JP2010200527A - Control apparatus for motor drive system - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、切換可能な複数の制御モードを有する交流モータを有するモータ駆動システムの制御装置に関する。 The present invention relates to a motor drive system control device, and more particularly to a motor drive system control device having an AC motor having a plurality of switchable control modes.
直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するための構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調(PWM)に従ってモータ電流が制御される。また、モータ出力を向上するために、矩形波電圧を交流モータに印加して駆動制御する矩形波電圧位相制御モードとPWM制御に従ったPWM電流制御モードとを切換えて交流モータを制御する構成が公知である。 A configuration for driving and controlling an AC motor by converting a DC voltage into an AC voltage by an inverter is generally used. In such a configuration, in order to drive the motor with high efficiency, the motor current is generally controlled according to pulse width modulation (PWM) based on vector control. In addition, in order to improve the motor output, there is a configuration in which the AC motor is controlled by switching between a rectangular wave voltage phase control mode in which a rectangular wave voltage is applied to the AC motor for drive control and a PWM current control mode in accordance with PWM control It is known.
特開2008−131851号公報(特許文献1)では、交流モータの回転数または車速に基づいて、インバータのPWM制御と矩形波制御とを切り替える第1切替手段と、PWM制御時におけるインバータの発熱量を判定する発熱判定手段と、発熱判定手段にて判定されたインバータの発熱量に基づいて、インバータのPWM制御と矩形波制御とを切り替える第2切替手段とを備える車両駆動制御装置が開示される。この特許文献1によれば、発熱判定手段は、インバータの発熱量が所定値を超えたと判断すると、PWM制御から矩形波制御に切り替えるように第2切替手段に指示する。これにより、PWM制御時におけるインバータの発熱量が大きい場合には、インバータを構成するパワー素子のスイッチング周波数を低下させることができるため、該パワー素子のスイッチング損失を減らすことが可能となる。
In Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-131851 (Patent Document 1), first switching means for switching between PWM control and rectangular wave control of an inverter based on the rotational speed or vehicle speed of an AC motor, and the amount of heat generated by the inverter during PWM control. A vehicle drive control device is disclosed that includes a heat generation determination unit that determines whether or not, and a second switching unit that switches between PWM control and rectangular wave control of the inverter based on the heat generation amount of the inverter determined by the heat generation determination unit. . According to
しかしながら、上記特許文献1に記載の車両駆動制御装置では、矩形波制御時には、交流モータに矩形波電圧が印加されることから、PWM制御時と比較して、通電時間が増加することに起因して交流モータの発熱量が増大する。その結果、PWM制御から矩形波制御へ切り替えることによってインバータの発熱量を低減できる一方で、モータ温度の上昇により交流モータの出力トルクが低下し、車両の走行性能を低下させる可能性が生じる。
However, in the vehicle drive control device described in
それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータおよび交流モータの温度の平準化が可能な制御装置を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to equalize the temperature of the inverter and the AC motor in a motor drive system having an AC motor capable of switching the control mode. Is to provide a simple control device.
この発明によるモータ駆動システムの制御装置は、出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動システムを制御する。この制御装置は、交流モータに矩形波電圧を印加する第1の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第1のモータ制御部と、パルス幅変調制御に従って交流モータへの印加電圧を制御する第2の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第2のモータ制御部と、電圧変換装置の出力電圧および交流モータへの印加電圧に基づきインバータによる電圧変換の変調率を算出するとともに、算出された変調率に基づいて、第1および第2の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部と、電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧変換制御部とを備える。電圧変換制御部は、交流モータへの動作指令に基づいて、電圧変換装置の出力電圧の目標値である電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、インバータおよび交流モータの温度を取得する温度取得手段と、温度取得手段によって取得されたインバータの温度および交流モータの温度の相対関係に応じて、第1および第2の制御モードのいずれか一方を優先して適用すべき制御モードに選択するとともに、変調率が優先して適用すべき制御モードの変調率の範囲内となるように電圧指令値を補正する電圧指令値補正手段と、電圧指令値補正手段によって補正された電圧指令値に従って、電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧制御手段とを含む。 A control device for a motor drive system according to the present invention controls a motor drive system including an inverter that converts a DC voltage to be output into an AC voltage for driving an AC motor. The control device performs a feedback control for adjusting a phase of the rectangular wave voltage in accordance with a torque deviation with respect to a torque command value when the first control mode for applying the rectangular wave voltage to the AC motor is selected. And a second motor control unit for performing feedback control of the motor current when the second control mode for controlling the voltage applied to the AC motor according to the pulse width modulation control is selected, and the output voltage of the voltage converter and the AC motor. A mode switching determination unit that calculates a modulation rate of voltage conversion by the inverter based on the applied voltage, and determines whether or not switching between the first and second control modes is necessary based on the calculated modulation rate; A voltage conversion control unit that controls an output voltage of the voltage conversion device. The voltage conversion control unit is configured to generate a voltage command value that is a target value of the output voltage of the voltage converter based on an operation command to the AC motor, and a temperature that acquires the temperatures of the inverter and the AC motor. According to the acquisition means and the relative relationship between the temperature of the inverter and the temperature of the AC motor acquired by the temperature acquisition means, one of the first and second control modes is selected as a control mode to be preferentially applied. Along with the voltage command value correction means for correcting the voltage command value so that the modulation ratio is within the range of the modulation rate of the control mode to be applied with priority, and the voltage command value corrected by the voltage command value correction means, Voltage control means for controlling the output voltage of the voltage converter.
この発明によれば、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータおよび交流モータの温度の平準化が可能となる。 According to the present invention, in the motor drive system having an AC motor that can switch the control mode, the temperatures of the inverter and the AC motor can be leveled.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.
(電動機制御の全体構成)
図1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
(General configuration of motor control)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention.
図1を参照して、モータ駆動システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流モータM1と、制御装置30とを備える。
Referring to FIG. 1,
交流モータM1は、たとえば、電動車両(ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする)の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータM1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 For example, AC motor M1 generates torque for driving the driving wheels of an electric vehicle (referred to as a vehicle that generates vehicle driving force by electric energy such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, and a fuel cell vehicle). This is an electric motor for driving. Alternatively, AC motor M1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine, or may be configured to have both functions of an electric motor and a generator. Furthermore, AC motor M1 may operate as an electric motor for the engine, and may be incorporated in a hybrid vehicle so that the engine can be started, for example.
直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、昇降圧コンバータ12とを含む。
DC
直流電源Bは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Bが出力する直流電圧Vbおよび入出力される直流電流Ibは、電圧センサ10および電流センサ11によってそれぞれ検知される。
The DC power supply B is typically constituted by a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, or a power storage device such as an electric double layer capacitor. The DC voltage Vb output from the DC power supply B and the input / output DC current Ib are detected by the
システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続され、システムリレーSR1は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。
System relay SR 1 is connected between the positive terminal of DC power supply B and
昇降圧コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。
Buck-
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。
In the embodiment of the present invention, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or a power bipolar transistor is used as a power semiconductor switching element (hereinafter simply referred to as “switching element”). Etc. can be used. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2. Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and
インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相上下アーム15と、V相上下アーム16と、W相上下アーム17とから成る。各相上下アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、U相上下アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相上下アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相上下アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また、スイッチング素子Q3〜Q8に対して、逆並列ダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q3〜Q8のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8によって制御される。
代表的には、交流モータM1は、3相の永久磁石型同期電動機であり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム15〜17のスイッチング素子の中間点と接続されている。
Typically, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet type synchronous motor, and one end of three U, V, and W phase coils is commonly connected to a neutral point. Furthermore, the other end of each phase coil is connected to the midpoint of the switching elements of the upper and
昇降圧コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧した直流電圧VH(インバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する)をインバータ14へ供給する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびスイッチング素子のQ2のオン期間(または、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間)が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VH=Vb(昇圧比=1.0)とすることもできる。
In the step-up operation, the step-up /
また、昇降圧コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサC0を介してインバータ14から供給された直流電圧VH(システム電圧)を降圧して直流電源Bを充電する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間(または、スイッチング素子のQ2のオン期間)とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
Further, during the step-down operation, the step-up / down
平滑コンデンサC0は、昇降圧コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。
Smoothing capacitor C0 smoothes the DC voltage from step-up / down
インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が正(Trqcom>0)の場合には、平滑コンデンサC0から直流電圧が供給されると制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8に応答した、スイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータM1を駆動する。また、インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が零の場合(Trqcom=0)には、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータM1を駆動する。これにより、交流モータM1は、トルク指令値Trqcomによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
When the torque command value of AC motor M1 is positive (Trqcom> 0),
さらに、モータ駆動システム100が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータM1のトルク指令値Trqcomは負に設定される(Trqcom<0)。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧(システム電圧)を平滑コンデンサC0を介して昇降圧コンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。
Further, during regenerative braking of an electric vehicle equipped with
電流センサ24は、交流モータM1に流れるモータ電流MCRTを検出し、その検出したモータ電流を制御装置30へ出力する。なお、三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は零であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流(たとえば、V相電流ivおよびW相電流iw)を検出するように配置すれば足りる。
回転角センサ(レゾルバ)25は、交流モータM1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。制御装置30では、回転角θに基づき交流モータM1の回転数(回転速度)Nmtおよび角速度ω(rad/s)を算出できる。なお、回転角センサ25については、回転角θを制御装置30にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
The rotation angle sensor (resolver) 25 detects the rotor rotation angle θ of the AC motor M1, and sends the detected rotation angle θ to the
温度センサ20は、インバータ14のスイッチング素子Q3〜Q8の温度(以下、「インバータ温度」と称する。)Tinvを検出し、その検出したインバータ温度Tinvを制御装置30へ出力する。温度センサ22は、交流モータM1の温度(以下、「モータ温度」と称する。)Tmotを検出し、その検出したモータ温度Tmotを制御装置30へ出力する。なお、温度センサ22は、一般的に、温度上昇による絶縁被覆の破壊等が懸念されるコイル巻線部位の温度を測定して、少なくとも制御装置30へ出力するように設けられる。
制御装置30は、電子制御ユニット(ECU)により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないCPUで実行することによるソフトウェア処理および/または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム100の動作を制御する。
The
代表的な機能として、制御装置30は、入力されたトルク指令値Trqcom、電圧センサ10によって検出された直流電圧Vb、電流センサ11によって検出された直流電流Ib、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHおよび電流センサ24からのモータ電流iv,iw、回転角センサ25からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流モータM1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ12およびインバータ14の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ12およびインバータ14を上記のように制御するためのスイッチング制御信号S1〜S8を生成して、昇降圧コンバータ12およびインバータ14へ出力する。
As a representative function, the
昇降圧コンバータ12の昇圧動作時には、制御装置30は、システム電圧VHをフィードバック制御し、システム電圧VHが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。
During the step-up operation of buck-
また、制御装置30は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号S3〜S8を生成してインバータ14へ出力する。これにより、インバータ14は、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ12へ供給する。
When
さらに、制御装置30は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成し、昇降圧コンバータ12へ出力する。これにより、交流モータM1が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Bに供給される。
Further, when receiving a signal RGE indicating that the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the external ECU,
(制御モードの説明)
制御装置30による交流モータM1の制御についてさらに詳細に説明する。
(Description of control mode)
Control of AC motor M1 by
図2は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100における交流モータM1の制御モードを概略的に説明する図である。
FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a control mode of AC motor M1 in
図2に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100では、交流モータM1の制御、すなわち、インバータ14における電力変換について、3つの制御モードを切換えて使用する。
As shown in FIG. 2, in
正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波(代表的には三角波)との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波PWM制御では、交流モータM1への印加電圧(以下、単に「モータ印加電圧」とも称する)の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約0.61倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧(すなわち、システム電圧VH)に対するモータ印加電圧(線間電圧)の基本波成分(実効値)の比を「変調率」と称することとする。
The sine wave PWM control is used as a general PWM control, and controls on / off of each phase upper and lower arm elements according to a voltage comparison between a sine wave voltage command and a carrier wave (typically a triangular wave). . As a result, for a set of a high level period corresponding to the on period of the upper arm element and a low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. Is controlled. As is well known, in the sine wave PWM control in which the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to a range below the carrier wave amplitude, the fundamental wave of the applied voltage to the AC motor M1 (hereinafter also simply referred to as “motor applied voltage”). The component can only be increased to about 0.61 times the DC link voltage of the inverter. Hereinafter, in this specification, the ratio of the fundamental component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the DC link voltage (that is, the system voltage VH) of the
正弦波PWM制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流モータM1に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に3n次高調波成分(n:自然数、代表的には、n=1の3次高調波)を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された3n次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波PWM制御に含めるものとする。 In the sine wave PWM control, since the amplitude of the sine wave voltage command is in the range of the carrier wave amplitude or less, the line voltage applied to the AC motor M1 becomes a sine wave. Also proposed is a control method in which a voltage command is generated by superimposing a 3n-order harmonic component (n: a natural number, typically n = 1 third-harmonic) on a sine wave component in the range below the carrier wave amplitude. ing. In this control method, a period in which the voltage command becomes higher than the carrier wave amplitude occurs due to the harmonic component. However, since the 3n-order harmonic component superimposed on each phase is canceled between lines, the line voltage is a sine wave. It will be maintained. In the present embodiment, this control method is also included in the sine wave PWM control.
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流モータM1へ印加する。これにより、変調率は0.78まで高められる。 On the other hand, in the rectangular wave voltage control, one pulse of a rectangular wave having a ratio of 1: 1 between the high level period and the low level period is applied to the AC motor M1 within the predetermined period. As a result, the modulation rate is increased to 0.78.
過変調PWM制御は、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること(振幅補正)によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率から0.78の範囲まで高めることができる。過変調PWM制御では、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータM1に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。 The overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude. In particular, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sine wave waveform (amplitude correction), and the modulation rate is increased from the maximum modulation rate in the sine wave PWM control mode to a range of 0.78. Can do. In overmodulation PWM control, since the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude, the line voltage applied to AC motor M1 is not a sine wave but a distorted voltage.
交流モータM1では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧(モータ必要電圧)が高くなる。昇降圧コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇降圧コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHには限界値(VH最大電圧)が存在する。
In the AC motor M1, the induced voltage increases as the rotational speed and output torque increase, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases. The boosted voltage by the step-up / down
したがって、交流モータM1の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧(交流)の振幅および位相を制御する、正弦波PWM制御または過変調PWM制御によるPWM制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。 Therefore, a PWM control mode by sine wave PWM control or overmodulation PWM control that controls the amplitude and phase of the motor applied voltage (AC) by feedback of motor current according to the operating state of AC motor M1, and rectangular wave voltage One of the control modes is selectively applied. In the rectangular wave voltage control, since the amplitude of the motor applied voltage is fixed, the torque control is executed by the phase control of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the actual torque value and the torque command value.
図3には、交流モータM1の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図3を参照して、概略的には、低回転数域A1ではトルク変動を小さくするために正弦波PWM制御が用いられ、中回転数域A2では過変調PWM制御、高回転数域A3では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調PWM制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータM1の出力向上が実現される。このように、図2に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
FIG. 3 shows the correspondence between the operating state of AC motor M1 and the above-described control mode.
Referring to FIG. 3, schematically, sinusoidal PWM control is used in order to reduce the torque fluctuation in the low rotational speed range A1, overmodulation PWM control in the intermediate rotational speed range A2, and in the high rotational speed range A3. Square wave voltage control is applied. In particular, the output of AC motor M1 is improved by applying overmodulation PWM control and rectangular wave voltage control. As described above, which of the control modes shown in FIG. 2 is used is basically determined within the range of the modulation rate that can be realized.
以上の構成からなるモータ駆動システム100において、インバータ14のスイッチング素子Q3〜Q8がスイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作を行なうと、スイッチング損失が発生してスイッチング素子Q3〜Q8の温度が上昇する。なお、このスイッチング損失は、スイッチング回数が多くなる高いスイッチング周波数ほど大きくなる。
In
図4には、上述した制御モードの各々について、インバータ14におけるスイッチング周波数と交流モータM1の回転数との関係が示される。図中のラインL1は、PWM制御モード時におけるスイッチング周波数およびモータ回転数の関係を示し、図中のラインL2は、矩形波電圧制御モード時におけるスイッチング周波数およびモータ回転数の関係を示す。
FIG. 4 shows the relationship between the switching frequency in
図4を参照して、PWM制御モードでは、一般的に、搬送波(キャリア波)の電圧と各相での電圧指令信号との高低関係に従って、パルス状のスイッチング制御信号S3〜S8が生成される。したがって、スイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング周波数は、キャリア波の周波数に依存したものとなる。なお、このキャリア波の周波数は、可聴周波数帯を避けるために、5〜10kHz程度の高周波数に設定される。このため、交流モータM1の1回転中には、インバータ14のスイッチング素子Q3〜Q8によるスイッチング動作が多数回実行される。
Referring to FIG. 4, in the PWM control mode, generally, pulsed switching control signals S3 to S8 are generated according to the level relationship between the voltage of the carrier wave (carrier wave) and the voltage command signal in each phase. . Therefore, the switching frequency of the switching elements Q3 to Q8 depends on the frequency of the carrier wave. The frequency of the carrier wave is set to a high frequency of about 5 to 10 kHz in order to avoid an audible frequency band. For this reason, during one rotation of AC motor M1, the switching operation by switching elements Q3 to Q8 of
一方で、矩形波電圧制御モード時には、スイッチング制御信号S3〜S8は、交流モータM1の回転数に相当する周波数の矩形波信号とされる。したがって、矩形波電圧制御モードでは、スイッチング周波数は、交流モータM1の回転数に比例しており、かつ、PWM制御モード時のスイッチング周波数と比較して相対的に低い周波数となっている。そのため、矩形波電圧制御モード時に発生するスイッチング損失は、PWM制御モード時に発生するスイッチング損失よりも相対的に小さくなる。したがって、PWM制御モード時においてインバータ14の温度上昇が生じた場合には、制御モードをPWM制御モードから矩形波電圧制御モードへ切換えることによって、インバータ14の発熱量を相対的に減少させることが可能となる。
On the other hand, in the rectangular wave voltage control mode, the switching control signals S3 to S8 are rectangular wave signals having a frequency corresponding to the rotational speed of the AC motor M1. Therefore, in the rectangular wave voltage control mode, the switching frequency is proportional to the rotational speed of AC motor M1, and is relatively lower than the switching frequency in PWM control mode. Therefore, the switching loss that occurs in the rectangular wave voltage control mode is relatively smaller than the switching loss that occurs in the PWM control mode. Therefore, when the temperature of the
しかしながら、その一方で、矩形波電圧制御モードでは、交流モータM1に矩形波電圧が印加されることから、PWM制御モード時と比較して、交流モータM1への通電時間が増加する。その結果、交流モータM1での発熱量が相対的に増加することとなり、モータ温度の上昇による交流モータM1の出力トルクの低下が発生する可能性がある。 However, on the other hand, in the rectangular wave voltage control mode, since the rectangular wave voltage is applied to the AC motor M1, the energization time to the AC motor M1 increases as compared with the PWM control mode. As a result, the amount of heat generated in AC motor M1 is relatively increased, and there is a possibility that the output torque of AC motor M1 is reduced due to an increase in motor temperature.
そこで、インバータ14および交流モータM1の温度上昇を適正に抑制するために、本発明の実施の形態に従う制御装置30は、温度センサ20,22によりそれぞれ検出されたインバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて、PWM制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれかを優先して適用する構成とする。
Therefore, in order to appropriately suppress the temperature rise of
図5は、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて優先して適用される制御モードを概略的に説明するための図である。 FIG. 5 is a diagram for schematically explaining a control mode applied with priority in accordance with the relative relationship between the inverter temperature Tinv and the motor temperature Tmot.
図5を参照して、インバータ温度およびモータ温度の相対関係において、矩形波電圧制御モードが優先される領域と、PWM制御モードが優先される領域とが設けられる。具体的には、インバータ温度が高くなる一方でモータ温度が低い領域(図中の領域A4に相当)では、矩形波電圧制御モードが優先して適用される。すなわち、インバータ14の温度上昇の抑制が必要と判断される場合には、矩形波電圧制御が優先して適用される。これにより、インバータ14で発生するスイッチング損失が減少するため、インバータ14の発熱量を低減することができる。
Referring to FIG. 5, in the relative relationship between the inverter temperature and the motor temperature, a region where the rectangular wave voltage control mode is prioritized and a region where the PWM control mode is prioritized are provided. Specifically, the rectangular wave voltage control mode is preferentially applied in a region where the inverter temperature is high while the motor temperature is low (corresponding to region A4 in the figure). That is, when it is determined that the temperature rise of the
一方、モータ温度が高くなる一方でインバータ温度が低い領域(図中の領域A5に相当)では、PWM制御モードが優先して適用される。すなわち、交流モータM1の温度上昇の抑制が必要と判断される場合には、PWM制御が優先して適用される。これにより、交流モータM1の通電時間が短くなるため、交流モータM1の発熱量を低減することができる。 On the other hand, in a region where the motor temperature is high and the inverter temperature is low (corresponding to region A5 in the figure), the PWM control mode is preferentially applied. That is, when it is determined that the temperature increase of AC motor M1 needs to be suppressed, PWM control is preferentially applied. Thereby, since the energization time of AC motor M1 becomes short, the calorific value of AC motor M1 can be reduced.
以上に述べたように、本発明の実施の形態によれば、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて、温度上昇の抑制が必要と判断される発熱体(インバータ14または交流モータM1)の発熱量を低減させるように制御モードの切換えが行なわれる。これにより、インバータ14および交流モータM1の温度の平準化を図ることができる。
As described above, according to the embodiment of the present invention, the heating element (
以下では、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムの制御装置に従う交流モータM1の制御モード切換処理について詳細に説明する。 Hereinafter, the control mode switching process of AC motor M1 according to the control device for the motor drive system according to the embodiment of the present invention will be described in detail.
図6は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムによるモータ制御構成を説明するブロック図である。図6に示されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置30によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現することができる。
FIG. 6 is a block diagram illustrating a motor control configuration by the motor drive system according to the embodiment of the present invention. Each functional block for motor control shown in FIG. 6 can be realized by hardware or software processing by the
図6を参照して、PWM制御部300は、PWM制御モードの選択時に、交流モータM1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、パルス幅変調(PWM)制御に従ってインバータ14のスイッチング制御信号S3〜S8を生成する。
Referring to FIG. 6,
具体的には、PWM制御部300は、電流指令生成部302と、電流制御部304と、PWM回路306とを含む。
Specifically,
電流指令生成部302は、トルク指令値Trqcomに基づき、電流振幅|I|および電流位相φiを生成する。電流制御部304は、たとえば比例積分(PI)制御に基づき、電流センサ24によって検出されたモータ電流MCRTと、電流指令生成部302によって生成された電流振幅|I|および電流位相φiとの差に応じて、交流モータM1への印加電圧の指令値(以下、単に電圧指令とも称する。)を生成する。電圧指令は、その電圧振幅|V|および電圧位相φvによって表わされる。ここで電圧位相φvはq軸を基準とした電圧ベクトルの角度である。
なお、電流制御部304は、制御信号OMがオンされる過変調PWM制御の選択時には、電圧指令の電圧振幅|V|を歪ませることにより、変調率が0.61よりも大きくなるように電圧指令を生成する。
When the overmodulation PWM control in which the control signal OM is turned on is selected, the
PWM回路306は、電圧制御部304からの電圧振幅|V|および電圧位相φvによって示される電圧指令とキャリア波との比較に基づき、インバータ14の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流モータM1の各相に擬似正弦波電圧を生成する。
The
このようにして、PWM制御部300によって、交流モータM1のモータ電流MCRTを電流指令生成部302によって設定されたモータ電流と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、PWM制御部300は、本発明での「第2のモータ制御部」に対応し、PWM制御モードは、本発明での「第2の制御モード」に対応する。
In this manner, the
矩形波電圧制御部400は、矩形波電圧制御モードの選択時に、交流モータM1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ14のスイッチング制御信号S3〜S8を生成する。
When the rectangular wave voltage control mode is selected, the rectangular wave
具体的には、矩形波電圧制御部400は、演算部404と、トルク検出部402と、電圧位相制御部406と、矩形波発生部408とを含む。
Specifically, the rectangular wave
トルク検出部402は、交流モータM1の出力トルクを検出する。トルク検出部402は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記(1)式に示す演算に従って出力トルクTqを検出するように構成することもできる。
Tq=Pm/ω
=(iu・vu+iv・vv+iw・vw)/ω ・・・(1)
ここで、Pmは交流モータM1に供給される電力を表わし、ωは交流モータM1の角速度を表わす。また、iu,iv,iwは交流モータM1の各相電流値を示し、vu,vv,vwは交流モータM1に供給される各相電圧を表わす。vu,vv,vwにはインバータ14に設定される電圧指令を用いてもよいし、インバータ14から交流モータM1に供給される実際の値を電圧センサにより検出して用いてもよい。また、出力トルクTqは、交流モータM1の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。
Tq = Pm / ω
= (Iu · vu + iv · vv + iw · vw) / ω (1)
Here, Pm represents the power supplied to AC motor M1, and ω represents the angular velocity of AC motor M1. Further, iu, iv, and iw represent respective phase current values of AC motor M1, and vu, vv, and vw represent respective phase voltages supplied to AC motor M1. A voltage command set in the
演算部404は、トルク指令値Trqcomに対する、トルク検出部402によって検出された出力トルクTqの偏差であるトルク偏差ΔTqを演算する。演算部404により生成されたトルク偏差ΔTqは、電圧位相制御部406へ供給される。
電圧位相制御部406では、トルク偏差ΔTqに応じて電圧位相φvを生成する。この電圧位相φvは交流モータM1に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部406は、電圧位相φvを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔTqとともにインバータ14の入力電圧(システム電圧)VHや交流モータM1の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φvを生成する。
The voltage
矩形波発生部408は、電圧位相制御部406からの電圧位相φvに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ14のスイッチング制御信号S3〜S8を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部400によって、交流モータM1のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、矩形波電圧制御部400は、本発明での「第1のモータ制御部」に対応し、矩形波電圧制御モードは、本発明での「第1の制御モード」に対応する。
The
電圧変換制御部200は、交流モータM1のトルク指令値Trqcomおよび回転数Nmt、電圧センサ10によって検出された直流電圧Vb、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHに基づいて、交流モータM1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように昇降圧コンバータ12の動作を制御する。
Voltage
このとき、電圧変換制御部200は、温度センサ20,22によって検出されたインバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて、予め設定されたマップに従って、優先すべき制御モードを選択する。そして、電圧変換制御部200は、モード切換判定部500によって算出された変調率が、選択した制御モードの変調率範囲内となるように、システム電圧の電圧指令値VH♯を補正する。
At this time, the voltage
具体的には、電圧変換制御部200は、電圧指令生成部202と、電圧指令補正部204と、コンバータ用PWM回路206とを含む。
Specifically, voltage
電圧指令生成部202は、トルク指令値Trqcomおよびモータ回転数Nmtに基づいて、システム電圧VHの目標値、すなわち、電圧指令値VH♯を演算し、その演算した電圧指令値VH♯を電圧指令補正部204へ出力する。
Based on torque command value Trqcom and motor rotation speed Nmt, voltage
電圧指令補正部204は、温度センサ20によって検出されたインバータ温度Tinvおよび温度センサ22によって検出されたモータ温度Tmotに応じて、電圧指令値VH♯(計算値)を補正する。そして、補正後の電圧指令値VH♯をコンバータ用PWM回路206へ出力する。
Voltage
このとき、電圧指令補正部204は、上述したように、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて、優先すべき制御モードを選択する。図7には、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotと制御モードとの対応関係が示される。図7を参照して、インバータ温度Tinvが所定値Aよりも低く、かつ、モータ温度Tmotが所定値Bよりも低い場合には、PWM制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれも優先すべき制御モードに選択されない。この場合には、電圧指令補正部204は、電圧指令値VH♯(計算値)を補正することなく、コンバータ用PWM回路206へ出力する。
At this time, as described above, the voltage
一方、モータ温度Tmotが所定値A以上であって、インバータ温度Tinvが所定値Bよりも低い場合には、PWM制御モードが優先すべき制御モードに選択される。この場合、電圧指令補正部204は、図8に示すように、電圧指令値VH♯(計算値)よりも高い電圧値となるように電圧指令値VH♯を補正する。なお、電圧指令値VH♯の補正量は、補正後の電圧指令値VH♯に基づいて算出される変調率が、PWM制御モードでの変調率範囲内(たとえば0〜0.78の範囲)となるように調整される。
On the other hand, when the motor temperature Tmot is equal to or higher than the predetermined value A and the inverter temperature Tinv is lower than the predetermined value B, the PWM control mode is selected as the control mode to be prioritized. In this case, as shown in FIG. 8, voltage
また、モータ温度Tmotが所定値Aよりも低く、かつ、インバータ温度Tinvが所定値B以上である場合には、矩形波電圧制御モードが優先すべき制御モードに選択される。この場合、電圧指令補正部204は、図8に示すように、電圧指令値VH♯(計算値)よりも低い電圧値となるように電圧指令値VH♯を補正する。なお、電圧指令値VH♯の補正量は、補正後の電圧指令値VH♯に基づいて算出される変調率が、矩形波電圧制御モードでの変調率範囲内(たとえば0.78以上)となるように調整される。
Further, when the motor temperature Tmot is lower than the predetermined value A and the inverter temperature Tinv is equal to or higher than the predetermined value B, the rectangular wave voltage control mode is selected as the control mode to be prioritized. In this case, as shown in FIG. 8, voltage
なお、モータ温度Tmotが所定値A以上であって、かつ、インバータ温度Tinvが所定値B以上である場合には、所定値Aに対するモータ温度Tmotの偏差および所定値Bに対するインバータ温度Tinvの偏差の大小関係に応じて、PWM制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれかが優先すべき制御モードに選択される。 When the motor temperature Tmot is equal to or higher than the predetermined value A and the inverter temperature Tinv is equal to or higher than the predetermined value B, the deviation of the motor temperature Tmot relative to the predetermined value A and the deviation of the inverter temperature Tinv from the predetermined value B Depending on the magnitude relationship, either the PWM control mode or the rectangular wave voltage control mode is selected as the priority control mode.
再び図6を参照して、電圧指令補正部204は、優先すべき制御モードに従って電圧指令値VH♯を補正すると、補正後の電圧指令値VH♯をコンバータ用PWM回路206へ出力する。コンバータ用PWM回路206は、電圧センサ10からの直流電圧Vbと、電圧指令値VH♯と、電圧センサ13からのシステム電圧VHとに基づいて、システム電圧VHを電圧指令値VH♯に設定するためのデューティ比を演算し、演算したデューティ比に基づいて、昇降圧コンバータ12のスイッチング素子Q1,Q2をオン・オフ制御するためのスイッチング制御信号S1,S2を生成して昇降圧コンバータ12へ出力する。
Referring again to FIG. 6, voltage
モード切換判定部500は、PWM制御モードよび矩形波電圧制御モード間のモード切換を判定する。さらに、モード切換判定部500は、PWM制御モード中でも、正弦波PWM制御および過変調PWM制御の切換を判定する機能を有する。過変調PWM制御の選択時には、制御信号OMがオンされる。
Mode
切換スイッチ510は、モード切換判定部500によって選択される制御モードに従って、I側およびII側のいずれかに設定される。具体的には、PWM制御モードの選択時には、切換スイッチ510はI側に設定されており、PWM制御部300によって設定されたスイッチング制御信号S3〜S8に従い、擬似的な正弦波電圧が交流モータM1に印加される。一方、矩形波電圧制御モードの選択時には、切換スイッチ510はII側に設定されており、矩形波電圧制御部400によって設定されたスイッチング制御信号S3〜S8に従い、インバータ14により矩形波電圧が交流モータM1に印加される。
The
ここで、モード切換判定部500は、図6に示すように、電流センサ24によって検出されたモータ電流MCRT、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VH、電流制御部304によって生成された電圧指令の電圧振幅|V|および電圧位相φvに基づいて、モード切換判定を実行する。たとえば、制御装置30が図9に示すフローチャートに従った制御処理を実行することにより、モード切換判定部500によるモード切換判定が実現される。
Here, as shown in FIG. 6, the mode
図9を参照して、まず制御装置30は、交流モータM1のトルク指令値Trqcomおよび回転数Nmtに基づき、システム電圧VHの目標値(電圧指令値VH♯)を演算する(ステップS01)。
Referring to FIG. 9, first,
次に、温度センサ20,22により検出されたインバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotを取得すると(ステップS02)、制御装置30は、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの相対関係に応じて、優先すべき制御モードを選択する。そして、システム電圧VHを交流モータM1への電圧指令に変換する際の変調率が、その選択した制御モードの変調率範囲内となるように、電圧指令値VH♯を補正する(ステップS03)。そして、制御装置30は、システム電圧VHをフィードバック制御し、システム電圧VHが補正後の電圧指令値VH♯に一致するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する(ステップS04)。
Next, when the inverter temperature Tinv and the motor temperature Tmot detected by the
次に、制御装置30は、現在の制御モードがPWM制御モードであるかどうかを判定する(ステップS05)。そして、制御装置30は、現在の制御モードがPWM制御モードであるとき(ステップS05のYES判定時)には、PWM制御モードに従う電圧指令の電圧振幅|V|および電圧位相φv、ならびにシステム電圧VHに基づいて、システム電圧VHを交流モータM1への電圧指令に変換する際の変調率を演算する(ステップS06)。
Next, the
そして、制御装置30は、ステップS06で求めた変調率が0.78以上であるかどうかを判定する(ステップS07)。変調率≧0.78のとき(ステップS07のYES判定時)には、PWM制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置30は、処理をステップS10に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切換える。
And the
一方、ステップS07のNO判定時、すなわち、ステップS06で求めた変調率が0.78未満であるときには、制御装置30は、PWM制御モードを継続的に選択する。この際には、図示は省略するが、制御装置30は、さらに変調率が0.61以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置30は、変調率≦0.61のときには正弦波PWM制御を選択する一方で、変調率>0.61のときには、過変調PWM制御を選択する。
On the other hand, when NO is determined in step S07, that is, when the modulation factor obtained in step S06 is less than 0.78,
一方、制御装置30は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき(ステップS05のNO判定時)には、インバータ14から交流モータM1に供給される交流電流位相(実電流位相)φiの絶対値が、所定の切換電流位相φ0の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切換電流位相φ0は、交流モータM1の駆動時(力行時)および回生時で異なる値に設定されてもよい。
On the other hand, when current control mode is rectangular wave voltage control mode (when NO is determined in step S05),
制御装置30は、実電流位相φiの絶対値が切換電流位相φ0の絶対値よりも小さくなると(ステップS09のYES判定時)、制御モードを矩形波電圧制御モードからPWM制御モードに切換えるべきと判定して、PWM制御モードを選択する(ステップS08)。PWM制御モードの選択時には、PWM制御モードのうち、正弦波PWM制御および過変調PWM制御のいずれが選択されるべきかが決定される。
When the absolute value of actual current phase φi is smaller than the absolute value of switching current phase φ0 (when YES is determined in step S09),
一方、制御装置30は、ステップS09がNO判定のとき、すなわち実電流位相φiが切換電流位相φ0の絶対値以上であるときには、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する(ステップS10)。
On the other hand,
このように本実施の形態に従うモータ駆動システムの制御装置によれば、インバータ14への入力電圧(システム電圧VH)を可変制御可能な構成において、インバータ温度およびモータ温度の相対関係に応じて、温度上昇の抑制が必要と判断される発熱体(インバータ14または交流モータM1)の発熱量を低減させるために優先すべき制御モードが選択される。そして、システム電圧の電圧指令値VH♯を補正することによって、選択された制御モードへの切換えが行なわれる。これにより、インバータ14および交流モータM1の温度の平準化を図ることができる。
As described above, according to the control device for the motor drive system according to the present embodiment, in the configuration in which the input voltage (system voltage VH) to
なお、本実施の形態では、インバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotの取得手段として、温度センサ20,22によってインバータ温度Tinvおよびモータ温度Tmotをそれぞれ検出する構成を示したが、交流モータM1の運転条件に基づいてインバータ温度およびモータ温度を推定する構成としてもよい。
In the present embodiment, the inverter temperature Tinv and the motor temperature Tmot are acquired by the
また、好ましい構成例として、インバータ14の入力電圧(システム電圧VH)を可変制御可能なように、モータ駆動システム100の直流電圧発生部10♯が昇降圧コンバータ12を含む構成を示したが、インバータ14への入力電圧を可変制御可能な構成であれば、直流電圧発生部10♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。
Further, as a preferred configuration example, a configuration has been shown in which DC
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
5 アース線、6,7 電力線、10♯ 直流電圧発生部、10,13 電圧センサ、11,24 電流センサ、12 昇降圧コンバータ、14 インバータ、15 U相上下アーム、16 V相上下アーム、17 W相上下アーム、20,22 温度センサ、25 回転角センサ、30 制御装置、100 モータ駆動システム、200 電圧変換制御部、202 電圧指令生成部、204 電圧指令補正部、206 コンバータ用PWM回路、300 PWM制御部、302 電流指令生成部、304 電圧制御部、304 電流制御部、306 PWM回路、400 矩形波電圧制御部、402 トルク検出部、404 演算部、406 電圧位相制御部、408 矩形波発生部、500 モード切換判定部、510 切換スイッチ、B 直流電源、C0,C1 平滑コンデンサ、D1〜D8 逆並列ダイオード、L1 リアクトル、M1 交流モータ、Q1〜Q8 電力用半導体スイッチング素子、SR1,SR2 システムリレー。
5 Ground wire, 6, 7 Power line, 10 # DC voltage generator, 10, 13 Voltage sensor, 11, 24 Current sensor, 12 Buck-boost converter, 14 Inverter, 15 U phase upper and lower arm, 16 V phase upper and lower arm, 17 W Phase upper and lower arms, 20, 22 Temperature sensor, 25 Rotation angle sensor, 30 Control device, 100 Motor drive system, 200 Voltage conversion control unit, 202 Voltage command generation unit, 204 Voltage command correction unit, 206 PWM circuit for converter, 300
Claims (1)
前記交流モータに矩形波電圧を印加する第1の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第1のモータ制御部と、
パルス幅変調制御に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第2の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第2のモータ制御部と、
前記電圧変換装置の出力電圧および前記交流モータへの印加電圧に基づき前記インバータによる電圧変換の変調率を算出するとともに、算出された変調率に基づいて、前記第1および第2の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部と、
前記電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧変換制御部とを備え、
前記電圧変換制御部は、
前記交流モータへの動作指令に基づいて、前記電圧変換装置の出力電圧の目標値である電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記インバータおよび前記交流モータの温度を取得する温度取得手段と、
前記温度取得手段によって取得された前記インバータの温度および前記交流モータの温度の相対関係に応じて、前記第1および第2の制御モードのいずれか一方を優先して適用すべき制御モードに選択するとともに、前記変調率が前記優先して適用すべき制御モードの変調率の範囲内となるように前記電圧指令値を補正する電圧指令値補正手段と、
前記電圧指令値補正手段によって補正された前記電圧指令値に従って、前記電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧制御手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。 Control device for motor drive system comprising DC power supply, voltage converter capable of boosting output of DC power supply, and inverter for converting DC voltage output from voltage converter into AC voltage for AC motor drive Because
A first motor control unit that performs feedback control for adjusting a phase of the rectangular wave voltage in accordance with a torque deviation with respect to a torque command value when a first control mode for applying a rectangular wave voltage to the AC motor is selected;
A second motor control unit for performing feedback control of motor current when selecting a second control mode for controlling the voltage applied to the AC motor according to pulse width modulation control;
Based on the output voltage of the voltage converter and the voltage applied to the AC motor, the modulation rate of the voltage conversion by the inverter is calculated, and based on the calculated modulation rate, between the first and second control modes. A mode switching determination unit that determines whether or not switching is required;
A voltage conversion control unit for controlling the output voltage of the voltage converter,
The voltage conversion controller is
Voltage command value generating means for generating a voltage command value that is a target value of the output voltage of the voltage converter based on an operation command to the AC motor;
Temperature acquisition means for acquiring temperatures of the inverter and the AC motor;
Depending on the relative relationship between the temperature of the inverter acquired by the temperature acquisition means and the temperature of the AC motor, one of the first and second control modes is preferentially selected as the control mode to be applied. And voltage command value correction means for correcting the voltage command value so that the modulation rate falls within the range of the modulation rate of the control mode to be applied with priority.
And a voltage control means for controlling an output voltage of the voltage converter according to the voltage command value corrected by the voltage command value correction means.
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