JP2010011625A - Dc-to-dc converter, switching power supply, and uninterruptible power supply apparatus - Google Patents
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Description
本発明はＤＣＤＣコンバータ、スイッチング電源および無停電電源装置に関し、特に、電流共振回路を用いたＤＣＤＣコンバータの出力電圧制御方式に適用して好適なものである。 The present invention relates to a DCDC converter, a switching power supply, and an uninterruptible power supply, and is particularly suitable for application to an output voltage control system of a DCDC converter using a current resonance circuit.
電流共振回路を用いたＤＣＤＣコンバータでは、出力電圧を変化させるためにスイッチング周波数を制御する方法がある。ここで、このＤＣＤＣコンバータの電圧ゲイン（出力電圧と入力電圧との比）は、共振周波数の近傍をピークとして、そこから裾を引くような周波数特性を持つことから、入力変動や負荷変動に対してスイッチング周波数を変化させることで、出力電圧を一定に保つことができる。 In a DCDC converter using a current resonance circuit, there is a method of controlling a switching frequency in order to change an output voltage. Here, the voltage gain (ratio between the output voltage and the input voltage) of this DCDC converter has a frequency characteristic in which the vicinity of the resonance frequency is peaked, and the frequency is drawn from there. The output voltage can be kept constant by changing the switching frequency.
また、例えば、特許文献１には、電流共振並列形のスイッチング電源の制御方法において、軽負荷時に余分なエネルギーを供給しないよう、共振電流を低減させ、スイッチング素子のストレスや回路損失が最小になるようにするため、出力負荷電流が軽減した際、共振コンデンサ電圧が上昇し共振電流が増大することにより回路損失が増大する現象を防止するよう環流回路を設け、共振回路の両端子を結ぶ閉回路を形成し、充電極性を一旦反転させ、あるいは零電圧にしてから動作を開始させる方法が開示されている。 Also, for example, in Patent Document 1, in the method of controlling a current resonance parallel type switching power supply, the resonance current is reduced so that excess energy is not supplied at a light load, and the stress and circuit loss of the switching element are minimized. Therefore, when the output load current is reduced, a recirculation circuit is provided to prevent the phenomenon that the circuit loss increases due to the resonance capacitor voltage rising and the resonance current increasing, and a closed circuit connecting both terminals of the resonance circuit , And a method of starting the operation after reversing the charge polarity once or setting it to zero voltage is disclosed.
しかしながら、出力電圧を一定に保つために、スイッチング周波数を変化させる方法では、軽負荷時に必要となる電圧ゲインが得られるようにするためには、スイッチング周波数を定常動作時の数倍まで上昇させる必要がある。このため、スイッチング損失やトランスの鉄損が増大し、変換効率が低下するという問題があった。 However, in the method of changing the switching frequency in order to keep the output voltage constant, it is necessary to increase the switching frequency to several times that in steady operation in order to obtain the voltage gain required at light load. There is. For this reason, there has been a problem that switching loss and transformer iron loss are increased, and conversion efficiency is lowered.
また、特許文献１に開示された方法では、ＰＷＭ制御に加え、スイッチング素子をオンさせるためのパルスを新たに付加する必要がある。このため、スイッチング素子のオン／オフ制御が複雑化するとともに、パルス間の間隔が狭くなり、スイッチング素子や駆動回路を高速化する必要があることから、コストアップを招くという問題があった。 In the method disclosed in Patent Document 1, it is necessary to newly add a pulse for turning on the switching element in addition to the PWM control. For this reason, the on / off control of the switching element is complicated, the interval between pulses is narrowed, and it is necessary to increase the speed of the switching element and the drive circuit.
そこで、本発明の目的は、スイッチング周波数を変化させることなく、一周期内においてスイッチング素子ごとに１個のパルスを印加することで出力電圧を制御することが可能なＤＣＤＣコンバータ、スイッチング電源および無停電電源装置を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a DCDC converter, a switching power supply, and an uninterruptible power supply capable of controlling an output voltage by applying one pulse for each switching element within one cycle without changing the switching frequency. It is to provide a power supply.
上述した課題を解決するために、請求項１記載のＤＣＤＣコンバータによれば、スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流を矩形波に変換する直交変換部と、直交変換部から出力された矩形波を共振させる共振回路と、前記共振回路にて共振された共振電流を直流に変換する交直変換部と、前記直流が極性を交互に反転されながら前記共振回路に印加されるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するとともに、前記共振回路に印加される直流の極性が反転される間の期間に前記直流が前記共振回路に印加されるのをバイパスさせるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, according to the DCDC converter according to claim 1, an orthogonal transform unit that converts direct current into a rectangular wave based on a switching operation of the switching element, and a rectangular wave output from the orthogonal transform unit A resonance circuit that resonates, an AC / DC converter that converts a resonance current resonated in the resonance circuit into a direct current, and switching of the switching element so that the direct current is applied to the resonant circuit while alternately inverting the polarity. Switching for controlling the switching operation of the switching element so as to bypass the application of the direct current to the resonance circuit during a period during which the polarity of the direct current applied to the resonance circuit is reversed while controlling the operation And a control unit.
また、請求項２記載のＤＣＤＣコンバータによれば、スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流を矩形波に変換する直交変換部と、直交変換部から出力された矩形波を共振させる共振回路と、前記共振回路にて共振された共振電流を変圧するトランスと、前記トランスにて変圧された共振電流を直流に変換する交直変換部と、前記直流が極性を交互に反転されながら前記共振回路に印加されるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するとともに、前記共振回路に印加される直流の極性が反転される間の期間に前記直流が前記共振回路に印加されるのをバイパスさせるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とする。
According to the DCDC converter of
また、請求項３記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スイッチング素子は、前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、前記スイッチング制御部は、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるように前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子をオン／オフ制御し、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるとともに、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子に対して０度より大きく１８０度より小さな範囲内で位相がずれるように前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする。 According to the DCDC converter of claim 3, the switching element includes a first switching element connected between the positive electrode side of the direct current and a high potential side of the resonance circuit, and the negative electrode side of the direct current. And a second switching element connected between the high potential side of the resonance circuit, a third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, and the switching control unit is configured so that the phase difference is 180 degrees and the duty ratio is 50%. On / off control of the first switching element and the second switching element is performed, the phase difference is 180 degrees and the duty ratio is 50%, and the first switching element and the second switching element are also controlled. Wherein the on / off control and the third switching element so that the phase is shifted to the fourth switching element within a small range greater than 180 degrees than 0 degrees to the ring element.
また、請求項４記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スイッチング素子は、前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、前記スイッチング制御部は、１周期内において所定の期間間隔を置いて交互にオンするように前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御し、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の反転動作をそれぞれ行うように前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする。 The DCDC converter according to claim 4, wherein the switching element includes a first switching element connected between the direct current positive electrode side and a high potential side of the resonance circuit, and the direct current negative electrode side. And a second switching element connected between the high potential side of the resonance circuit, a third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, and the switching control unit is alternately turned on at predetermined time intervals within one period. The second switching element and the fourth switching element are controlled to be turned on / off, and the first switching element and the fourth switching element are respectively inverted. Characterized by ON / OFF control and switching element the third switching element.
また、請求項５記載のＤＣＤＣコンバータによれば、前記スイッチング素子は、前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、前記スイッチング制御部は、１周期内において所定の期間間隔を置いて交互にオンするように前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオン／オフ制御し、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子の反転動作をそれぞれ行うように前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする。 According to the DCDC converter of claim 5, the switching element includes a first switching element connected between the DC positive electrode side and the high potential side of the resonance circuit, and the DC negative electrode side. And a second switching element connected between the high potential side of the resonance circuit, a third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit, and the switching control unit is alternately turned on at predetermined time intervals within one period. The first switching element and the third switching element are controlled to be turned on / off, and the first switching element and the third switching element are respectively inverted. Characterized by ON / OFF control and switching elements of the fourth switching element.
また、請求項６記載のスイッチング電源によれば、交流を直流に変換する交直変換回路と、前記交直変換回路から出力された直流を昇圧または降圧して出力する請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータとを備えることを特徴とする。
また、請求項７記載の無停電電源装置によれば、請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータと、前記ＤＣＤＣコンバータから出力された直流を蓄えるバッテリと、直流を交流に変換するインバータとを備えることを特徴とする。
Further, according to the switching power supply of claim 6, the AC / DC conversion circuit for converting AC to DC and the DC output from the AC / DC conversion circuit are stepped up or down and output. It is provided with the DCDC converter of description.
Further, according to the uninterruptible power supply device according to claim 7, the DCDC converter according to any one of claims 1 to 5, a battery for storing direct current output from the DCDC converter, and direct current to alternating current are converted. And an inverter.
以上説明したように、本発明によれば、直流が共振回路に印加されるのをバイパスさせるようにスイッチング素子のスイッチング動作を制御することで、直流電源から発生されたエネルギーが共振回路に伝わらない期間を設けることができる。このため、入力変動や負荷変動が発生した場合においても、スイッチング周波数を変化させることなく、出力電圧を一定に保つことが可能となるとともに、ＰＷＭ制御に加え、スイッチング素子をオンさせるためのパルスを新たに付加する必要がなくなる。この結果、軽負荷時においても、スイッチング損失やトランスの鉄損の増大を抑制しつつ、必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。 As described above, according to the present invention, the energy generated from the DC power source is not transmitted to the resonance circuit by controlling the switching operation of the switching element so as to bypass the application of DC to the resonance circuit. A period can be provided. Therefore, even when input fluctuation or load fluctuation occurs, the output voltage can be kept constant without changing the switching frequency, and in addition to PWM control, a pulse for turning on the switching element is provided. There is no need to add a new one. As a result, it is possible to obtain the necessary voltage gain while suppressing an increase in switching loss and iron loss of the transformer even at light loads, and it is not necessary to increase the speed of the switching element and the drive circuit. The conversion efficiency can be improved while suppressing the increase.
以下、本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータについて図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図１において、ＤＣＤＣコンバータには、直交変換回路１ａ、共振回路２ａ、トランスＴ１、交直変換回路３ａおよびフェーズシフト制御部１２が設けられている。ここで、直交変換回路１ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作に基づいて直流を矩形波に変換することができる。共振回路２ａは、直交変換回路１ａから出力された矩形波を共振させることができる。トランスＴ１は、共振回路２ａにて共振された共振電流を変圧することができる。交直変換回路３ａは、トランスＴ１にて変圧された共振電流を直流に変換することができる。フェーズシフト制御部１２は、直流が極性を交互に反転されながら共振回路２ａに印加されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作を制御するとともに、共振回路２ａに印加される直流の極性が反転される間の期間に直流が共振回路２ａに印加されるのをバイパスさせるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作を制御することができる。
Hereinafter, a DCDC converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the DCDC converter according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the DCDC converter is provided with an orthogonal transformation circuit 1a, a
そして、直交変換回路１ａの前段には、直流電源Ｅｉが接続され、直流電源Ｅｉには入力コンデンサＣｉｎが並列に接続されている。また、直交変換回路１ａの後段には、共振回路２ａが接続され、共振回路２ａの後段には、トランスＴ１を介して交直変換回路３ａが接続されている。そして、交直変換回路３ａの出力側には、負荷抵抗ＲＬが接続されるとともに、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出部１１が接続されている。
A DC power supply Ei is connected to the previous stage of the orthogonal transform circuit 1a, and an input capacitor Cin is connected in parallel to the DC power supply Ei. A
具体的には、直交変換回路１ａには、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が設けられている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は互いに直列に接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は互いに直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路は、直流電源Ｅｉに並列に接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路は、直流電源Ｅｉに並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、ダイオードＤｑ１〜Ｄｑ４がそれぞれ並列に接続されるとともに、コンデンサＣｑ１〜Ｃｑ４がそれぞれ並列に接続されている。 Specifically, switching elements Q1 to Q4 are provided in the orthogonal transformation circuit 1a. The switching elements Q1 and Q2 are connected in series with each other, and the switching elements Q3 and Q4 are connected in series with each other. The series circuit of the switching elements Q1 and Q2 is connected in parallel to the DC power supply Ei, and the series circuit of the switching elements Q3 and Q4 is connected in parallel to the DC power supply Ei. Further, diodes Dq1 to Dq4 are respectively connected in parallel to switching elements Q1 to Q4, and capacitors Cq1 to Cq4 are respectively connected in parallel.
なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、例えば、電界効果トランジスタまたはＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。また、コンデンサＣｑ１〜Ｃｑ４は、電界効果トランジスタのドレイン−ソース間容量などで代用してもよいし、ダイオードＤｑ１〜Ｄｑ４は、電界効果トランジスタのソース−チャネル間接合などで代用してもよい。 As the switching elements Q1 to Q4, for example, a field effect transistor or an IGBT (insulated gate bipolar transistor) can be used. Further, the capacitors Cq1 to Cq4 may be substituted by the drain-source capacitance of the field effect transistor, and the diodes Dq1 to Dq4 may be substituted by the source-channel junction of the field effect transistor.
また、共振回路２ａには、共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒが設けられるとともに、高電位側端子Ｖａおよび低電位側端子Ｖｂが設けられている。そして、高電位側端子Ｖａは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に接続されるとともに、低電位側端子Ｖｂは、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点に接続されている。そして、高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとがトランスＴ１の一次巻線ｎ１を介して直列に接続されている。ここで、トランスＴ１の一次巻線ｎ１には、一次インダクタンスＬｍが並列に接続されている。
The
また、交直変換回路３ａには、整流ダイオードＤ１、Ｄ２および出力コンデンサＣｏが設けられている。そして、整流ダイオードＤ１のアノードは、二次巻線ｎ３の一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ１のカソードは、出力コンデンサＣｏを介して二次巻線ｎ３の他端に接続されている。また、整流ダイオードＤ２のアノードは、二次巻線ｎ２の一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ２のカソードは、整流ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
The AC /
また、出力コンデンサＣｏには、負荷抵抗ＲＬが並列に接続されるとともに、出力コンデンサＣｏの両端には、出力電圧検出部１１が接続されている。そして、出力電圧検出部１１の出力は、フェーズシフト制御部１２に入力されている。
A load resistor RL is connected in parallel to the output capacitor Co, and an output
そして、直流電源Ｅｉにて発生された直流は直交変換回路１ａに印加される。また、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧は出力電圧検出部１１にて検出され、フェーズシフト制御部１２に入力される。そして、フェーズシフト制御部１２は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に保たれるように、直流電源Ｅｉをバイパスさせる転流期間ｔｃｏｍを制御しながら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を一定の周期Ｔでオン／オフさせることで、直流電源Ｅｉから印加された直流を交流に変換し、共振回路２ａに出力する。ここで、フェーズシフト制御部１２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を一定の周期Ｔでオン／オフさせる場合、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａにかからないようにする期間と、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａに印加される期間とを交互に繰り返すことができる。
The direct current generated by the direct current power source Ei is applied to the orthogonal transformation circuit 1a. The output voltage of the DCDC converter is detected by the
なお、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａにかからないようにする場合、フェーズシフト制御部１２は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオフした上で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオンすることができる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオフした上で、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオンすることができる。
When the voltage generated by the DC power supply Ei is not applied to the
また、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａに印加されるようにする場合、フェーズシフト制御部１２は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオフした上で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオンすることができる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオフした上で、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンすることができる。例えば、フェーズシフト制御部１２は、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオン／オフ制御し、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるとともに、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して０度より大きく１８０度より小さな範囲内で位相がずれるようにスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオン／オフ制御することができる。
When the voltage generated by the DC power source Ei is applied to the
そして、直交変換回路１ａにて生成された矩形波が共振回路２ａに入力されると、その矩形波が共振回路２ａにて共振されながら、トランスＴ１に出力される。そして、共振回路２ａにて共振された共振電流がトランスＴ１に入力されると、トランスＴ１の一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２、ｎ３との間の巻線比に応じて昇圧または降圧され、交直変換回路３ａに入力される。
When the rectangular wave generated by the orthogonal transformation circuit 1a is input to the
そして、交直変換回路３ａにおいて、トランスＴ１から出力された交流が整流ダイオードＤ１、Ｄ２にて整流された後、出力コンデンサＣｏにて平滑され、負荷抵抗ＲＬに供給される。
In the AC /
これにより、入力変動や負荷変動が発生した場合においても、スイッチング周波数を変化させることなく、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を一定に保つことが可能となるとともに、ＰＷＭ制御に加え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンさせるためのパルスを新たに付加する必要がなくなる。この結果、軽負荷時においても、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損の増大を抑制しつつ、必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。 As a result, even when input fluctuation or load fluctuation occurs, the output voltage of the DCDC converter can be kept constant without changing the switching frequency, and in addition to PWM control, the switching elements Q1 to Q4 can be changed. There is no need to newly add a pulse for turning on. As a result, it is possible to obtain a necessary voltage gain while suppressing an increase in switching loss and iron loss of the transformer T1 even at a light load, and it is necessary to speed up the switching elements Q1 to Q4 and the drive circuit. Thus, conversion efficiency can be improved while suppressing an increase in cost.
図２は、図１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングと、Ｖａ−Ｖｂ間電圧との関係を示す図、図３−１は、図２の時刻ｔ１−ｔ２の期間における電流経路を示す図、図３−２は、図２の時刻ｔ２−ｔ３の期間における電流経路を示す図、図３−３は、図２の時刻ｔ３−ｔ４の期間における電流経路を示す図、図３−４は、図２の時刻ｔ４−ｔ５の期間における電流経路を示す図である。 2 is a diagram showing the relationship between the on / off timing of switching elements Q1 to Q4 in FIG. 1 and the voltage between Va and Vb, and FIG. 3-1 is a current path in the period from time t1 to t2 in FIG. FIG. 3-2 is a diagram showing a current path in a period of time t2-t3 in FIG. 2, FIG. 3-3 is a diagram showing a current path in a period of time t3-t4 in FIG. -4 is a diagram showing a current path in a period of time t4-t5 in FIG.
図２の時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフすることで、図３−１に示すように、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ４→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が印加される。
At time t1 in FIG. 2, the switching element Q3 is turned off, the switching element Q4 is kept on, and the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, so that the DC power supply Ei → switching as shown in FIG. Current flows through a path of element Q1 → resonant inductor Lr → primary winding n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q4 → DC power supply Ei, and between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで、図３−２に示すように、スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ３という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t2, switching element Q1 is turned on, switching element Q2 is turned off, switching element Q3 is turned on, and switching element Q4 is turned off, thereby switching element Q3 → switching as shown in FIG. Since current flows through the path of element Q1 → resonance inductor Lr → primary winding n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q3 and the DC power supply Ei is bypassed, the high potential side terminal Va and the low potential side terminal of the
そして、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間に０Ｖが印加されている場合、共振回路２ａにて共振動作を継続させつつ、交直変換回路３ａへの電力供給量を抑制することができ、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を低下させることができる。
When 0 V is applied between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで、図３−３に示すように、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ３→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が反転されて印加される。
次に、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンすることで、図３−４に示すように、スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ４→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t3, the switching element Q3 is turned on, the switching element Q4 is turned off, the switching element Q1 is turned off, and the switching element Q2 is turned on. As shown in FIG. Current flows through the path of element Q3 → resonance capacitor Cr → primary winding n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 → DC power supply Ei, and between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
Next, at time t4, switching element Q1 is turned off, switching element Q2 is kept on, switching element Q3 is turned off, and switching element Q4 is turned on, as shown in FIG. Since current flows through the path of element Q4 → resonance capacitor Cr → primary winding n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 and the DC power supply Ei is bypassed, the high potential side terminal Va and the low potential side terminal of the
そして、以上の動作を一周期Ｔとして繰り返すことで、直流電源Ｅｉから印加された直流が交流に変換され、共振回路２ａに出力される。
Then, by repeating the above operation as one cycle T, the direct current applied from the direct current power source Ei is converted into alternating current and output to the
ここで、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａにかからない期間を転流期間ｔｃｏｍ、直流電源Ｅｉにて発生された電圧が共振回路２ａに印加される期間を導通期間ｔｏｎとすると、ｔｏｎ＋ｔｃｏｍ＝Ｔ／２とすることができる。そして、フェーズシフト制御部１２は、出力電圧検出部１１にて検出された出力電圧に基づいて導通期間ｔｏｎを制御することで、入力変動や負荷変動が発生した場合においても、スイッチング周波数を変化させることなく、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に保つことができる。
Here, a period in which the voltage generated by the DC power supply Ei is not applied to the
図４は、負荷変動が存在する場合における図１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数と電圧ゲインとの関係を示す図である。
図４において、例えば、図１の共振回路２ａの共振周波数ｆｓｗが１００ｋＨｚであるとすると、図１のＤＣＤＣコンバータの電圧ゲインは、共振周波数ｆｓｗの近傍をピークとして、そこから裾を引くような周波数特性を持つ。このため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることで、電圧ゲインを変化させることができ、入力変動や負荷変動に対して出力電圧を一定に保つことができる。
ここで、例えば、定格出力電圧が得られる電圧ゲインを１とすると、定常動作点Ｐ１を動作周波数２００ｋＨｚに設定することができる。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the switching frequency and the voltage gain of the switching elements Q1 to Q4 in FIG. 1 when there is a load variation.
In FIG. 4, for example, assuming that the resonance frequency fsw of the
Here, for example, when the voltage gain for obtaining the rated output voltage is 1, the steady operating point P1 can be set to the
一方、電圧ゲインの周波数特性は、負荷の大きさによって変動し、負荷が軽くなるに従って電圧ゲインの周波数特性がＡ３→Ａ２→Ａ１と変化する。ここで、軽負荷時において、例えば、入力電圧が１．２倍に上昇した場合、出力電圧を一定にするには、電圧ゲインを１／１．２＝０．８３に低下させる必要がある。そして、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることで、電圧ゲインを０．８３に低下させる場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を２００ｋＨｚから８００ｋＨｚに上昇させる必要があり、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損が大幅に上昇する。 On the other hand, the frequency characteristic of the voltage gain varies depending on the size of the load, and the frequency characteristic of the voltage gain changes from A3 → A2 → A1 as the load becomes lighter. Here, for example, when the input voltage rises by a factor of 1.2 at light load, the voltage gain needs to be reduced to 1 / 1.2 = 0.83 in order to make the output voltage constant. When the voltage gain is reduced to 0.83 by changing the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4, it is necessary to increase the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4 from 200 kHz to 800 kHz. The iron loss of T1 increases significantly.
これに対して、図２の導通期間ｔｏｎを制御することで、電圧ゲインを０．８３に低下させる場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させる必要がなくなることから、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損の上昇を抑制することができる。 On the other hand, when the voltage gain is reduced to 0.83 by controlling the conduction period ton in FIG. 2, there is no need to change the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4. An increase in iron loss can be suppressed.
図５は、導通角Ｄを変化させた場合における図１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数と電圧ゲインとの関係を示す図である。
図５において、導通角Ｄをｔｏｎ／Ｔとすると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が一定である場合においても、導通角Ｄを小さくすることで、電圧ゲインが低下することが判る。
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the switching frequency and voltage gain of the switching elements Q1 to Q4 in FIG. 1 when the conduction angle D is changed.
In FIG. 5, when the conduction angle D is ton / T, it can be seen that the voltage gain is lowered by reducing the conduction angle D even when the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4 is constant.
例えば、電圧ゲインを１から０．８に低下させる場合、スイッチング周波数による制御ならば、９５ｋＨｚから２８０ｋＨｚに上昇させる必要があるのに対し、導通角Ｄによる制御ならば、０．５から０．１にすればよいことが判る。
図６−１〜図６−３は、同一入力電圧で負荷電流が変化した場合において導通角Ｄを変化させた時の電流波形を示す図である。なお、図６−１は、負荷電流Ｉｏが１００％、図６−２は、負荷電流Ｉｏが５０％、図６−３は、負荷電流Ｉｏが５％の場合を示す。また、入力電圧Ｖｉｎは３７５Ｖで共通、スイッチング周波数ｆｓｗは９０ｋＨｚで共通として、出力電圧Ｖｏｕｔが４８Ｖになるように制御した。また、電流波形としては、１次共振インダクタ電流ｉＬｒ（図１の共振インダクタＬｒに流れる電流）、トランス励磁電流ｉＬｍ（図１の一次インダクタンスＬｍに流れる電流）および二次電流ｉ２（図１の整流ダイオードＤ１、Ｄ２に流れる電流）を示した。
For example, when the voltage gain is decreased from 1 to 0.8, it is necessary to increase from 95 kHz to 280 kHz if the control is based on the switching frequency, whereas 0.5 to 0.1 if the control is based on the conduction angle D. You can see that
6A to 6C are diagrams illustrating current waveforms when the conduction angle D is changed when the load current is changed with the same input voltage. 6A shows a case where the load current Io is 100%, FIG. 6-2 shows a case where the load current Io is 50%, and FIG. 6-3 shows a case where the load current Io is 5%. The input voltage Vin was common at 375 V, the switching frequency fsw was common at 90 kHz, and the output voltage Vout was controlled to be 48 V. In addition, as current waveforms, a primary resonant inductor current iLr (current flowing through the resonant inductor Lr in FIG. 1), a transformer excitation current iLm (current flowing through the primary inductance Lm in FIG. 1), and a secondary current i2 (rectification in FIG. 1). Currents flowing through the diodes D1 and D2).
図６−１〜図６−３において、負荷電流Ｉｏが１００％の場合には導通角Ｄを５０％、負荷電流Ｉｏが５０％の場合には導通角Ｄを３５％、負荷電流Ｉｏが５％の場合には導通角Ｄを３０％とすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを４８Ｖに維持できた。
図７−１〜図７−３は、同一負荷で入力電圧が変化した場合において導通角Ｄを変化させた時の電流波形を示す図である。なお、図７−１は、入力電圧Ｖｉｎが４５０Ｖ、図７−２は、入力電圧Ｖｉｎが４１３Ｖ、図７−３は、入力電圧Ｖｉｎが３７０Ｖの場合を示す。また、負荷電流Ｉｏは５０％で共通、スイッチング周波数ｆｓｗは９０ｋＨｚで共通として、出力電圧Ｖｏｕｔが４８Ｖになるように制御した。
6A to 6C, when the load current Io is 100%, the conduction angle D is 50%. When the load current Io is 50%, the conduction angle D is 35% and the load current Io is 5%. In the case of%, the output voltage Vout could be maintained at 48V by setting the conduction angle D to 30%.
FIGS. 7A to 7C are diagrams illustrating current waveforms when the conduction angle D is changed when the input voltage is changed with the same load. FIGS. 7A shows a case where the input voltage Vin is 450V, FIG. 7B shows a case where the input voltage Vin is 413V, and FIG. 7C shows a case where the input voltage Vin is 370V. Further, the load current Io was common at 50%, the switching frequency fsw was common at 90 kHz, and the output voltage Vout was controlled to be 48V.
図７−１〜図７−３において、入力電圧Ｖｉｎが４５０Ｖの場合には導通角Ｄを１８％、入力電圧Ｖｉｎが４１３Ｖの場合には導通角Ｄを２４％、入力電圧Ｖｉｎが３７０Ｖの場合には導通角Ｄを３５％とすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを４８Ｖに維持できた。 In FIGS. 7-1 to 7-3, when the input voltage Vin is 450V, the conduction angle D is 18%, when the input voltage Vin is 413V, the conduction angle D is 24%, and the input voltage Vin is 370V. The output voltage Vout could be maintained at 48V by setting the conduction angle D to 35%.
図８−１〜図８−３は、高入力電圧で負荷電流が変化した場合において導通角Ｄを変化させた時の電流波形を示す図である。なお、図８−１は、負荷電流Ｉｏが１００％、図８−２は、負荷電流Ｉｏが５０％、図８−３は、負荷電流Ｉｏが５％の場合を示す。また、入力電圧Ｖｉｎは４５０Ｖで共通、スイッチング周波数ｆｓｗは１３０ｋＨｚで共通として、出力電圧Ｖｏｕｔが４８Ｖになるように制御した。 8A to 8C are diagrams illustrating current waveforms when the conduction angle D is changed when the load current is changed at a high input voltage. FIG. 8-1 shows a case where the load current Io is 100%, FIG. 8-2 shows a case where the load current Io is 50%, and FIG. 8-3 shows a case where the load current Io is 5%. Further, the input voltage Vin was common at 450V, the switching frequency fsw was common at 130 kHz, and the output voltage Vout was controlled to be 48V.
図８−１〜図８−３において、負荷電流Ｉｏが１００％の場合には導通角Ｄを４０％、負荷電流Ｉｏが５０％の場合には導通角Ｄを３２％、負荷電流Ｉｏが５％の場合には導通角Ｄを１３％とすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを４８Ｖに維持できた。 8A to 8C, when the load current Io is 100%, the conduction angle D is 40%. When the load current Io is 50%, the conduction angle D is 32% and the load current Io is 5%. In the case of%, the output voltage Vout could be maintained at 48V by setting the conduction angle D to 13%.
図９は、本発明の第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図９において、このＤＣＤＣコンバータには、直交変換回路１ｂ、共振回路２ｂ、トランスＴ１、交直変換回路３ｂおよびフェーズシフト制御部１２が設けられている。ここで、直交変換回路１ｂは、図１の直交変換回路１ａと同様の構成である。また、共振回路２ｂには、共振インダクタＬｒ２および共振コンデンサＣｒ２が設けられている。そして、高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、共振インダクタＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２との直列回路が接続されるとともに、共振コンデンサＣｒ２には、一次インダクタンスＬｍが並列に接続されている。
FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of the DCDC converter according to the second embodiment of the present invention.
In FIG. 9, the DCDC converter is provided with an
また、交直変換回路３ｂには、整流ダイオードＤ１、Ｄ２、平滑コイルＬ１および出力コンデンサＣｏが設けられている。そして、整流ダイオードＤ１のアノードは、二次巻線ｎ３の一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ１のカソードは、平滑コイルＬ１および出力コンデンサＣｏを順次介して二次巻線ｎ３の他端に接続されている。また、整流ダイオードＤ２のアノードは、二次巻線ｎ２の一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ２のカソードは、整流ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
The AC /
そして、直流電源Ｅｉにて発生された直流は直交変換回路１ｂに印加される。また、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧は出力電圧検出部１１にて検出され、フェーズシフト制御部１２に入力される。そして、フェーズシフト制御部１２は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に保たれるように、直流電源Ｅｉをバイパスさせる転流期間ｔｃｏｍを制御しながら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を一定の周期Ｔでオン／オフさせることで、直流電源Ｅｉから印加された直流を交流に変換し、共振回路２ｂに出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングは、図２と同様に設定することができる。
The direct current generated by the direct current power source Ei is applied to the
そして、直交変換回路１ｂにて生成された交流が共振回路２ｂに入力されると、その交流が共振回路２ｂにて共振されながら、トランスＴ１に出力される。そして、共振回路２ｂにて共振された共振信号がトランスＴ１に入力されると、トランスＴ１の一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２、ｎ３との間の巻線比に応じて昇圧または降圧され、交直変換回路３ｂに入力される。
When the alternating current generated by the
そして、交直変換回路３ｂにおいて、トランスＴ１から出力された交流が整流ダイオードＤ１、Ｄ２にて整流された後、平滑コイルＬ１および出力コンデンサＣｏにて平滑され、負荷抵抗ＲＬに供給される。
In the AC /
これにより、共振回路２ｂにて並列共振される場合においても、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損の増大を抑制しつつ、入力変動や負荷変動に応じた必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。
Thereby, even when parallel resonance is performed in the
図１０は、本発明の第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図１０において、このＤＣＤＣコンバータには、直交変換回路１ｃ、共振回路２ｃ、交直変換回路３ｃおよびフェーズシフト制御部１２が設けられている。ここで、直交変換回路１ｃは、図１の直交変換回路１ａと同様の構成である。
FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a DCDC converter according to the third embodiment of the present invention.
In FIG. 10, this DCDC converter is provided with an
また、共振回路２ｃには、共振インダクタＬｒ３および共振コンデンサＣｒ３が設けられている。また、交直変換回路３ｃには、整流ダイオードＤ３〜Ｄ６および出力コンデンサＣｏが設けられている。
The
そして、整流ダイオードＤ３、Ｄ５は互いに直列に接続されるとともに、整流ダイオードＤ４、Ｄ６は互いに直列に接続されている。そして、整流ダイオードＤ３、Ｄ５の直列回路は、出力コンデンサＣｏに並列に接続されるとともに、整流ダイオードＤ４、Ｄ６の直列回路は、出力コンデンサＣｏに並列に接続されている。 The rectifier diodes D3 and D5 are connected in series with each other, and the rectifier diodes D4 and D6 are connected in series with each other. The series circuit of the rectifier diodes D3 and D5 is connected in parallel to the output capacitor Co, and the series circuit of the rectifier diodes D4 and D6 is connected in parallel to the output capacitor Co.
また、高電位側端子Ｖａと整流ダイオードＤ３、Ｄ５の接続点との間には、共振インダクタＬｒ３が接続されるとともに、低電位側端子Ｖｂと整流ダイオードＤ４、Ｄ６の接続点との間には、共振コンデンサＣｒ３が接続されている。 A resonant inductor Lr3 is connected between the high potential side terminal Va and the connection point of the rectifier diodes D3 and D5, and between the low potential side terminal Vb and the connection point of the rectifier diodes D4 and D6. The resonance capacitor Cr3 is connected.
そして、直流電源Ｅｉにて発生された直流は直交変換回路１ｃに印加される。また、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧は出力電圧検出部１１にて検出され、フェーズシフト制御部１２に入力される。そして、フェーズシフト制御部１２は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に保たれるように、直流電源Ｅｉをバイパスさせる転流期間ｔｃｏｍを制御しながら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を一定の周期Ｔでオン／オフさせることで、直流電源Ｅｉから印加された直流を交流に変換し、共振回路２ｃに出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングは、図２と同様に設定することができる。
The direct current generated by the direct current power source Ei is applied to the
そして、直交変換回路１ｃにて生成された交流が共振回路２ｃに入力されると、その交流が共振回路２ｃにて共振されながら、交直変換回路３ｃに入力される。
When the alternating current generated by the
そして、交直変換回路３ｃにおいて、共振回路２ｃから出力された交流が整流ダイオードＤ３〜Ｄ６にて整流された後、出力コンデンサＣｏにて平滑され、負荷抵抗ＲＬに供給される。
In the AC /
これにより、トランスＴ１を用いることなく、共振回路２ｃと交直変換回路３ｃとが直接接続されている場合においても、入力変動や負荷変動に応じた必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。
As a result, even when the
図１１は、本発明の第４実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの概略構成を示すブロック図である。
図１１において、このＤＣＤＣコンバータには、図１のＤＣＤＣコンバータのフェーズシフト制御部１２の代わりにＰＷＭ制御部１３が設けられている。ここで、ＰＷＭ制御部１３は、１周期Ｔ内において転流期間ｔｃｏｍを置いて交互にオンするようにスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオン／オフ制御し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の反転動作をそれぞれ行うようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオン／オフ制御することができる。
FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of the DCDC converter according to the fourth embodiment of the present invention.
11, the DCDC converter is provided with a
そして、直流電源Ｅｉにて発生された直流は直交変換回路１ａに印加される。また、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧は出力電圧検出部１１にて検出され、ＰＷＭ制御部１３に入力される。そして、ＰＷＭ制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に保たれるように、直流電源Ｅｉをバイパスさせる転流期間ｔｃｏｍを制御しながら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を一定の周期Ｔでオン／オフさせることで、直流電源Ｅｉから印加された直流を矩形波に変換し、共振回路２ａに出力する。
The direct current generated by the direct current power source Ei is applied to the orthogonal transformation circuit 1a. The output voltage of the DCDC converter is detected by the
そして、直交変換回路１ａにて生成された矩形波が共振回路２ａに入力されると、その交流が共振回路２ａにて共振されながら、トランスＴ１に出力される。そして、共振回路２ａにて共振された共振信号がトランスＴ１に入力されると、トランスＴ１の一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２、ｎ３との間の巻線比に応じて昇圧または降圧され、交直変換回路３ａに入力される。
When the rectangular wave generated by the orthogonal transformation circuit 1a is input to the
そして、交直変換回路３ａにおいて、トランスＴ１から出力された交流が整流ダイオードＤ１、Ｄ２にて整流された後、平滑コイルＬ１および出力コンデンサＣｏにて平滑され、負荷抵抗ＲＬに供給される。
In the AC /
図１２は、図１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフにタイミングと、Ｖａ−Ｖｂ間電圧との関係を示す図である。
図１２の時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンすることで、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ４→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が印加される。
FIG. 12 is a diagram illustrating the relationship between the on / off timing of switching elements Q1 to Q4 in FIG. 11 and the voltage between Va and Vb.
At time t1 in FIG. 12, switching element Q1 is turned on, switching element Q2 is turned off, switching element Q3 is turned off, and switching element Q4 is turned on, so that DC power supply Ei → switching element Q1 → resonance inductor Lr → primary winding. A current flows through a path of line n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q4 → DC power supply Ei, and is generated by the DC power supply Ei between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで、スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ３という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t2, switching element Q3 is turned on and switching element Q4 is turned off with switching element Q1 on and switching element Q2 off, so that switching element Q3 → switching element Q1 → resonance inductor Lr → primary winding. Since current flows through the path of line n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q3 and the DC power supply Ei is bypassed, 0 V is applied between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ３→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が反転されて印加される。
Next, at time t3, switching element Q3 is turned on, switching element Q4 is turned off, switching element Q1 is turned off, and switching element Q2 is turned on, so that DC power supply Ei → switching element Q3 → resonance capacitor Cr → primary winding. A current flows through a path of line n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 → DC power supply Ei, and is generated by the DC power supply Ei between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフすることで、スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ３という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t4, the switching element Q3 is turned on and the switching element Q1 is turned on while the switching element Q4 is turned off, and the switching element Q2 is turned off, so that the switching element Q3 → the switching element Q1 → the resonant inductor Lr → the primary winding. Since current flows through the path of line n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q3 and the DC power supply Ei is bypassed, 0 V is applied between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
そして、以上の動作を一周期Ｔとして繰り返すことで、直流電源Ｅｉから印加された直流が矩形波に変換され、共振回路２ａに出力される。
Then, by repeating the above operation as one cycle T, the direct current applied from the direct current power source Ei is converted into a rectangular wave and output to the
これにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のデューティ比を５０％より小さくした場合においても、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損の増大を抑制しつつ、入力変動や負荷変動に応じた必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。 Thereby, even when the duty ratio of the switching elements Q2 and Q4 is made smaller than 50%, the necessary voltage gain corresponding to the input fluctuation and the load fluctuation is obtained while suppressing the increase of the switching loss and the iron loss of the transformer T1. In addition, it is not necessary to speed up the switching elements Q1 to Q4 and the drive circuit, and the conversion efficiency can be improved while suppressing an increase in cost.
なお、ＰＷＭ制御部１３は、１周期Ｔ内において転流期間ｔｃｏｍを置いて交互にオンするようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオン／オフ制御し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の反転動作をそれぞれ行うようにスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオン／オフ制御するようにしてもよい。
Note that the
図１３は、本発明の第５実施形態に係る図１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングと、Ｖａ−Ｖｂ間電圧との関係を示す図である。
図１３の時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフすることで、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ３→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が印加される。
FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the on / off timings of the switching elements Q1 to Q4 of FIG. 11 according to the fifth embodiment of the present invention and the voltage between Va and Vb.
At time t1 in FIG. 13, the switching element Q1 is turned off, the switching element Q2 is turned on, the switching element Q3 is turned on, and the switching element Q4 is turned off, so that the DC power supply Ei → switching element Q3 → resonance capacitor Cr → primary winding. A current flows through a path of line n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 → DC power supply Ei, and is generated by the DC power supply Ei between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンすることで、スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ４→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t2, switching element Q1 is turned off, switching element Q2 is kept on, switching element Q3 is turned off, and switching element Q4 is turned on, so that switching element Q2 → switching element Q4 → resonance capacitor Cr → primary winding. Since current flows through the path of line n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 and the DC power supply Ei is bypassed, 0 V is applied between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフすることで、直流電源Ｅｉ→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬｒ→一次巻線ｎ１→共振コンデンサＣｒ→スイッチング素子Ｑ４→直流電源Ｅｉという経路で電流が流れ、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、直流電源Ｅｉにて発生された直流が反転されて印加される。
Next, at time t3, the switching element Q3 is turned off, the switching element Q4 is kept on, the switching element Q1 is turned on, and the switching element Q2 is turned off, so that the DC power supply Ei → switching element Q1 → resonance inductor Lr → primary winding. A current flows through a path of line n1 → resonance capacitor Cr → switching element Q4 → DC power supply Ei, and is generated by the DC power supply Ei between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
次に、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ３をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンしたまま、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンすることで、スイッチング素子Ｑ２→スイッチング素子Ｑ４→共振コンデンサＣｒ→一次巻線ｎ１→共振インダクタＬｒ→スイッチング素子Ｑ２という経路で電流が流れ、直流電源Ｅｉがバイパスされることから、共振回路２ａの高電位側端子Ｖａと低電位側端子Ｖｂとの間には、０Ｖが印加される。
Next, at time t4, switching element Q3 is turned off, switching element Q4 is kept on, switching element Q1 is turned off, and switching element Q2 is turned on, so that switching element Q2 → switching element Q4 → resonance capacitor Cr → primary winding. Since current flows through the path of line n1 → resonance inductor Lr → switching element Q2 and the DC power supply Ei is bypassed, 0 V is applied between the high potential side terminal Va and the low potential side terminal Vb of the
そして、以上の動作を一周期Ｔとして繰り返すことで、直流電源Ｅｉから印加された直流が交流に変換され、共振回路２ａに出力される。
Then, by repeating the above operation as one cycle T, the direct current applied from the direct current power source Ei is converted into alternating current and output to the
これにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のデューティ比を５０％より小さくした場合においても、スイッチング損失やトランスＴ１の鉄損の増大を抑制しつつ、入力変動や負荷変動に応じた必要な電圧ゲインを得ることが可能となるとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や駆動回路を高速化する必要がなくなり、コストアップを抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。 Thereby, even when the duty ratio of the switching elements Q1 and Q3 is made smaller than 50%, the necessary voltage gain corresponding to the input fluctuation and the load fluctuation is obtained while suppressing the increase of the switching loss and the iron loss of the transformer T1. In addition, it is not necessary to speed up the switching elements Q1 to Q4 and the drive circuit, and the conversion efficiency can be improved while suppressing an increase in cost.
なお、上述した第４実施形態および第５実施形態では、共振回路２ａとして、直列共振回路を用いる方法について説明したが、図９に示したように、共振回路２ａとして、並列共振回路を用いるようにしてもよい。
In the fourth and fifth embodiments described above, the method of using a series resonant circuit as the
また、上述した第４実施形態および第５実施形態では、共振回路２ａと交直変換回路３ａとの間にトランスＴ１を接続する方法について説明したが、図１０に示したように、トランスＴ１を用いることなく、共振回路２ａと交直変換回路３ａとを直接接続するようにしてもよい。
In the above-described fourth and fifth embodiments, the method of connecting the transformer T1 between the
また、第１実施形態、第２実施形態、第４実施形態および第５実施形態では、交直変換回路３ａとしてセンタータップ方式を用いる方法について説明したが、全波整流方式を用いるようにしてもよい。
In the first embodiment, the second embodiment, the fourth embodiment, and the fifth embodiment, the method using the center tap method as the AC /
また、上述した実施形態では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフを互いに単に反転させるとともに、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオン／オフを互いに単に反転させる方法について説明したが、貫通電流が流れるのを防止するため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフにデッドタイムを設けるようにしてもよいし、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオン／オフにデッドタイムを設けるようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the method of simply inverting the on / off states of the switching elements Q1 and Q2 and simply inverting the on / off states of the switching elements Q3 and Q4 has been described. In order to prevent this, a dead time may be provided for turning on / off the switching elements Q1 and Q2, or a dead time may be provided for turning on / off the switching elements Q3 and Q4.
また、上述した実施形態では、出力電圧検出部１１にて検出された出力電圧に基づいて導通期間ｔｏｎを制御することで、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を調整する方法について説明したが、導通期間ｔｏｎを制御する方法と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を制御する方法とを併用してもよい。例えば、定常動作時には、周波数制御を行い、定常動作時よりも入力電圧が高く、負荷が軽い時に導通期間制御を行うようにしてもよい。デジタル制御に導通期間制御を用いる場合、周波数制御との切り替えは任意の時間に行うことが可能となることから、設計の自由度を向上させることができる。
In the above-described embodiment, the method for adjusting the output voltage of the DCDC converter by controlling the conduction period ton based on the output voltage detected by the output
また、上述したＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子のオン／オフを行うことで電力変換を行うスイッチング電源や、交流入力に異常が生じた際にバッテリからのバックアップ電力に移行する無停電電源装置などに用いることができる。 Further, the DCDC converter described above is used for a switching power source that performs power conversion by turning on / off a switching element, an uninterruptible power supply device that shifts to backup power from a battery when an abnormality occurs in an AC input, and the like. be able to.
Ｅｉ 直流電源
Ｃｉｎ 入力コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ 整流ダイオード
Ｄｑ１〜Ｄｑ４ ダイオード
Ｃｑ１〜Ｃｑ４ コンデンサ
Ｌｒ、Ｌｒ２、Ｌｒ３ 共振インダクタ
Ｃｒ、Ｃｒ２、Ｃｒ３ 共振コンデンサ
Ｔ１ トランス
Ｌｍ 一次インダクタンス
ｎ１ 一次巻線
ｎ２、ｎ３ 二次巻線
Ｃｏ 出力コンデンサ
ＲＬ 負荷抵抗
Ｌ１ 平滑コイル
１ａ〜１ｃ 直交変換回路
２ａ〜２ｃ 共振回路
３ａ〜３ｃ 交直変換回路
１１ 出力電圧検出部
１２ フェーズシフト制御部
１３ ＰＷＭ制御部
Ei DC power source Cin Input capacitor Q1-Q4 Switching element D1, D2 Rectifier diode Dq1-Dq4 Diode Cq1-Cq4 Capacitor Lr, Lr2, Lr3 Resonant inductor Cr, Cr2, Cr3 Resonant capacitor T1 Transformer Lm Primary inductance n1 Primary winding n2, n3 Secondary winding Co Output capacitor RL Load resistance L1 Smoothing coil 1a-1c
Claims (7)
直交変換部から出力された矩形波を共振させる共振回路と、
前記共振回路にて共振された共振電流を直流に変換する交直変換部と、
前記直流が極性を交互に反転されながら前記共振回路に印加されるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するとともに、前記共振回路に印加される直流の極性が反転される間の期間に前記直流が前記共振回路に印加されるのをバイパスさせるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 An orthogonal transform unit that transforms direct current into a rectangular wave based on the switching operation of the switching element;
A resonance circuit that resonates the rectangular wave output from the orthogonal transformation unit;
An AC / DC converter that converts a resonance current resonated in the resonance circuit into a direct current;
The switching operation of the switching element is controlled so that the direct current is applied to the resonant circuit while the polarity is alternately reversed, and the direct current is applied during the period during which the polarity of the direct current applied to the resonant circuit is reversed. A DC / DC converter comprising: a switching control unit that controls a switching operation of the switching element so as to bypass application of the switching element to the resonance circuit.
直交変換部から出力された矩形波を共振させる共振回路と、
前記共振回路にて共振された共振電流を変圧するトランスと、
前記トランスにて変圧された共振電流を直流に変換する交直変換部と、
前記直流が極性を交互に反転されながら前記共振回路に印加されるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するとともに、前記共振回路に印加される直流の極性が反転される間の期間に前記直流が前記共振回路に印加されるのをバイパスさせるように前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 An orthogonal transform unit that transforms direct current into a rectangular wave based on the switching operation of the switching element;
A resonance circuit that resonates the rectangular wave output from the orthogonal transformation unit;
A transformer for transforming a resonance current resonated in the resonance circuit;
An AC / DC converter that converts the resonant current transformed by the transformer into direct current; and
The switching operation of the switching element is controlled so that the direct current is applied to the resonant circuit while the polarity is alternately reversed, and the direct current is applied during the period during which the polarity of the direct current applied to the resonant circuit is reversed. A DC / DC converter comprising: a switching control unit that controls a switching operation of the switching element so as to bypass application of the switching element to the resonance circuit.
前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、
前記スイッチング制御部は、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるように前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子をオン／オフ制御し、位相差が１８０度かつデューティ比が５０％になるとともに、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子に対して０度より大きく１８０度より小さな範囲内で位相がずれるように前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータ。 The switching element is
A first switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A second switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonant circuit;
A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit;
The switching controller controls on / off of the first switching element and the second switching element so that the phase difference is 180 degrees and the duty ratio is 50%, and the phase difference is 180 degrees and the duty ratio is The third switching element and the fourth switching element are 50%, and the first switching element and the second switching element are out of phase within a range larger than 0 degree and smaller than 180 degrees. The DCDC converter according to claim 1, wherein the element is on / off controlled.
前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、
前記スイッチング制御部は、１周期内において所定の期間間隔を置いて交互にオンするように前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御し、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の反転動作をそれぞれ行うように前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータ。 The switching element is
A first switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A second switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonant circuit;
A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit;
The switching control unit performs on / off control of the second switching element and the fourth switching element so as to be alternately turned on at predetermined time intervals within one cycle, and the second switching element 3. The DCDC converter according to claim 1, wherein the first switching element and the third switching element are controlled to be turned on / off so as to respectively perform an inversion operation of the fourth switching element. 4.
前記直流の正極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第１のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の高電位側との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記直流の正極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第３のスイッチング素子と、
前記直流の負極側と前記共振回路の低電位側との間に接続された第４のスイッチング素子とを備え、
前記スイッチング制御部は、１周期内において所定の期間間隔を置いて交互にオンするように前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオン／オフ制御し、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子の反転動作をそれぞれ行うように前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータ。 The switching element is
A first switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A second switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the high potential side of the resonant circuit;
A third switching element connected between the positive electrode side of the direct current and the low potential side of the resonant circuit;
A fourth switching element connected between the negative electrode side of the direct current and the low potential side of the resonance circuit;
The switching control unit performs on / off control of the first switching element and the third switching element so as to be alternately turned on at predetermined intervals within one period, and the first switching element 3. The DCDC converter according to claim 1, wherein the second switching element and the fourth switching element are on / off controlled so as to perform the inversion operation of the third switching element. 4.
前記交直変換回路から出力された直流を昇圧または降圧して出力する請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータとを備えることを特徴とするスイッチング電源。 An AC / DC conversion circuit for converting AC to DC,
A switching power supply comprising: the DCDC converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the DCDC output from the AC / DC converter circuit is stepped up or stepped down and output.
前記ＤＣＤＣコンバータから出力された直流を蓄えるバッテリと、
直流を交流に変換するインバータとを備えることを特徴とする無停電電源装置。 DCDC converter according to any one of claims 1 to 5,
A battery for storing the direct current output from the DCDC converter;
An uninterruptible power supply comprising an inverter that converts direct current to alternating current.
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