathode fluorescent lamp, the on-time duty of the auxiliary switching element is controlled so that the lamp voltage of the hot cathode fluorescent lamp becomes higher than the discharge voltage.

本発明の点灯装置及びそれを用いた液晶表示装置によれば、インバータの駆動周波数が固定であってもランプを確実に点灯可能である。   According to the lighting device of the present invention and the liquid crystal display device using the same, the lamp can be reliably lit even if the drive frequency of the inverter is fixed.

第１の実施例における点灯装置の構成である。It is a structure of the lighting device in a 1st Example. 第１の実施例における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of the start in a 1st Example. 第１の実施例における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。It is a frequency characteristic of the lamp voltage when the hot cathode fluorescent lamp is extinguished in the first embodiment. 第１の実施例における予熱期間中の動作波形である。It is an operation | movement waveform during the preheating period in a 1st Example. 第１の実施例において予熱期間中に２倍共振を発生させる場合の動作波形である。It is an operation | movement waveform in the case of generating a double resonance in the preheating period in a 1st Example. 図１の点灯装置における制御装置の具体的な構成である。It is a specific structure of the control apparatus in the lighting device of FIG. 第１の実施例における点灯装置の別構成である。It is another structure of the lighting device in a 1st Example. 図７の点灯装置における制御装置の具体的な構成である。It is a concrete structure of the control apparatus in the lighting device of FIG. 第１の実施例の別形態における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of starting in another form of a 1st Example. 第１の実施例の別形態における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。It is a frequency characteristic of the lamp voltage when the hot cathode fluorescent lamp is turned off in another form of the first embodiment. 第２の実施例における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of the start in a 2nd Example. 第２の実施例における、熱陰極蛍光ランプ消灯時のランプ電圧の周波数特性である。It is a frequency characteristic of the lamp voltage when the hot cathode fluorescent lamp is turned off in the second embodiment. 第２の実施例における放電期間中の動作波形である。It is an operation | movement waveform during the discharge period in a 2nd Example. 第２の実施例の別形態における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of starting in another form of a 2nd Example. 第３の実施例における点灯装置の構成である。It is a structure of the lighting device in a 3rd Example. 第３の実施例における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of the start in a 3rd Example. 第３の実施例の別形態における始動時の動作波形である。It is an operation | movement waveform at the time of starting in another form of a 3rd Example. 本発明の点灯装置による液晶ディスプレイのバックライトの構成である。It is the structure of the backlight of the liquid crystal display by the lighting device of this invention.

以下、本発明について図面等を用いて説明する。   Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings.

液晶ディスプレイのバックライトでは、インバータの駆動周波数が、液晶パネルの動作周波数と干渉することで、画面のちらつき、または干渉縞の発生といった問題が起こり得る。この問題を避けるために、バックライト用インバータでは、駆動周波数の固定を要求されることがある。さらに、点灯装置より上位の制御装置から与えられる固定周波数の信号に同期して、インバータを駆動することを要求される場合もある。よって、インバータの駆動周波数の固定に対応可能であり、かつ、前記の方式に代わるようなランプの始動方式が必要となる。   In the backlight of the liquid crystal display, problems such as flickering of the screen or generation of interference fringes may occur due to the drive frequency of the inverter interfering with the operation frequency of the liquid crystal panel. In order to avoid this problem, the backlight inverter may be required to fix the drive frequency. Furthermore, it may be required to drive the inverter in synchronization with a signal having a fixed frequency given from a control device higher than the lighting device. Therefore, it is necessary to have a lamp starting method that can cope with the fixed driving frequency of the inverter and that can be used in place of the above method.

以下の説明では、インバータの駆動周波数を固定とするが、駆動周波数を決める発振器の精度によってわずかに変動する可能性がある。   In the following description, the drive frequency of the inverter is fixed, but there is a possibility of slight fluctuation depending on the accuracy of the oscillator that determines the drive frequency.

＜点灯装置の構成＞
図１は、本発明の第１の実施例において用いる点灯装置であり、主回路とその制御装置から構成される。 <Configuration of lighting device>
FIG. 1 shows a lighting device used in the first embodiment of the present invention, which is composed of a main circuit and its control device.

図１の主回路は、４個のパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７を備える電流共振型フルブリッジインバータである。なお、図１を含む以下全ての主回路図では、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いている。トランジスタやＩＧＢＴスイッチング素子をパワーＭＯＳＦＥＴの代わりに用いてもよい。   The main circuit in FIG. 1 is a current resonance type full bridge inverter including four power MOSFETs 104 to 107. In all the following main circuit diagrams including FIG. 1, a power MOSFET is used as a switching element. A transistor or IGBT switching element may be used instead of the power MOSFET.

図１の主回路では、直流電源１００に対して、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との直列体である第一の上下アーム及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０６とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７との直列体である第二の上下アームが並列に接続される。これら２組の直列体が、フルブリッジインバータの上下アームとして動作する。パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０６は上側スイッチング素子に相当し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７は下側スイッチング素子に相当する。   In the main circuit of FIG. 1, a first upper and lower arm that is a series body of a power MOSFET 104 and a power MOSFET 105 and a second upper and lower arm that is a series body of a power MOSFET 106 and a power MOSFET 107 are parallel to the DC power source 100. Connected. These two sets of serial bodies operate as the upper and lower arms of the full bridge inverter. The power MOSFET 104 and the power MOSFET 106 correspond to upper switching elements, and the power MOSFET 105 and the power MOSFET 107 correspond to lower switching elements.

パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間、すなわち、フルブリッジインバータの出力端子間には、以下に述べる構成の共振負荷回路が接続される。まず、共振用チョークコイル１０８と第一の共振用コンデンサ１０９との直列体が、フルブリッジインバータの出力端子間に接続される。ここで、チョークコイル１０８のインダクタンスをＬ１、コンデンサ１０９の静電容量をＣ１と定義する。コンデンサ１０９の端子間には、トランス１１２の１次巻線１１３及びトランス１１２の１次巻線１１３に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１０の直列体が接続される。トランス１１２の２次巻線１１４の端子間には、蛍光ランプ１０１及び蛍光ランプ１０１に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１１の直列体が接続される。共振用チョークコイル１０８には２個の２次巻線１１５，２次巻線１１６が施されている。２次巻線１１５の端子間には、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２及びフィラメント１０２に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１７が直列に接続され、また、２次巻線１１６の端子間には、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０３及びフィラメント１０３に流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１８が直列に接続される。   A resonant load circuit having the following configuration is connected between the source of the power MOSFET 104 and the drain of the power MOSFET 107, that is, between the output terminals of the full bridge inverter. First, a series body of the resonance choke coil 108 and the first resonance capacitor 109 is connected between the output terminals of the full bridge inverter. Here, the inductance of the choke coil 108 is defined as L1, and the capacitance of the capacitor 109 is defined as C1. Between the terminals of the capacitor 109, a serial body of the capacitor 110 for removing a direct current component from the current flowing through the primary winding 113 of the transformer 112 and the primary winding 113 of the transformer 112 is connected. Connected between the terminals of the secondary winding 114 of the transformer 112 is a fluorescent lamp 101 and a series body of a capacitor 111 for removing a direct current component from a current flowing through the fluorescent lamp 101. The resonance choke coil 108 is provided with two secondary windings 115 and a secondary winding 116. Between the terminals of the secondary winding 115, a filament 102 of the fluorescent lamp 101 and a capacitor 117 for removing a direct current component from the current flowing through the filament 102 are connected in series, and between the terminals of the secondary winding 116. Are connected in series with a filament 103 of the fluorescent lamp 101 and a capacitor 118 for removing a direct current component from the current flowing through the filament 103.

コンデンサ１０９とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７との直列体には、第二の共振用コンデンサ１１９とパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との直列体が並列に接続される。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のソースは直流電源１００のマイナス側に接続される。ここで、コンデンサ１１９の静電容量をＣ２と定義する。コンデンサ１１９とパワーＭＯＳＦＥＴ１２０はそれぞれ共振負荷回路の共振周波数を変化させるための共振用コンデンサと補助スイッチング素子として動作する。なお、トランジスタやＩＧＢＴといったスイッチング素子をパワーＭＯＳＦＥＴ１２０の代わりに用いてもよい。   A series body of the second resonance capacitor 119 and the power MOSFET 120 is connected in parallel to the series body of the capacitor 109 and the power MOSFET 107. At this time, the source of the power MOSFET 120 is connected to the negative side of the DC power supply 100. Here, the capacitance of the capacitor 119 is defined as C2. The capacitor 119 and the power MOSFET 120 operate as a resonance capacitor and an auxiliary switching element for changing the resonance frequency of the resonance load circuit, respectively. A switching element such as a transistor or IGBT may be used instead of the power MOSFET 120.

図１の制御装置２００は、主回路に含まれる５つのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０にゲート信号を出力する。ゲート信号の出力パターンには大きく３つあり、制御装置２００は点灯装置の起動後からの経過時間に従って出力パターンを順に切り替える。   The control device 200 of FIG. 1 outputs a gate signal to the five power MOSFETs 104 to 107 and the power MOSFET 120 included in the main circuit. There are roughly three output patterns of the gate signal, and the control device 200 switches the output pattern in order according to the elapsed time since the activation of the lighting device.

＜始動方式＞
図２は、第１の実施例における始動時の動作波形である。図２において、ランプ電圧及びランプ電流の波形はそれぞれ単純な正弦波であるが、このことはランプ電圧及びランプ電流が交流電圧及び交流電流であることを表すものである。実際のランプ電圧及びランプ電流の波形は、単純な正弦波であるとは限らない。（以下に説明する図９，図１１，図１４，図１６，図１７についても同様である。） <Starting method>
FIG. 2 shows operation waveforms at the time of start in the first embodiment. In FIG. 2, the waveforms of the lamp voltage and the lamp current are simple sine waves, respectively. This indicates that the lamp voltage and the lamp current are an alternating voltage and an alternating current. The actual lamp voltage and lamp current waveforms are not necessarily simple sine waves. (The same applies to FIGS. 9, 11, 14, 16, and 17 described below.)

図２に示すように、点灯装置の起動から蛍光ランプ１０１に安定したランプ電流が流れ続ける状態までを、予熱期間，放電期間及び点灯期間の３つの期間に分けて、第１の実施例における始動方式を説明する。   As shown in FIG. 2, the start from the lighting device to the state where a stable lamp current continues to flow in the fluorescent lamp 101 is divided into three periods of a preheating period, a discharge period and a lighting period, and the start in the first embodiment. The method will be described.

＜予熱期間＞
点灯装置の起動直後から、蛍光ランプ１０１を放電させる前にそのフィラメント１０２とフィラメント１０３を予熱するための第１の期間が始まる。本発明では、第一の期間を予熱期間と記している。第一の期間では、蛍光ランプ１０１のランプ電圧が放電電圧より低くなるようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが制御されている。予熱期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される第１の上下アームをスイッチング動作させ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６を常にオフ（オン時間デューティ０％）に固定、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７を常にオン（オン時間デューティ１００％）に固定、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオフ（オン時間デューティ０％）に固定するように、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート信号を出力する。ここで、第１の上下アームをスイッチング動作させる周波数、すなわち、インバータの駆動周波数は、あらかじめ決められた固定値ｆｓである。このとき、図１の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５を上下アームとするＳＥＰＰ（Single-Ended Push-Pull）インバータとして動作する。直流電源１００の電圧をＶｉｎとすれば、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間に発生する電圧、すなわち、インバータ出力電圧は、＋Ｖｉｎとゼロをインバータの駆動周波数ｆｓで繰り返す矩形波電圧となる。インバータ出力電圧の振幅は、図１の主回路を後記のようにフルブリッジインバータとして動作させる場合と比べて１／２になる。よって、フルブリッジインバータをあえてＳＥＰＰインバータとして動作させれば、その出力電圧を蛍光ランプ１０１が放電しない程度に抑えることが容易となる。 <Preheating period>
Immediately after the lighting device is started, a first period for preheating the filament 102 and the filament 103 is started before the fluorescent lamp 101 is discharged. In the present invention, the first period is described as a preheating period. In the first period, the on-time duty of the power MOSFET 120 is controlled so that the lamp voltage of the fluorescent lamp 101 is lower than the discharge voltage. In the preheating period, the control device 200 switches the first upper and lower arms composed of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105, the power MOSFET 106 is always turned off (on-time duty 0%), and the power MOSFET 107 is always turned on (on). The gate signal of each power MOSFET is output so that the power MOSFET 120 is always off (on-time duty 0%). Here, the frequency at which the first upper and lower arms are switched, that is, the inverter drive frequency is a predetermined fixed value fs. At this time, the main circuit of FIG. 1 operates as an SEPP (Single-Ended Push-Pull) inverter having the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 as upper and lower arms. If the voltage of the DC power supply 100 is Vin, the voltage generated between the source of the power MOSFET 104 and the drain of the power MOSFET 107, that is, the inverter output voltage, is a rectangular wave voltage that repeats + Vin and zero at the inverter drive frequency fs. Become. The amplitude of the inverter output voltage is ½ compared to the case where the main circuit of FIG. 1 is operated as a full bridge inverter as described later. Therefore, if the full bridge inverter is intentionally operated as a SEPP inverter, it becomes easy to suppress the output voltage to the extent that the fluorescent lamp 101 does not discharge.

インバータ出力電圧が共振負荷回路に印加されることで、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９との直列体には交流の共振電流が流れ、コンデンサ１０９の両端には交流の共振電圧が発生する。この共振電圧がトランス１１２によって昇圧され、蛍光ランプ１０１の電極間にランプ電圧として印加される。しかし、このときのランプ電圧は蛍光ランプ１０１を放電させるには不十分であるため、ランプ電流は流れない。また、チョークコイル１０８に共振電流が流れることによって、チョークコイル１０８の２次巻線１１５と２次巻線１１６とに交流電圧が発生する。この交流電圧によって、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２とフィラメント１０３とにそれぞれ交流のフィラメント電流が流れ、フィラメント１０２及びフィラメント１０３は予熱される。   When the inverter output voltage is applied to the resonance load circuit, an AC resonance current flows through the series body of the choke coil 108 and the capacitor 109, and an AC resonance voltage is generated at both ends of the capacitor 109. This resonance voltage is boosted by the transformer 112 and applied as a lamp voltage between the electrodes of the fluorescent lamp 101. However, since the lamp voltage at this time is insufficient to discharge the fluorescent lamp 101, no lamp current flows. Further, when a resonance current flows through the choke coil 108, an AC voltage is generated at the secondary winding 115 and the secondary winding 116 of the choke coil 108. By this AC voltage, an AC filament current flows through the filament 102 and the filament 103 of the fluorescent lamp 101, and the filament 102 and the filament 103 are preheated.

予熱期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０はオフであるため、コンデンサ１１９には交流電流が流れず、コンデンサ１１９はパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との接続点の方を高電位として充電された状態となる。そのため、コンデンサ１１９は共振に影響せず、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９のみに起因する共振が発生する。このときの共振周波数ｆｒは、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１とを用いてｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）と書ける。図３に実線で示した曲線は、蛍光ランプ１０１が消灯しており、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０がオフである場合に発生するランプ電圧の周波数特性である。ただし、図３の周波数特性を描画する際に、インバータの出力電圧は実際の矩形波ではなく正弦波であると仮定している。ランプ電圧の大きさは共振周波数ｆｒにおいてピークとなり、インバータの駆動周波数ｆｓとｆｒの差が小さいほど得られるランプ電圧は高くなる。 In the preheating period, since the power MOSFET 120 is off, no alternating current flows through the capacitor 119, and the capacitor 119 is charged with the connection point with the power MOSFET 120 at a higher potential. Therefore, the capacitor 119 does not affect the resonance, and the resonance caused only by the choke coil 108 and the capacitor 109 occurs. The resonance frequency fr at this time can be written as fr = 1 / (2π × (L1 × C1) 0.5 ) using the inductance L1 of the choke coil 108 and the capacitance C1 of the capacitor 109. A curve indicated by a solid line in FIG. 3 is a frequency characteristic of a lamp voltage generated when the fluorescent lamp 101 is turned off and the power MOSFET 120 is turned off. However, when the frequency characteristics of FIG. 3 are drawn, it is assumed that the output voltage of the inverter is a sine wave instead of an actual rectangular wave. The magnitude of the lamp voltage has a peak at the resonance frequency fr, and the smaller the difference between the inverter drive frequencies fs and fr, the higher the lamp voltage obtained.

予熱期間では、インバータの駆動周波数ｆｓ，共振周波数ｆｒ、及び蛍光ランプ１０１の放電に必要な放電電圧が、図３に示す関係となるようにチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１を設定する。すなわち、駆動周波数ｆｓにおけるランプ電圧が、放電電圧に比べて十分小さくなるように、駆動周波数ｆｓと共振周波数ｆｒの差を大きく設定する。   In the preheating period, the inductance L1 of the choke coil 108 and the capacitance C1 of the capacitor 109 are such that the drive frequency fs of the inverter, the resonance frequency fr, and the discharge voltage necessary for the discharge of the fluorescent lamp 101 have the relationship shown in FIG. Set. That is, the difference between the drive frequency fs and the resonance frequency fr is set so that the lamp voltage at the drive frequency fs is sufficiently smaller than the discharge voltage.

さらに、条件「２ｆｓ≦ｆｒ＜３ｆｓ」を満たすようにｆｒを設定すれば、以下に説明するように、駆動周波数の３倍の周波数（３ｆｓ）を持つ交流電流が共振負荷回路に流れる。まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，コンデンサ１０９の経路に環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギーが放出される。チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギーが蓄えられる。なお、この共振電流の周波数は、共振周波数ｆｒとほぼ一致する。次第に、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９に移動し、コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が再び反転する。このとき、コンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、コンデンサ１０９のエネルギーがチョークコイル１０８に移動する。その後、チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が三度反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになる前に、共振動作の２周期目に移行する。駆動周波数ｆｓに比べて共振周波数ｆｒが２倍以上高いために、このような動作が発生し得る。   Furthermore, if fr is set so as to satisfy the condition “2fs ≦ fr <3fs”, an alternating current having a frequency (3fs) that is three times the drive frequency flows in the resonant load circuit as described below. First, when the power MOSFET 104 is turned on, initially, a reflux current flows through the path of the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, the power MOSFET 107, and the capacitor 109 by the energy stored in the choke coil 108. Energy is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the current of the choke coil 108 is reversed, and a resonance current flows through the path of the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 107, and again into the choke coil 108. Energy is stored. Note that the frequency of the resonance current substantially coincides with the resonance frequency fr. Gradually, the energy of the choke coil 108 moves to the capacitor 109, and the polarity of the current of the choke coil 108 is reversed again by the energy stored in the capacitor 109. At this time, a resonance current flows through the path of the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, and the power MOSFET 107, and the energy of the capacitor 109 moves to the choke coil 108. Thereafter, when the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the current of the choke coil 108 is reversed three times, and a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 107. That is, before the power MOSFET 104 is turned off, a transition is made to the second period of the resonance operation. Such an operation can occur because the resonance frequency fr is twice or more higher than the drive frequency fs.

前記の条件「２ｆｓ≦ｆｒ＜３ｆｓ」が成り立つとき、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになる。初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９に移動する。コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、環流電流の経路はコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７となる。以後、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン期間中に、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９でエネルギーのやりとりが繰り返され、チョークコイル１０８電流の極性も繰り返し反転する。環流電流が２周期目に移行し、その経路がコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７である状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。   When the condition “2fs ≦ fr <3fs” is satisfied, the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on in this state. Initially, a circulating current flows through the path of the choke coil 108, the capacitor 109, the power MOSFET 107, and the power MOSFET 105 by the energy stored in the choke coil 108. The capacitor 109 is charged by the circulating current, so that the energy of the choke coil 108 moves to the capacitor 109. The polarity of the current of the choke coil 108 is reversed by the energy stored in the capacitor 109, and the path of the circulating current becomes the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 105, and the power MOSFET 107. Thereafter, during the ON period of the power MOSFET 105, the exchange of energy is repeated between the choke coil 108 and the capacitor 109, and the polarity of the current of the choke coil 108 is also inverted repeatedly. In the state where the circulating current shifts to the second cycle and the path is the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 105, and the power MOSFET 107, the power MOSFET 105 is turned off and the power MOSFET 104 is turned on again.

以上の動作過程において、前記の説明の通り、チョークコイル１０８の２次巻線１１５と及び２次巻線１１６にそれぞれ交流電圧が発生し、２次巻線１１５，コンデンサ１１７，蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２から成る閉路、及び２次巻線１１６，コンデンサ１１８，蛍光ランプ１０１のフィラメント１０３から成る閉路にそれぞれ交流のフィラメント電流が流れる。   In the above operation process, as described above, AC voltage is generated in the secondary winding 115 and the secondary winding 116 of the choke coil 108, respectively, and the secondary winding 115, the capacitor 117, and the filament of the fluorescent lamp 101 An alternating filament current flows through the closed circuit 102 and the closed circuit formed by the secondary winding 116, the capacitor 118, and the filament 103 of the fluorescent lamp 101.

チョークコイル１０８電流，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４電流及びフィラメント１０２電流の波形は図４のようになる。図４における電流の正負として、図１の主回路の各素子を左から右に、または上から下に流れる向きを正としている。共振型インバータでは、通常、チョークコイル１０８電流の周波数とインバータの駆動周波数が一致する。しかし、本動作ではチョークコイル１０８電流の周波数がインバータの駆動周波数の３倍になっており、以下ではこの現象を３倍共振と呼ぶ。３倍共振によって、インバータの駆動周波数を固定したまま、回路の動作周波数を３倍高くできる。このとき、フィラメントに予熱電流を供給する回路におけるコンデンサ１１７とコンデンサ１１８のインピーダンスが１／３に減少し、フィラメントに電流が流れ易くなる。これによって、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させ、その出力電圧を抑えた状態においても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。   The waveforms of the choke coil 108 current, power MOSFET 104 current and filament 102 current are as shown in FIG. As the positive / negative of the current in FIG. 4, the direction in which each element of the main circuit in FIG. 1 flows from left to right or from top to bottom is positive. In a resonance type inverter, the frequency of the choke coil 108 current and the drive frequency of the inverter usually coincide. However, in this operation, the frequency of the choke coil 108 current is three times the drive frequency of the inverter, and this phenomenon is hereinafter referred to as triple resonance. With the triple resonance, the operating frequency of the circuit can be increased three times while the inverter drive frequency is fixed. At this time, the impedance of the capacitor 117 and the capacitor 118 in the circuit for supplying the preheating current to the filament is reduced to 1/3, and the current easily flows through the filament. Thereby, even when the main circuit of FIG. 1 is operated as a SEPP inverter and the output voltage is suppressed, a sufficient filament current can be supplied.

なお、共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数を、インバータの駆動周波数ｆｓの５倍，７倍にすることもできる。また、図５の動作波形に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５とのオン時間デューティをそれぞれ約２５％と約７５％に互いに異なるように設定し、共振周波数ｆｒをインバータの駆動周波数ｆｓの約２倍とすれば、回路の動作周波数を、インバータの駆動周波数ｆｓの２倍にすることもできる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティと共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数をインバータの駆動周波数ｆｓの４倍、６倍にすることもできる。以上のようにして、共振負荷回路は、第一の期間では共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つ。   Depending on the setting of the resonance frequency fr, the operating frequency of the circuit can be set to 5 times or 7 times the drive frequency fs of the inverter. Further, as shown in the operation waveform of FIG. 5, the on-time duties of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 are set to be different from each other to about 25% and about 75%, respectively, and the resonance frequency fr is set to about the inverter drive frequency fs. If it is twice, the operating frequency of the circuit can be doubled the inverter drive frequency fs. Further, depending on the setting of the on-time duty and the resonance frequency fr of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105, the operation frequency of the circuit can be made 4 times or 6 times the drive frequency fs of the inverter. As described above, the resonant load circuit has a resonant frequency such that the frequency of the alternating current flowing through the resonant load circuit is (natural number + 1) times the frequency for switching the upper and lower arms during the first period.

＜放電期間＞
予熱期間が始まってから一定時間が経過すると、ランプ電圧を増大させ、蛍光ランプ１０１を放電させるための第二の期間となる。本発明では、この期間を放電期間と記している。第二の期間では、蛍光ランプ１０１のランプ電圧が放電電圧より高くなるようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが制御されている。放電期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）にするように、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７に対しては予熱期間と同様にゲート信号を出力する。図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる点及びインバータの駆動周波数をｆｓのままとする点は予熱期間と変わらない。 <Discharge period>
When a certain time elapses after the preheating period starts, the lamp voltage is increased and a second period for discharging the fluorescent lamp 101 is reached. In the present invention, this period is referred to as a discharge period. In the second period, the on-time duty of the power MOSFET 120 is controlled so that the lamp voltage of the fluorescent lamp 101 is higher than the discharge voltage. In the discharging period, control device 200 outputs a gate signal to power MOSFETs 104 to 107 in the same manner as in the preheating period so that power MOSFET 120 is always on (on-time duty 100%). The point of operating the main circuit of FIG. 1 as a SEPP inverter and the point that the drive frequency of the inverter remains fs are the same as the preheating period.

予熱期間と違ってパワーＭＯＳＦＥＴ１２０はオンであるため、インバータ出力電圧によってコンデンサ１１９にも交流電流が流れるようにる。これにより、コンデンサ１１９はチョークコイル１０８及びコンデンサ１０９と共に共振に影響する。コンデンサ１１９はコンデンサ１０９と並列に接続された状態となるため、共振コンデンサの静電容量は、予熱期間と比べてコンデンサ１１９の静電容量Ｃ２分だけ増大することになる。よって、共振周波数も予熱期間のｆｒからｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝へと低くなり、ランプ電圧の周波数特性も図３の実線から破線のように変化する。図３のように、共振周波数を変化させることで、ランプ電圧も変化する。 Since the power MOSFET 120 is on unlike the preheating period, an alternating current flows through the capacitor 119 by the inverter output voltage. Thereby, the capacitor 119 influences resonance together with the choke coil 108 and the capacitor 109. Since the capacitor 119 is connected in parallel with the capacitor 109, the capacitance of the resonance capacitor is increased by the capacitance C2 of the capacitor 119 compared to the preheating period. Therefore, the resonance frequency also fr from fr preheating period '= 1 / {2π × ( L1 × (C1 + C2)) 0.5} lowered to the frequency characteristics of the lamp voltage also changes as shown by the broken line from the solid line in FIG. As shown in FIG. 3, the lamp voltage is changed by changing the resonance frequency.

放電期間では、インバータの駆動周波数ｆｓ，共振周波数ｆｒ′及び放電電圧が、図３に示す関係となるように、コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定する。放電電圧を上回るランプ電圧が蛍光ランプ１０１の電極間に印加されることによって、蛍光ランプ１０１は放電し、図２のようにランプ電流が流れ始める。このように、共振周波数をｆｒからｆｒ′に変化させ、共振周波数ｆｒ′近傍の周波数において得られる高いランプ電圧を利用することによって、確実にランプを点灯させることができる。   In the discharge period, the capacitance C2 of the capacitor 119 is set so that the drive frequency fs, resonance frequency fr ′, and discharge voltage of the inverter have the relationship shown in FIG. When a lamp voltage exceeding the discharge voltage is applied between the electrodes of the fluorescent lamp 101, the fluorescent lamp 101 is discharged, and a lamp current starts to flow as shown in FIG. In this way, by changing the resonance frequency from fr to fr ′ and using a high lamp voltage obtained at a frequency near the resonance frequency fr ′, the lamp can be reliably turned on.

図３のように、放電期間においてインバータの駆動周波数ｆｓが共振周波数ｆｒ′よりも高い場合、チョークコイル１０８電流は以下の要領で流れる。まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，コンデンサ１０９の経路、及び、チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０，コンデンサ１１９の経路にそれぞれ環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギーが放出される。チョークコイル１０８のエネルギーが放出されると、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路、及び、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路にそれぞれ共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギーが蓄えられる。   As shown in FIG. 3, when the inverter drive frequency fs is higher than the resonance frequency fr ′ during the discharge period, the choke coil 108 current flows in the following manner. First, when the power MOSFET 104 is turned on, the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, the power MOSFET 107, the path of the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 104, A circulating current flows through the paths of the DC power supply 100, the power MOSFET 120, and the capacitor 119, and the energy of the choke coil 108 is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the current of the choke coil 108 is reversed, the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, the path of the power MOSFET 107, and the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke. Resonant currents flow in the paths of the coil 108, the capacitor 119, and the power MOSFET 120, respectively, and energy is stored in the choke coil 108 again.

ここで、図３のように、共振周波数ｆｒ′をインバータの駆動周波数ｆｓより低く設定すると、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになる。初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路、及び、チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路にそれぞれ環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９とコンデンサ１１９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギーがコンデンサ１０９及びコンデンサ１１９に移動する。コンデンサ１０９及びコンデンサ１１９に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流の極性が反転し、環流電流の経路はコンデンサ１０９，チョークコイル１０８，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７、及び、コンデンサ１１９，チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０となる。この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。以上の動作過程において、前記の説明と同様の要領で、蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２とフィラメント１０３に交流のフィラメント電流が流れる。   Here, as shown in FIG. 3, when the resonance frequency fr ′ is set lower than the drive frequency fs of the inverter, the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on in this state. Initially, by the energy stored in the choke coil 108, the circulating current flows through the path of the choke coil 108, the capacitor 109, the power MOSFET 107, and the power MOSFET 105, and the path of the choke coil 108, the capacitor 119, the power MOSFET 120, and the power MOSFET 105, respectively. . When the capacitor 109 and the capacitor 119 are charged by the reflux current, the energy of the choke coil 108 moves to the capacitor 109 and the capacitor 119. The polarity of the choke coil 108 current is reversed by the energy stored in the capacitor 109 and the capacitor 119, and the path of the circulating current is the capacitor 109, choke coil 108, power MOSFET 105, power MOSFET 107, capacitor 119, choke coil 108, power MOSFET 105 and power MOSFET 120 are obtained. In this state, the power MOSFET 105 is turned off and the power MOSFET 104 is turned on again. In the above operation process, an alternating filament current flows through the filament 102 and the filament 103 of the fluorescent lamp 101 in the same manner as described above.

予熱期間と違って、チョークコイル１０８電流，フィラメント１０２（及びフィラメント１０３）電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。なお、この動作は共振型インバータの一般的な動作であるため、前記の予熱期間のようにチョークコイル１０８電流などの波形を図示することは省略する。   Unlike the preheating period, the frequencies of the choke coil 108 current and the filament 102 (and filament 103) current coincide with the drive frequency fs of the inverter. Since this operation is a general operation of a resonance type inverter, the illustration of the waveform of the choke coil 108 current and the like as in the preheating period is omitted.

＜点灯期間＞
放電期間が始まってから一定時間が経過すると、ランプ電流を定格値に安定させるための第３の期間となる。本発明では、第３の期間を点灯期間と記している。点灯期間において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５とから構成される上下アームと、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７とから構成される上下アームを共にスイッチング動作させ、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオフ（オン時間デューティ０％）にするように、各パワーＭＯＳＦＥＴのゲート信号を出力する。いずれの上下アームについても、スイッチング動作させる周波数はｆｓのままである。このとき、図１の主回路は、フルブリッジインバータとしての通常動作をする。直流電源１００の電圧をＶｉｎとすれば、インバータ出力電圧は、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎをスイッチング周波数で繰り返す矩形波電圧となる。このとき、矩形波電圧の振幅は、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる場合と比べて２倍になる。これによって、一度放電した蛍光ランプ１０１の安定状態を得易くなる。 <Lighting period>
When a certain period of time elapses after the discharge period starts, a third period for stabilizing the lamp current at the rated value is reached. In the present invention, the third period is referred to as a lighting period. During the lighting period, the control device 200 switches both the upper and lower arms composed of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 and the upper and lower arms composed of the power MOSFET 106 and the power MOSFET 107, and always turns off the power MOSFET 120 (on-time duty). 0%), the gate signal of each power MOSFET is output. For both upper and lower arms, the frequency for switching operation remains fs. At this time, the main circuit of FIG. 1 operates normally as a full bridge inverter. If the voltage of the DC power supply 100 is Vin, the inverter output voltage is a rectangular wave voltage that repeats + Vin and -Vin at the switching frequency. At this time, the amplitude of the rectangular wave voltage is doubled compared to the case where the main circuit of FIG. 1 is operated as a SEPP inverter. This facilitates obtaining a stable state of the fluorescent lamp 101 once discharged.

パワーＭＯＳＦＥＴ１２０は再びオフとなるため、コンデンサ１１９には交流電流が流れなくなり、コンデンサ１１９はパワーＭＯＳＦＥＴ１２０との接続点の方を高電位として充電された状態に戻る。そのため、コンデンサ１１９は共振に影響しなくなり、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９のみに起因する共振状態に戻る。ただし、予熱期間とは違って、蛍光ランプ１０１が点灯状態であり、その抵抗値が共振に影響するようになる。そのため、ランプ電圧の周波数特性は、図３に実線で示した予熱期間の特性とは異なる。また、ランプ電圧の周波数特性は、ランプ電圧がピークとなる周波数も予熱期間の共振周波数ｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）とは異なる。 Since the power MOSFET 120 is turned off again, an alternating current does not flow through the capacitor 119, and the capacitor 119 returns to a charged state with the connection point with the power MOSFET 120 at a higher potential. Therefore, the capacitor 119 does not affect the resonance and returns to the resonance state caused by only the choke coil 108 and the capacitor 109. However, unlike the preheating period, the fluorescent lamp 101 is in a lighting state, and its resistance value affects the resonance. Therefore, the frequency characteristic of the lamp voltage is different from the characteristic of the preheating period shown by the solid line in FIG. The frequency characteristic of the lamp voltage is different from the resonance frequency fr = 1 / (2π × (L1 × C1) 0.5 ) in the preheating period at the frequency at which the lamp voltage reaches a peak.

チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１の設定方法としては、予熱期間の説明において述べた条件を満たした上で、点灯期間において図１の主回路をフルブリッジインバータとして動作させたときに、インバータの駆動周波数ｆｓにおいてランプ放電後に流れるランプ電流が定格値となるように設定する。   As a method for setting the inductance L1 of the choke coil 108 and the capacitance C1 of the capacitor 109, the main circuit of FIG. 1 is operated as a full bridge inverter in the lighting period after satisfying the conditions described in the explanation of the preheating period. Sometimes, the lamp current that flows after lamp discharge is set to a rated value at the inverter drive frequency fs.

なお、点灯状態における主回路の動作は、熱陰極蛍光ランプ用共振型インバータの一般的な動作であるため、電流経路、及び詳細な動作波形については省略する。   Since the operation of the main circuit in the lighting state is a general operation of the resonance inverter for hot cathode fluorescent lamps, the current path and detailed operation waveforms are omitted.

以上の始動方式によって、まずは蛍光ランプ１０１を放電させずにフィラメント１０２とフィラメント１０３を十分予熱し、その後で共振負荷回路の共振周波数付近を利用した高電圧を蛍光ランプ１０１に印加することができる。その結果として、ランプを確実に点灯させることができる。   By the above starting method, first, the filament 102 and the filament 103 are sufficiently preheated without discharging the fluorescent lamp 101, and then a high voltage using the vicinity of the resonant frequency of the resonant load circuit can be applied to the fluorescent lamp 101. As a result, the lamp can be reliably turned on.

また、放電期間において共振周波数を変化させるためのパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のソースを直流電源１００のマイナス側と接続しているため、制御装置２００においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０にゲート信号を出力する回路は簡素な構成で済む。   In addition, since the source of the power MOSFET 120 for changing the resonance frequency during the discharge period is connected to the negative side of the DC power supply 100, a circuit for outputting a gate signal to the power MOSFET 120 in the control device 200 is simple.

以上の始動方式を実現するための制御装置２００の具体的な構成例としては、図６に示すように、制御装置用の電源２０１，起動スイッチ２０２，タイミング信号発生回路２０３及びゲート信号発生回路２０４を備える構成が考えられる。起動スイッチ２０２は点灯装置の起動と同時に後段回路を動作させる。タイミング信号発生回路２０３は起動スイッチ２０２のオン動作をトリガとして、ゲート信号の出力パターンを切り替える時点でレベル変化するタイミング信号を出力する。ゲート信号の出力パターンを切り替えるタイミングには、予熱期間から放電期間への移行時、放電期間から点灯期間への移行時の２つあるため、図６では、タイミング信号発生回路２０３は各タイミングに対応する２つのタイミング信号を出力している。ゲート信号発生回路２０４は入力される前記のタイミング信号に従ってパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７，１２０のゲート信号を出力する。   As a specific configuration example of the control device 200 for realizing the above starting method, as shown in FIG. 6, a power supply 201 for the control device, a start switch 202, a timing signal generation circuit 203, and a gate signal generation circuit 204 are provided. A configuration comprising: The start switch 202 operates the subsequent circuit simultaneously with the start of the lighting device. The timing signal generation circuit 203 outputs a timing signal whose level changes when the output pattern of the gate signal is switched, triggered by the ON operation of the start switch 202. There are two timings for switching the output pattern of the gate signal, that is, when the transition from the preheating period to the discharge period and at the transition from the discharge period to the lighting period. In FIG. 6, the timing signal generation circuit 203 corresponds to each timing. Two timing signals are output. The gate signal generation circuit 204 outputs the gate signals of the power MOSFETs 104 to 107 and 120 in accordance with the input timing signal.

また、図７に示す点灯装置のように、主回路からフィードバックされるランプ電流検出信号に基づいてパワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜パワーＭＯＳＦＥＴ１０７，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のゲート信号を出力する制御装置２０５を利用する構成が考えられる。この場合、放電期間の長さは予め決められた固定時間では無く、放電期間が始まってから実際にランプが点灯するまでの時間となる。これによって、蛍光ランプ１０１に高いランプ電圧が印加される放電期間を必要最小限の長さとすることができる。制御装置２０５の構成としては、図８に示すように、前記の電源２０１，起動スイッチ２０２，タイミング信号発生回路２０３，ゲート信号発生回路２０４に加えて、点灯検出回路２０６を備える構成が考えられる。ここで、タイミング信号発生回路２０３は、予熱期間から放電期間への移行時にレベル変化する１つのタイミング信号を出力すればよい。また、点灯検出回路２０６は、入力される蛍光ランプ１０１のランプ電流検出信号から蛍光ランプ１０１の点灯を検出し、放電期間から点灯期間に移る際のタイミング信号を出力する。   Further, as in the lighting device shown in FIG. 7, a configuration using a control device 205 that outputs gate signals of the power MOSFET 104 to power MOSFET 107 and the power MOSFET 120 based on a lamp current detection signal fed back from the main circuit is conceivable. In this case, the length of the discharge period is not a predetermined fixed time, but the time from the start of the discharge period to the actual lighting of the lamp. As a result, the discharge period during which a high lamp voltage is applied to the fluorescent lamp 101 can be set to the minimum necessary length. As a configuration of the control device 205, as shown in FIG. 8, a configuration including a lighting detection circuit 206 in addition to the power source 201, the start switch 202, the timing signal generation circuit 203, and the gate signal generation circuit 204 can be considered. Here, the timing signal generation circuit 203 only has to output one timing signal whose level changes at the time of transition from the preheating period to the discharging period. The lighting detection circuit 206 detects lighting of the fluorescent lamp 101 from the input lamp current detection signal of the fluorescent lamp 101, and outputs a timing signal when moving from the discharge period to the lighting period.

次に、第１の実施例の別形態について説明する。図９は、第１の実施例の別形態における始動時の動作波形である。図９に示す動作波形のように、予熱期間において補助スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオンとし、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフとする。すなわち、予熱期間と放電期間とで、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン／オフ状態を逆にする。このとき、予熱期間の共振周波数はｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝となり、放電期間の共振周波数はｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となるため、放電期間の共振周波数が予熱期間に比べて高くなる。また、予熱期間、放電期間におけるランプ電圧の周波数特性は、それぞれ図１０の実線、破線で示した曲線となる。ここで、予熱期間の共振周波数ｆｒ′，放電期間の共振周波数ｆｒ，インバータの駆動周波数ｆｓの関係が図１０のようになり、予熱期間のランプ電圧は放電電圧より小さく、放電期間のランプ電圧は放電電圧より大きくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すれば、蛍光ランプ１０１を確実に点灯できる。なお、図１０では、インバータの駆動周波数ｆｓが予熱期間の共振周波数ｆｒ′よりも高いため、前記の３倍共振が発生するための条件「２ｆｓ≦ｆｒ′＜３ｆｓ」を満たさない。よって、予熱期間において３倍共振は発生せず、共振負荷回路に発生する電圧及び電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。図９の動作波形では、予熱期間におけるランプ電圧の周波数がインバータの駆動周波数するようにした。 Next, another embodiment of the first embodiment will be described. FIG. 9 shows operation waveforms at the time of starting in another form of the first embodiment. As in the operation waveform shown in FIG. 9, the power MOSFET 120, which is an auxiliary switching element, is turned on during the preheating period, and the power MOSFET 120 is turned off during the discharging period. That is, the on / off state of the power MOSFET 120 is reversed between the preheating period and the discharging period. At this time, the resonance frequency during the preheating period is fr ′ = 1 / {2π × (L1 × (C1 + C2)) 0.5 }, and the resonance frequency during the discharge period is fr = 1 / (2π × (L1 × C1) 0.5 ). Therefore, the resonance frequency in the discharge period becomes higher than that in the preheating period. Further, the frequency characteristics of the lamp voltage during the preheating period and the discharging period are curves shown by a solid line and a broken line in FIG. 10, respectively. Here, the relationship between the resonance frequency fr ′ during the preheating period, the resonance frequency fr during the discharge period, and the drive frequency fs of the inverter is as shown in FIG. 10. The lamp voltage during the preheating period is smaller than the discharge voltage, and the lamp voltage during the discharge period is If the inductance L1 of the choke coil 108, the capacitance C1 of the capacitor 109, and the capacitance C2 of the capacitor 119 are set so as to be larger than the discharge voltage, the fluorescent lamp 101 can be reliably turned on. In FIG. 10, since the drive frequency fs of the inverter is higher than the resonance frequency fr ′ during the preheating period, the condition “2fs ≦ fr ′ <3fs” for generating the triple resonance is not satisfied. Therefore, the triple resonance does not occur during the preheating period, and the voltage and current frequencies generated in the resonant load circuit coincide with the drive frequency fs of the inverter. In the operation waveform of FIG. 9, the frequency of the lamp voltage during the preheating period is set to the inverter driving frequency.

＜点灯装置の構成＞
本発明の第２の実施例では、図１または図７の点灯装置を利用する。ただし、第１の実施例と比べて、制御装置２００または制御装置２０５は、放電期間において異なるパターンでパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のゲート信号を出力する。第１の実施例と同様に、図１の点灯装置を用いる場合の制御装置２００の具体的な構成例としては図６の構成がある。また、図７の点灯装置を用いる場合の制御装置２０５の具体的な構成例としては図８の構成がある。 <Configuration of lighting device>
In the second embodiment of the present invention, the lighting device of FIG. 1 or FIG. 7 is used. However, compared with the first embodiment, the control device 200 or the control device 205 outputs the gate signal of the power MOSFET 120 in a different pattern during the discharge period. As in the first embodiment, a specific configuration example of the control device 200 when the lighting device of FIG. 1 is used is the configuration of FIG. Further, as a specific configuration example of the control device 205 when the lighting device of FIG. 7 is used, there is a configuration of FIG.

＜始動方式＞
図１１は、第２の実施例における始動時の動作波形である。予熱期間と点灯期間の波形は、第１の実施例と同様であるが、放電期間の波形は第１の実施例と異なる。具体的には、第１の実施例のように、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）、または常にオフ（オン時間デューティ０％）とするわけではない。以下では、第２の実施例における放電期間の動作のみを説明し、予熱期間と点灯期間の説明については第１の実施例と同様であるため省略する。 <Starting method>
FIG. 11 shows operation waveforms at the time of start in the second embodiment. The waveform of the preheating period and the lighting period is the same as that of the first embodiment, but the waveform of the discharge period is different from that of the first embodiment. Specifically, as in the first embodiment, the power MOSFET 120 is not always on (on-time duty 100%) or always off (on-time duty 0%) during the discharge period. Hereinafter, only the operation in the discharge period in the second embodiment will be described, and the description of the preheating period and the lighting period will be omitted because it is the same as that in the first embodiment.

＜放電期間＞
図１１のように、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との上下アームがスイッチングする１周期に対して、オン時間のデューティを徐々に減少させるようにゲート信号を出力する。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７については、第１の実施例と同様にゲート信号を出力し、図１の主回路をＳＥＰＰインバータとして動作させる。 <Discharge period>
As shown in FIG. 11, the control device 200 outputs a gate signal so that the duty of the on-time is gradually decreased with respect to one cycle in which the upper and lower arms of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 are switched. For the power MOSFETs 104 to 107, a gate signal is output as in the first embodiment, and the main circuit of FIG. 1 is operated as a SEPP inverter.

パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティの制御について具体的に説明する。第１の実施例で説明したように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路、及び、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路にそれぞれ共振電流が流れる期間がある。このように、直流電源１００のプラス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフにすると、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１１９，パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の経路に流れていた共振電流は流れなくなる。チョークコイル１０８電流はその分減少しようとするが、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギーによって、チョークコイル１０８電流は急には減少しない。そのため、直流電源１００，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，チョークコイル１０８，コンデンサ１０９，パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路に流れる共振電流が一時的に増大し、コンデンサ１０９が急激に充電される。その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオン（オン時間デューティ１００％）とする場合と比較して、コンデンサ１０９にはスパイク的に高電圧が発生し、共振電圧のピーク値が増大する。なお、この現象は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになった以後であっても、直流電源１００のプラス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる期間であれば発生可能である。   The on-time duty control of the power MOSFET 120 will be specifically described. As described in the first embodiment, when the power MOSFET 104 is on, the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, the path of the power MOSFET 107, and the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, There is a period in which a resonance current flows through the path of the capacitor 119 and the power MOSFET 120. As described above, when the power MOSFET 120 is temporarily turned off during a period in which a current flows from the positive terminal of the DC power supply 100 to the resonance capacitor 119, the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 119, and the power MOSFET 120. The resonance current that has flowed through is no longer flown. The choke coil 108 current tends to decrease by that amount, but the choke coil 108 current does not suddenly decrease due to the energy stored in the choke coil 108. For this reason, the resonance current flowing through the paths of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 107 temporarily increases, and the capacitor 109 is rapidly charged. As a result, compared to the case where the power MOSFET 120 is always on (on time duty 100%), a high voltage is generated in a spike in the capacitor 109, and the peak value of the resonance voltage increases. This phenomenon can occur even after the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on as long as a current flows from the positive terminal of the DC power supply 100 to the resonance capacitor 119.

パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティの制御によって、コンデンサ１１９への充電期間を変化させることは、共振コンデンサの静電容量をＣ１から（Ｃ１＋Ｃ２）の間で変化させる、すなわち、共振負荷回路の共振周波数を前記したｆｒからｆｒ′の間で変化させることを意味する。図１２は、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを減少させた場合におけるランプ電圧の周波数特性を図３に点線として追加した図である。図１２のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを減少させることで、コンデンサ１０９に前記のスパイク電圧を発生させるだけでなく、ランプ電圧の振幅自体を増大させることもできる。   Changing the charging period of the capacitor 119 by controlling the on-time duty of the power MOSFET 120 changes the capacitance of the resonant capacitor between C1 and (C1 + C2), that is, the resonant frequency of the resonant load circuit is It is meant to change between fr and fr ′. FIG. 12 is a diagram in which the frequency characteristics of the lamp voltage when the on-time duty of the power MOSFET 120 is decreased are added to FIG. 3 as dotted lines. As shown in FIG. 12, by reducing the on-time duty of the power MOSFET 120, not only the spike voltage can be generated in the capacitor 109, but also the amplitude of the lamp voltage itself can be increased.

図１３は、前記の要領でパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフさせ、また、そのオン時間デューティを徐々に減少させたときのチョークコイル１０８電流，ランプ電圧の波形である。図１３における電流の正負として、図１の主回路の各素子を左から右に、または上から下に流れる向きを正としている。図１３では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンからオフへ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフからオンへ遷移する時点をまたぐ期間において、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を一時的にオフさせている。図１３のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフにした期間においてランプ電圧がスパイク的に増大しており、また、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティが減少するにつれてランプ電圧の振幅自体が増大する。これによって、周囲温度が低くなるなどして放電電圧が高くなった場合においても、ランプ電圧が徐々に増大する過程において蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオンにした場合に発生するランプ電圧を、あえて放電電圧より低く設定しておき、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に減少させる過程でランプ電圧が放電電圧を上回るように制御することもできる。このような制御には、第１の実施例のように放電電圧より高いランプ電圧を急に印加する場合と比べて、ランプ電流のオーバーシュート、及びそれによって発生するノイズや音を抑える効果がある。   FIG. 13 shows waveforms of the choke coil 108 current and the lamp voltage when the power MOSFET 120 is temporarily turned off as described above and the on-time duty is gradually reduced. As the positive / negative of the current in FIG. 13, the direction in which each element of the main circuit in FIG. 1 flows from left to right or from top to bottom is positive. In FIG. 13, the power MOSFET 120 is temporarily turned off in a period spanning the time point when the power MOSFET 104 transitions from on to off and the power MOSFET 105 transitions from off to on. As shown in FIG. 13, the ramp voltage increases in a spike manner during the period when the power MOSFET 120 is turned off, and the amplitude of the ramp voltage itself increases as the on-time duty of the power MOSFET 120 decreases. As a result, even when the discharge voltage increases due to low ambient temperature or the like, the fluorescent lamp 101 can be reliably lit in the process of gradually increasing the lamp voltage. In addition, the ramp voltage generated when the power MOSFET 120 is always turned on is intentionally set lower than the discharge voltage, and the ramp voltage is controlled to exceed the discharge voltage in the process of gradually decreasing the on-time duty of the power MOSFET 120. You can also Such control has an effect of suppressing the overshoot of the lamp current, and noise and sound generated thereby, as compared with the case where the lamp voltage higher than the discharge voltage is suddenly applied as in the first embodiment. .

パワーＭＯＳＦＥＴ１２０は寄生ダイオードを持つため、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０をオフにしても、直流電源１００のマイナス端子からパワーＭＯＳＦＥＴ１２０の寄生ダイオードを経由して共振用コンデンサ１１９に電流が流れる。ここで、寄生ダイオードのアノードまたはカソードが互いに向き合うように２個のパワーＭＯＳＦＥＴを直列接続するなどして、電流をその向きによらずに遮断できるスイッチを構成して、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０の代わりに補助スイッチング素子として用いる。このとき、直流電源１００のマイナス端子から共振用コンデンサ１１９に電流が流れる場合であっても、補助スイッチング素子を一時的にオフにする期間については電流を遮断でき、前記のようにランプ電圧をスパイク的に増大させたり、ランプ電圧の振幅自体を増大させたりできる。   Since the power MOSFET 120 has a parasitic diode, even when the power MOSFET 120 is turned off, a current flows from the negative terminal of the DC power supply 100 to the resonance capacitor 119 via the parasitic diode of the power MOSFET 120. Here, by connecting two power MOSFETs in series so that the anodes or cathodes of the parasitic diodes face each other, a switch that can cut off the current regardless of the direction is configured, and auxiliary switching is performed instead of the power MOSFET 120 Used as an element. At this time, even when a current flows from the negative terminal of the DC power supply 100 to the resonance capacitor 119, the current can be cut off during the period in which the auxiliary switching element is temporarily turned off, and the lamp voltage is spiked as described above. The amplitude of the lamp voltage itself can be increased.

次に、第２の実施例の別形態について説明する。図１４は、第２の実施例の別形態における始動時の動作波形である。第２の実施例の別形態では、第１の実施例の別形態と同様に、予熱期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０を常にオンにする。図１４のように、放電期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に減少させると、ランプ電圧を徐々に増大させることができる。なお、このときのチョークコイル１０８電流、ランプ電圧の詳細な波形は、図１３とほぼ同様であるため省略する。   Next, another embodiment of the second embodiment will be described. FIG. 14 shows operation waveforms at the time of start-up in another form of the second embodiment. In another form of the second embodiment, as in the other form of the first embodiment, the power MOSFET 120 is always turned on during the preheating period. As shown in FIG. 14, when the on-time duty of the power MOSFET 120 is gradually decreased during the discharge period, the lamp voltage can be gradually increased. Detailed waveforms of the choke coil 108 current and the lamp voltage at this time are substantially the same as those in FIG.

以上に説明した第２の実施例では、放電期間にてパワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを徐々に変化させたが、予熱期間に比べてランプ電圧が増大し、ランプ電圧が蛍光ランプ１０１の放電電圧を上回るのであれば、パワーＭＯＳＦＥＴ１２０のオン時間デューティを０％〜１００％における任意の値に固定してもよい。   In the second embodiment described above, the on-time duty of the power MOSFET 120 is gradually changed during the discharge period. However, the lamp voltage increases compared with the preheating period, and the lamp voltage is equal to the discharge voltage of the fluorescent lamp 101. If it exceeds, the on-time duty of the power MOSFET 120 may be fixed to an arbitrary value in the range of 0% to 100%.

第１及び第２の実施例は、４個のスイッチング素子を用いるフルブリッジインバータを対象としている。２個のスイッチング素子を用いるハーフブリッジインバータまたはＳＥＰＰインバータは、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が１／２であるものの、トランス昇圧比の増大または直流電源電圧の増大などで補うことによって、熱陰極蛍光ランプを点灯させることができる。部品数の点から言えば、スイッチング素子が少なく済むハーフブリッジインバータやＳＥＰＰインバータの方が良い。第３の実施例は、ハーフブリッジインバータまたはＳＥＰＰインバータを対象としており、以下では、ＳＥＰＰインバータに適用する場合を例として説明する。   The first and second embodiments are directed to a full bridge inverter using four switching elements. A half-bridge inverter or SEPP inverter using two switching elements has a half output voltage as compared with a full-bridge inverter, but compensates for it by increasing the transformer step-up ratio or increasing the DC power supply voltage. The fluorescent lamp can be turned on. In terms of the number of parts, half-bridge inverters and SEPP inverters that require fewer switching elements are better. The third embodiment is intended for a half-bridge inverter or a SEPP inverter. Hereinafter, a case where the third embodiment is applied to a SEPP inverter will be described as an example.

＜点灯装置の構成＞
図１５は、本発明の第３の実施例において用いる点灯装置であり、主回路とその制御装置２０７から構成される。 <Configuration of lighting device>
FIG. 15 shows a lighting device used in the third embodiment of the present invention, which comprises a main circuit and its control device 207.

図１５の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５を備える電流共振型ＳＥＰＰインバータである。直流電源１００に接続されるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５との直列体がＳＥＰＰインバータの上下アームを構成し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がそれぞれ上側スイッチング素子，下側スイッチング素子に相当する。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のドレイン−ソース間、すなわち、ＳＥＰＰインバータの出力端子間に接続される共振負荷回路は、図１の主回路における共振負荷回路と同じ構成である。また、図１の主回路と同様に、第二の共振用コンデンサ１１９と補助スイッチング素子を備える。図１５の主回路における補助スイッチング素子は、電流をその向きによらず導通／遮断できる必要がある。図１５では、寄生ダイオードのカソードが互いに向き合うようにパワーＭＯＳＦＥＴ１２２とパワーＭＯＳＦＥＴ１２３を直列接続し、これらのゲートを共通化した双方向スイッチ１２１を補助スイッチング素子としている。双方向スイッチ１２１は電流を向きによらずに遮断できる。図１５の制御装置２０７は、主回路に含まれるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，双方向スイッチ１２１にゲート信号を出力する。なお、双方向スイッチ１２１のゲート信号は、直流電源１００のマイナス端子ではなく、パワーＭＯＳＦＥＴ１２２とパワーＭＯＳＦＥＴ１２３の接続点を基準電位として出力される必要がある。第１及び第２の実施例と同様に、ゲート信号の出力パターンには大きく３つあり、制御装置２０７は点灯装置の起動後からの経過時間に従って出力パターンを順に切り替える。   The main circuit of FIG. 15 is a current resonance type SEPP inverter including a power MOSFET 104 and a power MOSFET 105. A series body of a power MOSFET 104 and a power MOSFET 105 connected to the DC power supply 100 constitutes the upper and lower arms of the SEPP inverter, and the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 correspond to an upper switching element and a lower switching element, respectively. The resonant load circuit connected between the drain and source of the power MOSFET 105, that is, between the output terminals of the SEPP inverter has the same configuration as the resonant load circuit in the main circuit of FIG. Further, similarly to the main circuit of FIG. 1, a second resonance capacitor 119 and an auxiliary switching element are provided. The auxiliary switching element in the main circuit of FIG. 15 needs to be able to conduct / cut off the current regardless of its direction. In FIG. 15, a power MOSFET 122 and a power MOSFET 123 are connected in series so that the cathodes of the parasitic diodes face each other, and a bidirectional switch 121 having a common gate is used as an auxiliary switching element. The bidirectional switch 121 can cut off the current regardless of the direction. 15 outputs a gate signal to the power MOSFET 104, the power MOSFET 105, and the bidirectional switch 121 included in the main circuit. The gate signal of the bidirectional switch 121 needs to be output using the connection point between the power MOSFET 122 and the power MOSFET 123 as a reference potential, not the negative terminal of the DC power supply 100. Similar to the first and second embodiments, there are roughly three output patterns of the gate signal, and the control device 207 sequentially switches the output pattern according to the elapsed time after the lighting device is activated.

＜始動方式＞
図１６は、第３の実施例における始動時の動作波形である。 <Starting method>
FIG. 16 shows operation waveforms at the time of start in the third embodiment.

＜予熱期間＞
予熱期間において、制御装置２０７は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される上下アームをスイッチング動作させ、双方向スイッチ１２１を常にオフ（オン時間デューティ０％）にするように、各スイッチング素子のゲート信号を出力する。上下アームをスイッチング動作させる周波数、すなわち、インバータの駆動周波数は、第１及び第２の実施例と同様に固定値ｆｓである。また、双方向スイッチ１２１をオフにしているため、コンデンサ１１９は共振には影響せず、共振負荷回路の共振周波数はチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１によって決まるｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となる。 <Preheating period>
In the preheating period, the control device 207 performs a switching operation of the upper and lower arms composed of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105, so that the bidirectional switch 121 is always turned off (on-time duty 0%). Is output. The frequency for switching the upper and lower arms, that is, the drive frequency of the inverter, is a fixed value fs as in the first and second embodiments. Further, since the bidirectional switch 121 is turned off, the capacitor 119 does not affect the resonance, and the resonance frequency of the resonant load circuit is determined by the inductance L1 of the choke coil 108 and the capacitance C1 of the capacitor 109. (2π × (L1 × C1) 0.5 ).

ここで、図１６のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティが互いに異なるように、具体的には、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ約２５％と約７５％に設定する。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のドレイン−ソース電圧、すなわち、インバータ出力電圧の実効値は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする場合と比べて減少する。これによって、第１及び第２の実施例の予熱期間においてフルブリッジインバータをＳＥＰＰインバータとして動作させた場合のように、インバータ出力電圧を蛍光ランプ１０１が放電しない程度に抑えることが容易となる。蛍光ランプ１０１は消灯状態であるが、インバータを動作させているため、第１の実施例にて説明した要領でフィラメント１０２とフィラメント１０３にはそれぞれ交流電流が流れる。   Here, as shown in FIG. 16, the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is specifically set to about 25% and about 75% so that the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 are different from each other. . At this time, the drain-source voltage of the power MOSFET 105, that is, the effective value of the inverter output voltage is reduced as compared with the case where the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is 50%. This makes it easy to suppress the inverter output voltage to such an extent that the fluorescent lamp 101 does not discharge, as in the case where the full bridge inverter is operated as a SEPP inverter during the preheating period of the first and second embodiments. Although the fluorescent lamp 101 is turned off, the inverter is operated, so that an alternating current flows through the filament 102 and the filament 103 in the manner described in the first embodiment.

共振周波数ｆｒがインバータの駆動周波数ｆｓの約２倍となるようにチョークコイル１０８のインダクタンスＬ１とコンデンサ１０９の静電容量Ｃ１を設定すれば、第１の実施例にて説明した２倍共振を発生させることができ、このときのチョークコイル１０８電流，パワーＭＯＳＦＥＴ１０４電流及びフィラメント１０２電流の詳細な波形は図５のようになる。２倍共振によって、インバータの駆動周波数を固定したまま、回路の動作周波数を２倍高くできる。このとき、フィラメントに予熱電流を供給する回路におけるコンデンサ１１７とコンデンサ１１８のインピーダンスが１／２に減少し、フィラメントに電流が流れ易くなる。これによって、前記説明の要領でＳＥＰＰインバータの出力電圧を減少させた状態においても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティと共振周波数ｆｒの設定によっては、回路の動作周波数をインバータの駆動周波数ｆｓの３倍，４倍にすることもできる。以上をまとめると、（自然数＋１）倍共振を発生できることになる。   If the inductance L1 of the choke coil 108 and the capacitance C1 of the capacitor 109 are set so that the resonance frequency fr is about twice the drive frequency fs of the inverter, the double resonance described in the first embodiment is generated. The detailed waveforms of the choke coil 108 current, power MOSFET 104 current, and filament 102 current at this time are as shown in FIG. With the double resonance, the operating frequency of the circuit can be increased twice while the inverter driving frequency is fixed. At this time, the impedance of the capacitor 117 and the capacitor 118 in the circuit for supplying the preheating current to the filament is reduced to ½, and the current easily flows through the filament. As a result, even when the output voltage of the SEPP inverter is reduced as described above, a sufficient filament current can be supplied. Further, depending on the setting of the on-time duty and the resonance frequency fr of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105, the operation frequency of the circuit can be made three times or four times the drive frequency fs of the inverter. In summary, (natural number + 1) times resonance can be generated.

＜放電期間＞
放電期間において、制御装置２０７は、双方向スイッチ１２１が常にオン（オン時間デューティ１００％）となるようにゲート信号を出力する。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする。インバータの駆動周波数をｆｓのままとする点は予熱期間と変わらない。双方向スイッチ１２１がオンであるため、コンデンサ１１９が共振に影響するようになり、共振負荷回路の共振周波数は予熱期間のｆｒからｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝へと変化する。第１の実施例にて説明したように、共振周波数が変化すると、インバータの駆動周波数ｆｓにおけるランプ電圧も変化する。共振周波数がｆｒ′であるときにランプ電圧が放電電圧を上回るようにコンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すれば、蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができる。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とすることで、予熱期間と比べてインバータ出力電圧自体が増大し、蛍光ランプ１０１の点灯はより確実となる。 <Discharge period>
In the discharging period, the control device 207 outputs a gate signal so that the bidirectional switch 121 is always on (on-time duty 100%). Further, the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is set to 50%, respectively. The point that the drive frequency of the inverter remains fs is the same as the preheating period. Since the bidirectional switch 121 is ON, the capacitor 119 affects the resonance, and the resonance frequency of the resonance load circuit is changed from fr in the preheating period to fr ′ = 1 / {2π × (L1 × (C1 + C2)) 0.5 }. To change. As described in the first embodiment, when the resonance frequency changes, the lamp voltage at the drive frequency fs of the inverter also changes. If the capacitance C2 of the capacitor 119 is set so that the lamp voltage exceeds the discharge voltage when the resonance frequency is fr ′, the fluorescent lamp 101 can be reliably turned on. Further, by setting the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 to 50%, the inverter output voltage itself increases as compared with the preheating period, and the fluorescent lamp 101 is more reliably turned on.

＜点灯期間＞
点灯期間において、制御装置２０７は、放電期間に引き続きパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５から構成される上下アームをスイッチング動作させる。第１及び第２の実施例と異なり、双方向スイッチ１２１は常にオフ（オン時間デューティ０％）でも常にオン（オン時間デューティ１００％）でもよい。ただし、双方向スイッチ１２１のオン・オフ状態によって、ランプ電流の大きさは異なるため、所望のランプ電流が得られるように双方向スイッチ１２１のオン・オフ状態を選択する必要はある。放電期間と同様にパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とすれば、予熱期間に比べてインバータ出力電圧は大きくなる。これによって、一度放電した蛍光ランプ１０１の安定状態を得られる。 <Lighting period>
In the lighting period, the control device 207 switches the upper and lower arms formed of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 following the discharging period. Unlike the first and second embodiments, the bidirectional switch 121 may be always off (on-time duty 0%) or always on (on-time duty 100%). However, since the magnitude of the lamp current varies depending on the on / off state of the bidirectional switch 121, it is necessary to select the on / off state of the bidirectional switch 121 so as to obtain a desired lamp current. Similarly to the discharge period, if the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is 50%, the inverter output voltage becomes larger than that in the preheating period. Thereby, the stable state of the fluorescent lamp 101 once discharged can be obtained.

以上の始動方式を実現するための制御装置２０７の具体的な構成として、第１の実施例において図６に示した構成を利用することができるが、ゲート信号発生回路２０４はパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５、及び双方向スイッチ１２１の３つのゲート信号を出力するように変更する必要がある。また、図７に示した点灯装置のように、主回路からフィードバックされるランプ電流検出信号に基づいて制御装置が動作する構成としてもよい。   As a specific configuration of the control device 207 for realizing the above starting method, the configuration shown in FIG. 6 in the first embodiment can be used, but the gate signal generation circuit 204 includes the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105. , And the bidirectional switch 121 needs to be changed to output three gate signals. Moreover, it is good also as a structure which a control apparatus operate | moves based on the lamp current detection signal fed back from a main circuit like the lighting device shown in FIG.

次に、第３の実施例の別形態について説明する。図１７は、第３の実施例の別形態における始動時の動作波形である。図１７のように、予熱期間において補助スイッチング素子である双方向スイッチ１２１をオンとし、放電期間と点灯期間において双方向スイッチ１２１をオフとする。また、予熱期間においても、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ５０％とする。この場合、予熱期間の共振周波数はｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝となり、放電期間の共振周波数はｆｒ＝１／（２π×(Ｌ１×Ｃ１)0.5）となるため、放電期間の共振周波数が予熱期間に比べて高くなる。予熱期間の共振周波数ｆｒ′，放電期間の共振周波数ｆｒ，インバータの駆動周波数ｆｓの関係が図１０のようになり、予熱期間のランプ電圧は放電電圧より小さく、放電期間のランプ電圧は放電電圧より大きくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定する。これによって、図１６に示した動作波形のように、予熱期間においてパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティが互いに異なるようにせずとも、蛍光ランプ１０１を確実に点灯できる。なお、図１０では、インバータの駆動周波数ｆｓが予熱期間の共振周波数ｆｒ′よりも高いため、前記の２倍共振は発生せず、共振負荷回路に発生する電圧及び電流の周波数は、インバータの駆動周波数ｆｓと一致する。図１７の動作波形では、予熱期間におけるランプ電圧の周波数がインバータの駆動周波数するようにした。 Next, another embodiment of the third embodiment will be described. FIG. 17 shows operation waveforms at the time of start-up in another form of the third embodiment. As shown in FIG. 17, the bidirectional switch 121 as an auxiliary switching element is turned on during the preheating period, and the bidirectional switch 121 is turned off during the discharge period and the lighting period. In the preheating period, the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is 50%. In this case, the resonance frequency during the preheating period is fr ′ = 1 / {2π × (L1 × (C1 + C2)) 0.5 }, and the resonance frequency during the discharge period is fr = 1 / (2π × (L1 × C1) 0.5 ). Therefore, the resonance frequency in the discharge period becomes higher than that in the preheating period. The relationship between the resonance frequency fr ′ during the preheating period, the resonance frequency fr during the discharge period, and the drive frequency fs of the inverter is as shown in FIG. 10. The lamp voltage during the preheating period is smaller than the discharge voltage, and the lamp voltage during the discharge period is greater than the discharge voltage. The inductance L1 of the choke coil 108, the capacitance C1 of the capacitor 109, and the capacitance C2 of the capacitor 119 are set so as to increase. Accordingly, as shown in the operation waveform shown in FIG. 16, the fluorescent lamp 101 can be reliably turned on without making the on-time duties of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 different in the preheating period. In FIG. 10, since the drive frequency fs of the inverter is higher than the resonance frequency fr ′ during the preheating period, the above-described double resonance does not occur, and the frequency of the voltage and current generated in the resonant load circuit is the drive of the inverter. It coincides with the frequency fs. In the operation waveform of FIG. 17, the frequency of the lamp voltage during the preheating period is set to be the drive frequency of the inverter.

図１７の動作波形では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間デューティをそれぞれ常に５０％としているため、予熱期間と点灯期間とでインバータ出力電圧の大きさは変わらない。しかし、予熱期間では双方向スイッチ１２１がオンであり、共振用コンデンサの静電容量が（Ｃ１＋Ｃ２）であるのに対して、点灯期間では双方向スイッチ１２１がオフであり、共振用コンデンサの静電容量はＣ１である。このように、点灯期間では、予熱期間に比べて共振用コンデンサの静電容量が小さいため、インバータ出力電圧が同じであっても、蛍光ランプ１０１の点灯状態を維持することができる。共振用コンデンサの静電容量がＣ１のときに所望のランプ電流が得られ、かつ、共振用コンデンサの静電容量が（Ｃ１＋Ｃ２）のときにインバータ駆動周波数ｆｓがｆｒ′＝１／｛２π×(Ｌ１×(Ｃ１＋Ｃ２))0.5｝より十分高くなり、蛍光ランプ１０１が点灯維持できなくなるように、チョークコイル１０８のインダクタンスＬ１，コンデンサ１０９の静電容量Ｃ１，コンデンサ１１９の静電容量Ｃ２を設定すればよい。 In the operation waveform of FIG. 17, since the on-time duty of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is always 50%, the magnitude of the inverter output voltage does not change between the preheating period and the lighting period. However, the bidirectional switch 121 is ON during the preheating period and the capacitance of the resonance capacitor is (C1 + C2), whereas the bidirectional switch 121 is OFF during the lighting period, and the electrostatic capacitance of the resonance capacitor is The capacity is C1. Thus, since the capacitance of the resonance capacitor is smaller in the lighting period than in the preheating period, the lighting state of the fluorescent lamp 101 can be maintained even if the inverter output voltage is the same. A desired lamp current is obtained when the capacitance of the resonance capacitor is C1, and when the capacitance of the resonance capacitor is (C1 + C2), the inverter drive frequency fs is fr ′ = 1 / {2π × ( L1 × (C1 + C2)) 0.5 }, and if the inductance L1, the capacitance C1 of the choke coil 108, the capacitance C1 of the capacitor 109, and the capacitance C2 of the capacitor 119 are set so that the fluorescent lamp 101 cannot be kept on. Good.

以上で説明した第３の実施例においても、補助スイッチング素子である双方向スイッチ１２１のオン時間デューティを第２の実施例において説明した要領で制御することで、同様の効果を得ることができる。   In the third embodiment described above, the same effect can be obtained by controlling the on-time duty of the bidirectional switch 121 as the auxiliary switching element in the manner described in the second embodiment.

最後に、本発明の全ての実施例について適用可能な応用について説明する。   Finally, applications applicable to all embodiments of the present invention will be described.

点灯期間中に、点灯装置の動作を予熱期間における動作に戻すと、インバータ出力電圧は減少し、蛍光ランプ１０１は放電を維持できずに消灯する。このとき、動作波形は再び予熱期間における波形に戻る。この原理を利用した本発明おける始動方式の応用として、予熱期間，放電期間，点灯期間の動作を数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚの周波数で反復し、蛍光ランプ１０１を繰り返し点灯／消灯させることによる調光方式が考えられる。このとき、予熱期間と点灯期間の長さの比を変化させることで、蛍光ランプ１０１が点灯している時比率が変化し、調光レベルを変化させることができる。この調光方式を実現するための制御装置は、外部から入力されるＰＷＭ信号のレベル変化に従って、予熱期間と点灯期間を切り替え、予熱期間から点灯期間への以降時に一定の放電期間を挿入する機能を有していればよい。蛍光ランプ１０１が消灯状態から点灯状態へと移行する際に、蛍光ランプ１０１を確実に点灯させることができるため、安定した調光が可能である。   If the operation of the lighting device is returned to the operation during the preheating period during the lighting period, the inverter output voltage decreases, and the fluorescent lamp 101 is turned off without being able to maintain the discharge. At this time, the operation waveform returns to the waveform during the preheating period. As an application of the starting method in the present invention using this principle, the dimming method by repeating the operations of the preheating period, the discharging period, and the lighting period at a frequency of several hundred Hz to several kHz and repeatedly turning on / off the fluorescent lamp 101. Can be considered. At this time, by changing the ratio of the length of the preheating period and the lighting period, the time ratio when the fluorescent lamp 101 is lit changes, and the dimming level can be changed. The control device for realizing this dimming method has a function of switching a preheating period and a lighting period according to a level change of a PWM signal inputted from the outside, and inserting a certain discharge period after the preheating period to the lighting period. As long as it has. Since the fluorescent lamp 101 can be reliably turned on when the fluorescent lamp 101 shifts from the off state to the on state, stable dimming is possible.

本発明の点灯装置を用いた液晶ディスプレイのバックライトの構成例を図１８に示す。液晶パネル側から、前面フレーム，光学シート及び拡散板，蛍光ランプ１０１，反射シート，背面フレームの順に配置され、主回路と制御装置から構成される点灯装置は背面フレームの裏面に配置される。なお、図１８には示していないが、蛍光ランプ１０１と点灯装置はケーブルによって接続される。図１８では、１本の蛍光ランプ１０１を用いているが、２本以上の蛍光ランプを用いてもよい。その場合、蛍光ランプの本数と同じ台数の点灯装置を用いるか、または、複数本の蛍光ランプを一括点灯可能な点灯装置を用いる。   FIG. 18 shows a configuration example of a backlight of a liquid crystal display using the lighting device of the present invention. From the liquid crystal panel side, the front frame, the optical sheet and the diffusion plate, the fluorescent lamp 101, the reflection sheet, and the back frame are arranged in this order, and the lighting device composed of the main circuit and the control device is arranged on the back surface of the back frame. Although not shown in FIG. 18, the fluorescent lamp 101 and the lighting device are connected by a cable. In FIG. 18, one fluorescent lamp 101 is used, but two or more fluorescent lamps may be used. In that case, the same number of lighting devices as the number of fluorescent lamps are used, or a lighting device capable of collectively lighting a plurality of fluorescent lamps is used.

１００ 直流電源
１０１ 蛍光ランプ
１０２，１０３ フィラメント
１０４，１０５，１０６，１０７，１２０，１２２，１２３ パワーＭＯＳＦＥＴ
１０８ チョークコイル
１０９，１１０，１１１，１１７，１１８，１１９ コンデンサ
１１２ トランス
１１３ トランスの１次巻線
１１４ トランスの２次巻線
１１５，１１６ ２次巻線
１２１ 双方向スイッチ
２００，２０５，２０７ 制御装置
２０１ 電源
２０２ 起動スイッチ
２０３ タイミング信号発生回路
２０４ ゲート信号発生回路
２０６ 点灯検出回路 100 DC power supply 101 Fluorescent lamp 102, 103 Filament 104, 105, 106, 107, 120, 122, 123 Power MOSFET
108 Choke coil 109, 110, 111, 117, 118, 119 Capacitor 112 Transformer 113 Transformer primary winding 114 Transformer secondary winding 115, 116 Secondary winding 121 Bidirectional switch 200, 205, 207 Controller 201 Power supply 202 Start switch 203 Timing signal generation circuit 204 Gate signal generation circuit 206 Lighting detection circuit

Claims (15)

熱陰極蛍光ランプと第一の共振用コンデンサとを備える共振負荷回路と、
二つのスイッチング素子の直列体である上下アームを少なくとも一つ備え、前記共振負荷回路に交流電流を供給するインバータと、
前記インバータを制御する制御装置とを備える点灯装置であって、
前記インバータは第二の共振用コンデンサと補助スイッチング素子との直列体とを備え、
前記制御装置は、前記熱陰極蛍光ランプの点灯において、前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御することを特徴とする点灯装置。 A resonant load circuit comprising a hot cathode fluorescent lamp and a first resonant capacitor;
An inverter that includes at least one upper and lower arms that are series bodies of two switching elements, and that supplies an alternating current to the resonant load circuit;
A lighting device comprising a control device for controlling the inverter,
The inverter includes a series body of a second resonance capacitor and an auxiliary switching element,
The control device controls an on-time duty of the auxiliary switching element so that a lamp voltage of the hot cathode fluorescent lamp becomes higher than a discharge voltage when the hot cathode fluorescent lamp is turned on. 請求項１に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より低くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御する第一の期間と、
前記熱陰極蛍光ランプのランプ電圧が放電電圧より高くなるように前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを制御する第二の期間を設けることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 1,
The control device, a first period of controlling the on-time duty of the auxiliary switching element so that the lamp voltage of the hot cathode fluorescent lamp is lower than the discharge voltage,
A lighting device comprising a second period for controlling an on-time duty of the auxiliary switching element so that a lamp voltage of the hot cathode fluorescent lamp is higher than a discharge voltage. 請求項２に記載の点灯装置において、
前記共振負荷回路は、前記第一の期間では前記共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が前記上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つことを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 2,
The resonant load circuit has a resonant frequency such that a frequency of an alternating current flowing through the resonant load circuit in the first period is (natural number + 1) times a frequency for switching the upper and lower arms. Lighting device. 請求項２または３に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第二の期間における前記補助スイッチング素子のオン時間デューティを徐々に減少させることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 2 or 3,
The lighting device according to claim 1, wherein the control device gradually decreases an on-time duty of the auxiliary switching element in the second period. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記インバータは第一の上下アームと第二の上下アームとを備え、
前記第二の上下アームは上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを備え、
前記第一の期間及び前記第二の期間において、前記制御装置は前記上側スイッチング素子をオフに固定し、前記下側スイッチング素子をオンに固定することを特徴とする点灯装置。 In the lighting device according to any one of claims 1 to 4,
The inverter includes a first upper and lower arm and a second upper and lower arm,
The second upper and lower arms include an upper switching element and a lower switching element,
In the first period and the second period, the control device fixes the upper switching element off and fixes the lower switching element on. 請求項５に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第二の期間の後に第三の期間を設け、
前記第三の期間において、前記制御装置は前記補助スイッチング素子をオフに固定し、前記第一の上下アーム及び前記第二の上下アームをともにスイッチング動作させることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 5,
The control device provides a third period after the second period,
In the third period, the control device fixes the auxiliary switching element to OFF and performs the switching operation of both the first upper and lower arms and the second upper and lower arms. 請求項５または６に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、入力される前記熱陰極蛍光ランプの電流検出信号から前記熱陰極蛍光ランプの点灯を検出する点灯検出回路を備え、
前記点灯検出回路が前記熱陰極蛍光ランプの点灯を検出した時点において、前記第二の期間から前記第三の期間に移ることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 5 or 6,
The control device includes a lighting detection circuit that detects lighting of the hot cathode fluorescent lamp from an input current detection signal of the hot cathode fluorescent lamp,
The lighting device, wherein the lighting detection circuit shifts from the second period to the third period when the lighting of the hot cathode fluorescent lamp is detected. 請求項５乃至７のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記補助スイッチング素子のオン時間デューティの制御において、直流電源のプラス端子から前記第二の共振用コンデンサに電流が流れるときに前記補助スイッチング素子をオフ状態にすることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 5 to 7,
In the control of the on-time duty of the auxiliary switching element, the control device turns off the auxiliary switching element when a current flows from the positive terminal of the DC power supply to the second resonance capacitor. Lighting device. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記インバータは、一つの上下アームを備え、
前記上下アームは、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを備えることを特徴とする点灯装置。 In the lighting device according to any one of claims 1 to 4,
The inverter includes one upper and lower arm,
The lighting device, wherein the upper and lower arms include an upper switching element and a lower switching element. 請求項９に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記第一の期間では、前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子とを互いに異なるオン時間デューティで駆動することを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 9, wherein
In the first period, the control device drives the upper switching element and the lower switching element with different on-time duties. 請求項９または１０に記載の点灯装置において、
前記インバータは、前記第一の期間では前記共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が前記上下アームをスイッチング動作させる周波数の（自然数＋１）倍となるような共振周波数を持つ前記共振負荷回路を備えることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to claim 9 or 10,
The inverter includes the resonant load circuit having a resonant frequency such that a frequency of an alternating current flowing through the resonant load circuit in the first period is (natural number + 1) times a frequency for switching the upper and lower arms. A lighting device characterized by. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記補助スイッチング素子は、直流電源のマイナス端子に接続されることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 11,
The auxiliary switching element is connected to a negative terminal of a DC power supply. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記補助スイッチング素子は、電流を向きによらずに遮断する双方向スイッチであることを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 12,
The auxiliary switching element is a bidirectional switch that cuts off a current regardless of a direction. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の点灯装置において、
前記制御装置は、前記上下アームを固定周波数で駆動することを特徴とする点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 13,
The lighting device characterized in that the control device drives the upper and lower arms at a fixed frequency. 請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の点灯装置を備える液晶表示装置。 A liquid crystal display device comprising the lighting device according to claim 1.
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