JP2009095099A

JP2009095099A - Pulse amplitude modulation controller for permanent-magnet synchronous motors

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Publication number: JP2009095099A
Application number: JP2007261392A
Authority: JP
Inventors: Tomonobu Senju; 智信千住; Yohei Noguchi; 陽平野口
Original assignee: University of the Ryukyus NUC
Current assignee: University of the Ryukyus NUC
Priority date: 2007-10-04
Filing date: 2007-10-04
Publication date: 2009-04-30

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a pulse amplitude modulation controller wherein when the speed of a permanent-magnet synchronous motor is controlled using a pulse-width-modulation voltage inverter, the limit of direct-current link voltage that limits operating speed is reduced and optimal control can be implemented over a wide speed range. <P>SOLUTION: The pulse amplitude modulation (PAM) controller is so constructed that: a bidirectional step-up/down converter circuit 30 is connected to the output terminals of an accumulator 40; a PWM voltage inverter circuit 20 is connected to the output of the converter circuit; and a variable-speed permanent-magnet synchronous motor 10 is connected to the inverter circuit to carry out variable-speed driving. The inverter direct-current link voltage of the PWM voltage inverter circuit is set in correspondence with the terminal voltage of the permanent-magnet synchronous motor and the duty ratio of each switch of the bidirectional step-up/down converter circuit is selected. The output voltage of the accumulator is thereby increased or decreased to adjust the inverter direct-current link voltage to an appropriate value. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、永久磁石同期電動機を広範囲に最適制御するパルス振幅変調制御装置に関する。 The present invention relates to a pulse amplitude modulation control device that optimally controls a permanent magnet synchronous motor over a wide range.

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩と希土類磁石の発明に支えられ、可変速制御された永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）が普及している。ＰＭＳＭは、高エネルギー密度、高トルク−電流比、構造的堅牢さおよび高効率性を有するため、産業応用分野で広く用いられている。特に最近では、電気自動車の駆動源としても使用されており、これまで以上に高い制御性能が要求されてきている。 In recent years, permanent magnet synchronous motors (PMSMs) controlled at variable speeds have been popular, supported by advances in power electronics technology and inventions of rare earth magnets. PMSM is widely used in industrial applications due to its high energy density, high torque-current ratio, structural robustness and high efficiency. Particularly recently, it is also used as a drive source for electric vehicles, and higher control performance is required than ever.

一般に、可変速ＰＭＳＭ駆動にはパルス幅変調電圧形インバータ（ＰＷＭ−ＶＳＩ）が用いられる。しかし、ＰＷＭ−ＶＳＩ駆動されたＰＭＳＭには、２つの大きな欠点がある。
一つ目は、ＰＭＳＭの端子電圧はＰＷＭ−ＶＳＩの直流リンク電圧によって制限されることである。ＰＭＳＭの端子電圧は運転速度に比例して上昇させる必要があるため、結果として運転速度が制限されることになる。二つ目は、低速度領域においてＰＭＳＭの端子電圧に対して直流リンク電圧が過大になると、ＰＷＭ−ＶＳＩの変調率が低くなってしまうことである。これは電機子電流および発生トルク脈動の増加を引き起こし、結果として低速度運転に悪影響を与えることになる。 Generally, a pulse width modulation voltage source inverter (PWM-VSI) is used for variable speed PMSM driving. However, PMSM driven by PWM-VSI has two major drawbacks.
The first is that the terminal voltage of PMSM is limited by the DC link voltage of PWM-VSI. Since the terminal voltage of the PMSM needs to be increased in proportion to the operation speed, the operation speed is limited as a result. Second, when the DC link voltage becomes excessive with respect to the PMSM terminal voltage in the low speed region, the modulation rate of PWM-VSI is lowered. This causes an increase in the armature current and generated torque pulsation, resulting in a negative impact on low speed operation.

一つ目の問題に対しては、弱め磁束制御もしくは昇圧コンバータで直流リンク電圧を昇圧することで対処することができる。しかし、二つ目の低速度時の制御性能に係る問題に関して、直流リンク電圧に着目した解決策はこれまで提示されていない。
これら二つの欠点は、停止時から高速度範囲にわたり高精度な駆動が要求される電気自動車等の用途においては重要な問題となる。 The first problem can be dealt with by increasing the DC link voltage with a flux-weakening control or a boost converter. However, regarding the second problem related to the control performance at low speed, no solution focusing on the DC link voltage has been presented so far.
These two drawbacks become important problems in applications such as electric vehicles that require high-accuracy driving over a high speed range from the time of stopping.

なお、特許文献１には、双方向昇降圧コンバータ回路を備えた風力発電装置が開示されている。風力発電機の出力はインバータを介して双方向昇降圧コンバータ回路に供給し、第２インバータを介して商用電源系統に供給される。開示された風力発電装置は、双方向昇降圧コンバータに双方向の直流が流れることを利用して、風車が所定の回転数に満たないときに商用電源系統から電力を流用して発電機を電動機として使用し、風車の回転を支援して風力発電を行うことができる回転数まで短時間で風車を昇速することを特徴とする。
ここには、回生制動時の蓄電池充電と近い技術的思想が記載されているが、第２コンバータの直流リンク電圧を適宜昇降圧することにより低速駆動時にも安定した制御を行う技術的思想に関して示唆するものがない。 Patent Document 1 discloses a wind turbine generator having a bidirectional buck-boost converter circuit. The output of the wind power generator is supplied to the bidirectional buck-boost converter circuit via the inverter, and is supplied to the commercial power supply system via the second inverter. The disclosed wind turbine generator utilizes the fact that bidirectional direct current flows through the bidirectional buck-boost converter, and uses the power from the commercial power supply system when the wind turbine does not reach a predetermined number of revolutions. The wind turbine is accelerated in a short time to the number of rotations that can be used to support the rotation of the wind turbine and perform wind power generation.
Here, a technical idea that is close to the storage battery charging at the time of regenerative braking is described, but this suggests a technical idea to perform stable control even during low-speed driving by appropriately raising and lowering the DC link voltage of the second converter. There is nothing.

また、本願発明者外が発表した非特許文献１には、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）においてｄｑ軸電圧ｖ_dqをｄｑ軸電圧指令値^*に近似させるデッドタイム補償法が詳しく説明されている。
特開２００３−２９９３９６号公報 N. Urasaki et al "A dead-time compensation strategy for permanent magnet synchronous motor drive suppressing current distortion", in Proc. IEEE IECON '03, Roanoke, VA, USA, pp.1255-1260, Nov. 2003. Non-Patent Document 1 published by the inventors outside the present application describes in detail a dead time compensation method for approximating the dq-axis voltage v _dq to the dq-axis voltage command value ^* in an interior magnet synchronous motor (IPMSM). .
JP 2003-299396 A N. Urasaki et al "A dead-time compensation strategy for permanent magnet synchronous motor drive suppressing current distortion", in Proc.IEEE IECON '03, Roanoke, VA, USA, pp.1255-1260, Nov. 2003.

そこで、本発明が解決しようとする課題は、パルス幅変調電圧形インバータを用いて永久磁石同期電動機の速度制御を行うときに、運転速度を制約する直流リンク電圧の制限を緩和し、速度に対応する永久磁石同期電動機の端子電圧の変化に直流リンク電圧を追従できるようにして、広い速度範囲にわたって最適制御できるパルス振幅変調制御装置を提供することである。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is to deal with the speed by relaxing the limitation of the DC link voltage that restricts the operation speed when the speed control of the permanent magnet synchronous motor is performed using the pulse width modulation voltage source inverter. Another object of the present invention is to provide a pulse amplitude modulation control device capable of optimally controlling over a wide speed range so that a DC link voltage can follow a change in terminal voltage of a permanent magnet synchronous motor.

上記課題を解決するため、本発明の永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）のパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置は、蓄電池出力端子に双方向昇降圧コンバータ回路を接続し、双方向昇降圧コンバータ回路の出力側にＰＷＭ電圧形インバータ回路（ＰＷＭ−ＶＳＩ）を接続し、ＰＷＭ電圧形インバータ回路に可変速永久磁石同期電動機を接続して可変速駆動するパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置であって、永久磁石同期電動機の端子電圧に対応してＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を設定し、双方向昇降圧コンバータ回路の各スイッチのデューティ比を選択することにより蓄電池の出力電圧を昇降圧してインバータ直流リンク電圧を適合する値に調整することを特徴とする。 In order to solve the above problems, a pulse amplitude modulation (PAM) control device for a permanent magnet synchronous motor (PMSM) according to the present invention connects a bidirectional buck-boost converter circuit to a storage battery output terminal, and outputs the bidirectional buck-boost converter circuit. A pulse amplitude modulation (PAM) control device for connecting a PWM voltage source inverter circuit (PWM-VSI) to the side and connecting a variable speed permanent magnet synchronous motor to the PWM voltage source inverter circuit for variable speed driving, comprising a permanent magnet The inverter DC link voltage of the PWM voltage source inverter circuit is set corresponding to the terminal voltage of the synchronous motor, and the output voltage of the storage battery is stepped up and down by selecting the duty ratio of each switch of the bidirectional buck-boost converter circuit. The link voltage is adjusted to a suitable value.

本発明のパルス振幅制御装置は、蓄電池出力端子に接続した双方向昇降圧コンバータ回路の働きによりＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を適宜昇降圧調整するので、実質的にパルス振幅変調機能を備えることになり、インバータ直流リンク電圧が低いことが好ましい低速領域でも高いことが必要な高速領域でも適切なインバータ直流リンク電圧を供給して最適ＰＡＭ制御を行うことができる。 The pulse amplitude control device of the present invention adjusts the inverter DC link voltage of the PWM voltage source inverter circuit as appropriate by the action of the bidirectional buck-boost converter circuit connected to the storage battery output terminal. Therefore, the optimum PAM control can be performed by supplying an appropriate inverter DC link voltage even in a low speed region where a low inverter DC link voltage is preferable and in a high speed region where high DC voltage is required.

本発明に使用する双方向昇降圧コンバータ回路は、インダクタを中心としてその両側にフライホイールダイオードと対になった電力スイッチを４対配設し、その両側にコンデンサを設けたものであることが好ましい。
インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は、永久磁石同期電動機端子電圧の指令値Ｖ_l ^*に３^1/2を掛けた値に設定することが好ましい。ただし、Ｖ_l ^*はｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対して、Ｖ_l ^*２＝ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2なる関係を有する。 In the bidirectional buck-boost converter circuit used in the present invention, it is preferable that four pairs of power switches paired with flywheel diodes are arranged on both sides of the inductor as a center, and capacitors are provided on both sides thereof. .
The inverter DC link voltage command value V _DC ^* is preferably set to a value obtained by multiplying the command value V _l ^* of the permanent magnet synchronous motor terminal voltage by 3 ^1/2 . However, V _l ^* has a relationship of V _l ^* 2 = v _d ^{* 2} + v _q ^{* 2 with} respect to the d-axis voltage command value v _d ^* and the q-axis voltage command value v _q ^* .

可変速永久磁石同期電動機の力行時において、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整するときに、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池出力電圧Ｖ_iより小さい場合に、双方向昇降圧コンバータ回路において蓄電池端子とインダクタの間に介装される第１の電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁をＫ_p（Ｖ_DC ^*−Ｖ_DC）に、その他の電力スイッチＳ₂，Ｓ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にすることにより、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを降圧することができる。ただし、Ｋ_pは比例ゲインである。 When the inverter DC link voltage V _DC is adjusted during power running of the variable speed permanent magnet synchronous motor, and the inverter DC link voltage command value V _DC ^* is smaller than the storage battery output voltage V _i , the bidirectional buck-boost converter circuit The duty ratio D ₁ of the first power switch S ₁ interposed between the storage battery terminal and the inductor is set to K _p (V _DC ^* −V _DC ), and the duty of the other power switches S ₂ , S ₃ , S ₄ By setting the ratio to 0, the inverter DC link voltage V _DC can be stepped down. However, _Kp is a proportional gain.

また、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池出力電圧Ｖ_iより大きい場合に、双方向昇降圧コンバータ回路において蓄電池端子とインダクタの間に介装される第１電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁を１に、またインダクタとインバータ回路の接地側端子の間に介装される第２の電力スイッチＳ₂のデューティ比Ｄ₂を（１−Ｖ_i／Ｖ_DC ^*）に、その他の電力スイッチＳ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にすることにより、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを昇圧することができる。 When the inverter DC link voltage command value V _DC ^* is larger than the storage battery output voltage V _i , the duty ratio D of the first power switch S ₁ interposed between the storage battery terminal and the inductor in the bidirectional buck-boost converter circuit. _{1 is set} to 1, the duty ratio D ₂ of the second power switch S ₂ interposed between the inductor and the ground side terminal of the inverter circuit is set to (1−V _i / V _DC ^* ), and the other power switches By setting the duty ratios of S ₃ and S ₄ to 0, the inverter DC link voltage V _DC can be boosted.

さらに、可変速永久磁石同期電動機の回生制動時において、双方向昇降圧コンバータ回路において、インダクタとインバータ回路の直流リンク電圧端子の間に介装される第３の電力スイッチＳ₃のデューティ比Ｄ₃を１に、また蓄電池側接地端子とインダクタの間に介装される第４の電力スイッチＳ₄のデューティ比Ｄ₄を（１−Ｖ_DC／ｖ_i ^*）に、その他の電力スイッチＳ₁，Ｓ₂のデューティ比を０にして、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを蓄電池出力電圧Ｖ_iより昇圧して電流を蓄電池に流し込むことができる。 Further, during the regenerative braking of the variable speed permanent magnet synchronous motor, the duty ratio D _{3 of the} _third power switch S ₃ interposed between the inductor and the DC link voltage terminal of the inverter circuit in the bidirectional buck-boost converter circuit. , The duty ratio D ₄ of the fourth power switch S ₄ interposed between the storage battery side ground terminal and the inductor is set to (1−V _DC / v _i ^* ), and the other power switches S ₁ , By setting the duty ratio of S ₂ to 0, the inverter DC link voltage V _DC can be boosted from the storage battery output voltage V _i and the current can flow into the storage battery.

本発明の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置によれば、低速度運転時における電圧指令値の総合歪み率（ＴＨＤ）を改善することができる。この結果として電機子電流のＴＨＤも改善され、電機子電流の影響が大きい低速度軽負荷時においても良好な制御性能を得ることができる。また、電動機端子電圧制限が緩和されることにより運転可能速度範囲が拡大する。さらに、回生制動時にインバータ直流リンク電圧を蓄電池供給電圧まで昇圧することにより電動機の制動力が向上する。 According to the pulse amplitude modulation control apparatus for a variable speed permanent magnet synchronous motor of the present invention, the total distortion rate (THD) of the voltage command value during low speed operation can be improved. As a result, the THD of the armature current is also improved, and good control performance can be obtained even at low speed and light load where the influence of the armature current is large. In addition, the operable speed range is expanded by relaxing the motor terminal voltage limit. Furthermore, the braking force of the motor is improved by boosting the inverter DC link voltage to the storage battery supply voltage during regenerative braking.

以下、図面を用い実施例に基づいて本発明のパルス振幅変調制御装置を詳細に説明する。
図１は本実施例に係る可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の主機側回路図である。
本実施例のパルス振幅変調制御装置の主機は、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１０、インバータ回路２０、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０、蓄電池回路４０から構成される。
永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１０は、回転子磁極に永久磁石を用いた同期電動機である。各相端子にインバータ回路２０の各相出力を供給して、固定子に回転磁界を発生させて回転子を回転させる。回転速度はインバータ回路２０のスイッチ回路のオンオフ制御により決められる。 Hereinafter, a pulse amplitude modulation control apparatus of the present invention will be described in detail based on embodiments with reference to the drawings.
FIG. 1 is a main circuit side circuit diagram of a pulse amplitude modulation control apparatus for a variable speed permanent magnet synchronous motor according to the present embodiment.
The main unit of the pulse amplitude modulation control apparatus of this embodiment is composed of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) 10, an inverter circuit 20, a bidirectional buck-boost DC-DC converter circuit 30, and a storage battery circuit 40.
The permanent magnet synchronous motor (PMSM) 10 is a synchronous motor using a permanent magnet as a rotor magnetic pole. The phase output of the inverter circuit 20 is supplied to each phase terminal, and a rotating magnetic field is generated in the stator to rotate the rotor. The rotation speed is determined by on / off control of the switch circuit of the inverter circuit 20.

インバータ回路２０は、相毎に２個の電力スイッチが直列に接続された電力スイッチ群からなり、各相における電力スイッチの中間接続点から３相同期電動機１０の相毎に電圧を供給するパルス幅変調電圧形インバータ回路（ＰＷＭ−ＶＳＩ）である。電力スイッチ群の一端側が接続された電線にはインバータ直流リンク電圧Ｖ_DCが印加されている。電力スイッチは、スイッチ素子とダイオードが並列に接続されたもので、制御回路によりスイッチ素子を所定のシーケンスに基づいて開閉して同期電動機の各相に適宜な電流を供給する。 The inverter circuit 20 includes a power switch group in which two power switches are connected in series for each phase, and a pulse width for supplying a voltage for each phase of the three-phase synchronous motor 10 from an intermediate connection point of the power switches in each phase. This is a modulation voltage source inverter circuit (PWM-VSI). The inverter DC link voltage V _DC is applied to the electric wire to which one end side of the power switch group is connected. In the power switch, a switching element and a diode are connected in parallel, and a switching circuit is opened and closed by a control circuit based on a predetermined sequence, and an appropriate current is supplied to each phase of the synchronous motor.

三相交流理論より、ＰＭＳＭ１０のａ相ｂ相線間電圧ｖ_abはａ相を基準とすればａ相電圧の振幅Ｖ_ampを用いて（１）式で表される。
ｖ_ab＝３^1/2（Ｖ_amp／２^1/2）∠π／６（１）
ＰＭＳＭ１０の端子電圧Ｖ_lは、ｖ_abの実効値と等しいので、（２）式で表される。
Ｖ_l＝（３／２）^1/2Ｖ_amp （２）
三角波比較法によりＰＷＭ−ＶＳＩ２０を駆動する場合、インバータ回路２０の直流リンク電圧Ｖ_DCを用いて、Ｖ_amp≦Ｖ_DC／２となるから、ＰＭＳＭ１０の端子電圧Ｖ_lは（３）式で表される。
Ｖ_l≦（３／８）^1/2Ｖ_DC （３） From the three-phase AC theory, the a-phase b-phase line voltage v _ab of the PMSM 10 is expressed by the equation (1) using the amplitude V _amp of the a-phase voltage when the a-phase is used as a reference.
v _ab = 3 ^1/2 (V _amp / 2 ^1/2 ) ∠π / 6 (1)
Since the terminal voltage V _{l of the} PMSM 10 is equal to the effective value of v _ab , it is expressed by equation (2).
V _l = (3/2) ^1/2 V _amp (2)
When the PWM-VSI 20 is driven by the triangular wave comparison method, V _amp ≦ V _DC / 2 using the DC link voltage V _DC of the inverter circuit 20, the terminal voltage V _{l of the} PMSM 10 is expressed by equation (3). The
V _l ≤ (3/8) ^1/2 V _DC (3)

ＰＭＳＭ１０を定トルク領域で運転させるときには、端子電圧Ｖ_lが制限されないように直流リンク電圧Ｖ_DCを決めればよい。しかし、端子電圧Ｖ_lに対して直流リンク電流Ｖ_DCがあまりに大きすぎる場合は、ＰＷＭ−ＶＳＩ２０が端子電圧Ｖ_lを生成するための変調率が低くなりすぎて、要求された相電圧波形を実現することが困難になる。また、スイッチ素子のデッドタイムによる外乱電圧は直流リンク電圧Ｖ_DCに比例して増加する。
変調率を高い値に維持し、また外乱電圧の影響を抑制するためには、直流リンク電圧Ｖ_DCを最適に設定する必要がある。 When the PMSM 10 is operated in the constant torque region, the DC link voltage V _DC may be determined so that the terminal voltage V _l is not limited. However, when with respect to the terminal voltage V _l DC link current V _DC is too large, PWM-VSI20 is modulation factor becomes too low to produce a terminal voltage V _l, realize the required phase voltage waveform It becomes difficult to do. Also, the disturbance voltage due to the dead time of the switch element increases in proportion to the DC link voltage V _DC .
In order to maintain the modulation rate at a high value and suppress the influence of the disturbance voltage, it is necessary to optimally set the DC link voltage V _DC .

このため、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を決定した後で、端子電圧指令値Ｖ_l ^*＝（ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2）^1/2を算定して、（４）式によりインバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定する。
Ｖ_DC ^*＝（８／３）^1/2Ｖ_l ^* （４）
こうして求められるインバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は、ＰＭＳＭ１０の運転状況に応じてオンラインで決定され、負荷の変動にも対応することができる。 Therefore, after determining the d-axis voltage command value v _d ^* and the q-axis voltage command value v _q ^* , the terminal voltage command value V _l ^* = (v _d ^{* 2} + v _q ^{* 2} ) ^1/2 is calculated. Thus, the inverter DC link voltage command value V _DC ^* is determined by equation (4).
V _DC ^* = (8/3) ^1/2 V _l ^* (4)
The inverter DC link voltage command value V _DC ^* obtained in this way is determined online according to the operating state of the PMSM 10 and can cope with load fluctuations.

なお、ＰＷＭ−ＶＳＩ２０の出力電圧は高調波成分を含んでいるため、端子電圧Ｖ_lは理想的な値より高くなる。したがって、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は少し余裕を持つ必要があり、最終的には（５）式にしたがって設定することが好ましい。
Ｖ_DC ^*＝３^1/2Ｖ_l ^* （５） Note that since the output voltage of the PWM-VSI 20 includes a harmonic component, the terminal voltage V _l becomes higher than an ideal value. Therefore, the inverter DC link voltage command value V _DC ^* needs to have a little margin, and is preferably set according to the equation (5) finally.
V _DC ^* = 3 ^1/2 V _l ^* (5)

本実施例では、（４）式を用いて、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定することにより、ＰＭＳＭの端子電圧Ｖ_lを運転速度に対応して上昇させることができるので、運転速度の制限が緩和される。 In this embodiment, by determining the inverter DC link voltage command value V _DC ^* using the equation (4), the PMSM terminal voltage V _l can be increased corresponding to the operating speed. The restrictions are relaxed.

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、インダクタＬを中心としてその両側に４対の電力スイッチＳ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄を配設し、その両側にコンデンサＣ₁，Ｃ₂を設けたものである。電力スイッチは、それぞれダイオードとスイッチ素子が逆並列に接続されて形成され、制御回路によりスイッチ素子を開放するとダイオードの方向にのみ電流が流れ、スイッチ素子を閉止するとスイッチは短絡されて電流が流れる。 The bidirectional buck-boost DC-DC converter circuit 30 has four pairs of power switches S ₁ , S ₂ , S ₃ , S ₄ arranged on both sides of the inductor L as a center, and capacitors C ₁ , C _{2 on} both sides thereof. Is provided. Each power switch is formed by connecting a diode and a switch element in antiparallel, and when the switch element is opened by the control circuit, current flows only in the direction of the diode, and when the switch element is closed, the switch is short-circuited and current flows.

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、直流リンク電圧Ｖ_DCの昇降圧を行うために導入されたものである。図１のコンバータ回路３０において、蓄電池側の端子電圧ｖ₁とインバータ側端子電圧ｖ₂の間には（６）式の関係がある。
ｖ₂＝Ｄ₁／（１−Ｄ₂）^*ｖ₁
ｖ₁＝Ｄ₂／（１−Ｄ₄）^*ｖ₂ （６）
ここで、Ｄ_iはそれぞれスイッチＳ_iのデューティ比である。ｉは１，２，３，４のいずれかを指す。
（６）式から、エネルギーがｖ₁からｖ₂の方向に流れるときはスイッチＳ₁，Ｓ₂のみを用い、エネルギーが逆にｖ₂からｖ₁の方向に流れるときはスイッチＳ₃，Ｓ₄のみを用いることで、双方向の昇降圧を行うことができることが分かる。 The bidirectional step-up / step-down DC-DC converter circuit 30 is introduced to increase / decrease the DC link voltage V _DC . In the converter circuit 30 in FIG. 1, between the terminal voltage v ₁ and the inverter-side terminal voltage v ₂ of the storage battery side (6) a relationship of.
_{_{v 2 = D 1 / (1}} -D 2) * v 1
_{_{v 1 = D 2 / (1}} -D 4) * v 2 (6)
Here, D _i is the duty ratio of the switch S _i , respectively. i indicates any one of 1, 2, 3, and 4.
From the formula (6), when the energy flows in the direction from v ₁ to v ₂ , only the switches S ₁ and S ₂ are used, and when the energy flows in the reverse direction from v ₂ to v ₁ , the switches S ₃ and S _{4 are used.} It can be seen that bi-directional step-up / step-down can be performed by using only.

なお、図１における、インダクタＬを流れる電流ｉ_L、蓄電池側コンデンサＣ₁の電圧ｖ_C1、インバータ回路側コンデンサＣ₂の電圧ｖ_C2は、（７）式の微分方程式で表される。
d/dtｉ_L=ｖ_L／Ｌ
d/dtｖ₁=ｉ_C1／Ｃ₁
d/dtｖ₂=ｉ_C2／Ｃ₂ （７）
ここで、インダクタＬの両端電圧ｖ_L、蓄電池側コンデンサＣ₁に流入する電流ｉ_C1、インバータ回路側コンデンサＣ₂に流入する電流ｉ_C2の状態は、スイッチ状態とインダクタＬを流れる電流ｉ_Lの初期値により決定される。 Incidentally, in FIG. 1, the current i _L flowing through the inductor L, the storage battery side capacitor C ₁ of the voltage v _C1, the voltage v _C2 of the inverter circuit side capacitor C ₂ is represented by the differential equation (7).
d / dti _L = v _L / L
d / dtv ₁ = i _C1 / C ₁
d / dtv ₂ = i _C2 / C ₂ (7)
Here, the state of the voltage v _L across the inductor L, the current i _C1 flowing into the storage battery side capacitor C ₁ , and the current i _C2 flowing into the inverter circuit side capacitor C ₂ are the switch state and the current i _L flowing through the inductor L. It is determined by the initial value.

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０の蓄電池側端子には端子電圧Ｖ_iの蓄電池回路４０の端子を接続し、またインバータ側端子にはインバータ回路２０の一次側端子が接続されている。
（５）式に基づいて、インバータ回路２０の直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定する。 Bidirectional temperature in the storage battery side terminal of the step-down DC-DC converter circuit 30 connects the terminal of the battery circuit 40 of the terminal voltage V _i, also the primary-side terminals of the inverter circuit 20 is connected to the inverter side terminals.
Based on the equation (5), the DC link voltage command value V _DC ^* of the inverter circuit 20 is determined.

力行時において、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池端子電圧Ｖ_iより小さい（Ｖ_DC ^*＜Ｖ_i）ときは、各スイッチのデューティ比を（８）式にしたがって決定する。
Ｄ₁＝Ｋ_p（Ｖ_DC ^*−Ｖ_DC）
Ｄ₂＝０
Ｄ₃＝Ｄ₄＝０（８）
ここで、Ｋ_pは比例係数である。
すると、（６）式に従い、ｖ_iを降圧して運転速度に対応する最適な直流リンク電圧Ｖ_DCを出力させることができる。 When the DC link voltage command value V _DC ^* is smaller than the storage battery terminal voltage V _i (V _DC ^* <V _i ) during power running, the duty ratio of each switch is determined according to equation (8).
D ₁ = K _p (V _DC ^* −V _DC )
D ₂ = 0
D ₃ = D ₄ = 0 (8)
Here, K _p is a proportional coefficient.
Then, according to equation (6), v _i can be stepped down to output the optimum DC link voltage V _DC corresponding to the operating speed.

また、力行時において、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池端子電圧Ｖ_iより大きい（Ｖ_DC ^*＞Ｖ_i）ときは、各スイッチのデューティ比を（９）式にしたがって決定する。
Ｄ₁＝１
Ｄ₂＝１−Ｖ_i／Ｖ_DC ^*
Ｄ₃＝Ｄ₄＝０（９）
すると、（６）式に従い、ｖ₂＝（Ｖ_DC ^*／Ｖ_i）ｖ₁となり、蓄電池端子電圧Ｖ_iを昇圧して直流リンク電圧Ｖ_DCとして供給するので、運転可能な速度範囲が拡大する。 Further, when the DC link voltage command value V _DC ^* is larger than the storage battery terminal voltage V _i during power running (V _DC ^* > V _i ), the duty ratio of each switch is determined according to the equation (9).
D ₁ = 1
D ₂ = 1−V _i / V _DC ^*
D ₃ = D ₄ = 0 (9)
Then, according to the formula (6), v ₂ = (V _DC ^* / V _i ) v ₁ , and the storage battery terminal voltage V _i is boosted and supplied as the DC link voltage V _DC , so that the operable speed range is expanded. .

さらに、回生制動時には、各スイッチのデューティ比を（１０）式により決定する。
Ｄ₁＝Ｄ₂＝０
Ｄ₃＝１
Ｄ₄＝１−Ｖ_DC／Ｖ_i ^* （１０）
すると（６）式から、ｖ₁＝（Ｖ_i ^*／Ｖ_DC）ｖ₂となり、直流リンク電圧Ｖ_DCを昇圧して蓄電池端子電圧Ｖ_i以上にするので、蓄電池Ｅ_batに電流が流れて充電が可能になる。 Further, at the time of regenerative braking, the duty ratio of each switch is determined by the equation (10).
D ₁ = D ₂ = 0
D ₃ = 1
D ₄ = 1−V _DC / V _i ^* (10)
Then, from equation (6), v ₁ = (V _i ^* / V _DC ) v ₂ , and the DC link voltage V _DC is boosted to the storage battery terminal voltage V _i or more, so that the current flows through the storage battery E _bat and is charged. Is possible.

蓄電池回路４０は、蓄電池Ｅ_batは内部抵抗Ｒ_batを介して電流ｉ_batを双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０に供給する。蓄電池回路４０の端子電圧はＶ_iである。
なお、電動機が回生制動するときには、発生する電流を蓄電池Ｅ_batに充電して活用することができる。 In the storage battery circuit 40, the storage battery E _bat supplies a current i _bat to the bidirectional step-up / step-down DC-DC converter circuit 30 via the internal resistance R _bat . The terminal voltage of the storage battery circuit 40 is V _i .
When the electric motor performs regenerative braking, the generated current can be used by charging the storage battery E _bat .

図２は、本実施例の永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の制御システムの構成を説明するブロック図である。
ＰＭＳＭ１０の制御系は速度制御器５１を用いる速度制御ループと電流制御器５３を用いる電流制御ループで構成されている。
ＰＭＳＭ１０の回転子磁極位置θ_rはロータリーエンコーダ（ＲＥ）１１で、また三相電流は電流センサ１２，１３により正確に検出される。なお、磁極位置θ_rの情報はｄｑ／ａｂｃ変換器２１や負荷トルク推定オブザーバ５５に供給され、また微分器５６を通して角周波数ω_rに変成した後に速度制御器５１やｄ軸電流生成器５４に供給される。 FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the control system of the pulse amplitude modulation control apparatus for the permanent magnet synchronous motor of this embodiment.
The control system of the PMSM 10 includes a speed control loop using the speed controller 51 and a current control loop using the current controller 53.
The rotor magnetic pole position θ _r of the PMSM 10 is accurately detected by the rotary encoder (RE) 11 and the three-phase current is accurately detected by the current sensors 12 and 13. The information on the magnetic pole position θ _r is supplied to the dq / abc converter 21 and the load torque estimation observer 55, and after being converted into the angular frequency ω _r through the differentiator 56, the information is sent to the speed controller 51 and the d-axis current generator 54. Supplied.

負荷トルク推定オブザーバ５５は、ｄｑ／ａｂｃ変換器２１から出力されるｄｑ軸電流ｖ_dqと回転子磁極位置θ_rから負荷トルク推定値^τ_Lを求めて、速度制御器５１に供給する。
速度制御器５１の出力τ_e ^*と信号遅延器５７で１サンプル時間遅らされたｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*を電流設定器５２に入力して変成し、ｑ軸電流指令値ｉ_qt ^*として電流制御器５３に供給する。
ｄ軸電流生成器５４は、ｑ軸電流指令値ｉ_qt ^*と角周波数ω_rによりｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*を生成して供給する。ｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*は最大効率制御に基づいて決定されている。 The load torque estimation observer 55 obtains a load torque estimated value ^ τ _L from the dq axis current v _dq output from the dq / abc converter 21 and the rotor magnetic pole position θ _r and supplies it to the speed controller 51.
The output τ _e ^* of the speed controller 51 and the d-axis current command value i _dt ^* delayed by one sample time by the signal delay unit 57 are input to the current setter 52 to be transformed, and the q-axis current command value i _qt ^* To the current controller 53.
The d-axis current generator 54 generates and supplies a d-axis current command value i _dt ^{* based} on the q-axis current command value i _qt ^* and the angular frequency ω _r . The d-axis current command value i _dt ^* is determined based on the maximum efficiency control.

ｄｑ軸電圧ｖ_dqは、非特許文献１に説明されたいわゆるデッドタイム補償法を用いてｄｑ軸電圧指令値ｖ_dq ^*に近似するように補償される。さらに、コンバータ制御器３１において、計算されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_dq ^*を用い（５）（８）（９）式に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０のスイッチのデューティ比を決定する。 The dq-axis voltage v _dq is compensated to approximate the dq-axis voltage command value v _dq ^* using a so-called dead time compensation method described in Non-Patent Document 1. Further, the converter controller 31 determines the duty ratio of the switch of the DC-DC converter circuit 30 based on the equations (5), (8), and (9) using the calculated dq-axis voltage command value v _dq ^* .

なお、負荷急変時の急激な速度変化を抑制するため、本願発明者らにより非特許文献２に開示されたものに準じて、（１１）式、（１２）式で構成される負荷トルク推定オブザーバ５５を速度制御器５１に組み合わせている。
Ｇ₁＝−（γ₁+γ₂＋γ₃＋Ｄ／Ｊ）
Ｇ₂＝γ₁γ₂＋γ₂γ₃＋γ₃γ₁−Ｇ₁Ｄ／Ｊ）
Ｇ₃＝γ₁γ₂γ₃Ｊ（１１） In order to suppress a rapid speed change at the time of a sudden load change, a load torque estimation observer configured by Expressions (11) and (12) according to what is disclosed in Non-Patent Document 2 by the present inventors. 55 is combined with the speed controller 51.
G ₁ = − (γ ₁ + γ ₂ + γ ₃ + D / J)
G ₂ = γ ₁ γ ₂ + γ ₂ γ ₃ + γ ₃ γ ₁ −G ₁ D / J)
G ₃ = γ ₁ γ ₂ γ ₃ J (11)

ここで、Ｇ₁，Ｇ₂，Ｇ₃はオブザーバゲイン、γ₁，γ₂，γ₃はオブザーバの極、JはＰＭＳＭの慣性係数、ＤはＰＭＳＭの制動係数、θ_rは回転子位置、ω_rは回転速度、τ_eculはトルクの算出値である。 Here, G ₁ , G ₂ , G ₃ are observer gains, γ ₁ , γ ₂ , γ ₃ are the poles of the observer, J is the PMSM inertia coefficient, D is the PMSM braking coefficient, θ _r is the rotor position, ω _r is the rotational speed and τ _ecul is the calculated value of torque.

本発明に係る永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の性能を確認するため、定格容量０．３５ｋＷ、定格速度８００ｒｐｍの埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）の可変速駆動を想定したシミュレーションを行った。
図３は、シミュレーション対象としたＩＰＭＳＭ、ＰＷＭ−ＶＳＩ、ＤＣ−ＤＣコンバータの機器仕様を示した表である。 In order to confirm the performance of the pulse amplitude modulation control device for a permanent magnet synchronous motor according to the present invention, a simulation was performed assuming a variable speed drive of an embedded magnet synchronous motor (IPMSM) having a rated capacity of 0.35 kW and a rated speed of 800 rpm. .
FIG. 3 is a table showing device specifications of the IPMSM, PWM-VSI, and DC-DC converter that are the simulation targets.

シミュレーションでは、ＩＰＭＳＭには等価鉄損抵抗を考慮した数学モデルを用い、電源は三角波比較法によるＰＷＭ−ＶＳＩを使用し、スイッチング素子のデッドタイムも考慮した。また、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は微分方程式でモデル化して、瞬時値レベルの解析を可能にした。負荷は速度に比例して増加し、２０００ｒｐｍで定格負荷となるようにした。 In the simulation, a mathematical model considering equivalent iron loss resistance was used for IPMSM, the PWM-VSI using a triangular wave comparison method was used for the power source, and the dead time of the switching element was also considered. In addition, the operation of the bidirectional buck-boost DC-DC converter is modeled by a differential equation to enable analysis of the instantaneous value level. The load increased in proportion to the speed and reached the rated load at 2000 rpm.

図４は、低速度駆動時におけるシミュレーション結果を示す図面である。ＩＰＭＳＭは０〜２秒の間加速し、２秒から２０ｒｐｍの一定運転を行っている。
図４の（ａ）は相電圧指令値ｖ_a ^*の変化、（ｂ）は相電流ｉ_aの変化、（ｃ）は電磁トルクτ_eの変化、（ｄ）はロータ回転速度ω_rの変化、（ｅ）は直流リンク電圧Ｖ_DCの変化を表す。いずれも横軸に運転開始からの経時時刻を示している。
（ａ）から（ｄ）の図面には、比較のため、本実施例の制御装置による場合と、直流リンク電圧が４２Ｖ一定に保持される場合についてシミュレーション結果を表示してある。 FIG. 4 is a diagram showing a simulation result during low-speed driving. The IPMSM accelerates for 0 to 2 seconds and operates at a constant speed of 2 to 20 rpm.
4A shows a change in the phase voltage command value v _a ^* , FIG. 4B shows a change in the phase current i _a , FIG. 4C shows _a change in the electromagnetic torque τ _e , and FIG. 4D shows _a change in the rotor rotational speed ω _r . , (E) represents changes in the DC link voltage V _DC . In both cases, the time elapsed from the start of operation is shown on the horizontal axis.
In the drawings from (a) to (d), for comparison, simulation results are displayed for the case of using the control device of this embodiment and for the case where the DC link voltage is held constant at 42V.

図４（ａ）〜（ｃ）によれば、本願発明装置により、正確な電圧指令値が生成されて、電機子電流およびトルク波形が改善されていることが確認できる。特に、０．５秒までの低速軽負荷領域では、直流リンク電圧一定の場合は電圧指令値、相電流、電磁トルクが激しく変動し、（ｄ）によればロータの速度にも変動が生じているのに対して、本願発明装置ではいずれの変数も安定していることが確認できる。
図４（ｅ）は本願発明装置において、直流リンク電圧指令値に対する直流リンク電圧の追従性を示す図面であるが、両者が全く重なっており、速度に応じて最適な直流リンク電圧に制御されていることが確認できる。 4 (a) to 4 (c), it can be confirmed that the device of the present invention generates an accurate voltage command value and improves the armature current and the torque waveform. In particular, in the low-speed light load range up to 0.5 seconds, when the DC link voltage is constant, the voltage command value, phase current, and electromagnetic torque fluctuate drastically. According to (d), the rotor speed also fluctuates. On the other hand, it can be confirmed that all the variables are stable in the device of the present invention.
FIG. 4 (e) is a diagram showing the followability of the DC link voltage with respect to the DC link voltage command value in the device of the present invention, but they are completely overlapped and controlled to the optimum DC link voltage according to the speed. It can be confirmed.

図５は、直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、印加負荷が０．２ｐｕ（軽負荷）と０．８ｐｕ（重負荷）のときのロータ回転速度ω_rに対する変調率の変化を示した図面である。
直流リンク電圧が変わらない場合には、低速になるにつれて変調率が低くなるのに対して、直流リンク電圧を調整する本発明装置では、印加負荷の大小に関わりなく、全速度範囲にわたって変調率がほぼ１に維持されている。
したがって、本発明装置によって、ＰＷＭ−ＶＳＩのパルス密度を高い状態に維持して、出力電圧を本質的に改善できることが分かる。 FIG. 5 shows the rotor rotation speed when the applied load is 0.2 pu (light load) and 0.8 pu (heavy load) for the control device of the present invention for adjusting the DC link voltage V _DC and the conventional device having a constant 42 V. It is the figure which showed the change of the modulation factor with respect to (omega) _r .
When the DC link voltage does not change, the modulation rate decreases as the speed decreases. On the other hand, in the device of the present invention that adjusts the DC link voltage, the modulation rate is maintained over the entire speed range regardless of the applied load. It is maintained at about 1.
Therefore, it can be seen that the device of the present invention can essentially improve the output voltage while maintaining the pulse density of PWM-VSI at a high level.

図６は、運転速度ω_rに対する電圧指令値ｖ_a ^*、電機子電流ｉ_aおよびトルクτ_eの総合歪み率ＴＨＤの変化を示したものである。
総合歪み率ＴＨＤは（１３）式で評価する。
ｖ_a ^*について、ＴＨＤ＝（ｖ_a ^*2−ｖ_a1 ^*2）^1/2／ｖ_a1 ^*
ｉ_aについて、ＴＨＤ＝（ｉ_a ²−ｉ_a1 ²）^1/2／ｉ_a1
τ_eについて、ＴＨＤ＝（τ_e ²−τ_ed ²）^1/2／τ_ed （１３）
ここで、ｖ_a ^*，ｖ_a1 ^*はａ相電圧指令値の実効値およびその基本波成分の実効値、ｉ_a，ｉ_a1はａ相電流の実効値およびその基本波成分の実効値、τ_e，τ_edはトルクの実効値およびその直流成分の実効値である。 FIG. 6 shows changes in the total distortion rate THD of the voltage command value v _a ^* , the armature current i _a and the torque τ _e with respect to the operating speed ω _r .
The total distortion rate THD is evaluated by equation (13).
For v _a ^* , THD = (v _a ^{* 2} −va ₁ ^{* 2} ) ^1/2 / v _a1 ^*
For i _a , THD = (i _a ² −i _a1 ² ) ^1/2 / i _a1
For τ _e , THD = (τ _e ² −τ _ed ² ) ^1/2 / τ _ed (13)
Here, v _a ^* and v _a1 ^* are effective values of the a-phase voltage command value and the effective value of the fundamental wave component, i _a and i _a1 are effective values of the a-phase current and the effective value of the fundamental wave component, τ _e and τ _ed are the effective value of torque and the effective value of its DC component.

図には、それぞれ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、印加負荷が０．２ｐｕ（軽負荷）と０．８ｐｕ（重負荷）のときのＴＨＤを示した。
図から、本発明装置によってＴＨＤが改善することが分かる。また、従来法と比較すると低速度軽負荷時により一層改善される。なお、特に電圧指令値ＴＨＤの改善が著しい。 The figure shows the THD when the applied load is 0.2 pu (light load) and 0.8 pu (heavy load) for the control device of the present invention for adjusting the DC link voltage V _DC and the conventional device with a constant 42 V, respectively. Indicated.
From the figure, it can be seen that THD is improved by the device of the present invention. Further, it is further improved at low speed and light load as compared with the conventional method. In particular, the voltage command value THD is remarkably improved.

図７は、直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、高速度駆動時におけるシミュレーション結果を示した図面である。ＩＰＭＳＭは０秒から２秒までは加速し、２秒経過後は２０００ｒｐｍの一定速度で運転させるものとする。負荷は速度に比例して増加し、２０００ｒｐｍで定格負荷になる。 FIG. 7 is a diagram showing simulation results during high-speed driving for the control device of the present invention for adjusting the DC link voltage V _DC and the conventional device with a constant 42V. The IPMSM is accelerated from 0 to 2 seconds, and after 2 seconds, the IPMSM is operated at a constant speed of 2000 rpm. The load increases in proportion to the speed and reaches the rated load at 2000 rpm.

図７の（ａ）はトルクτ_e、（ｂ）は回転速度ω_rの、運転開始からの経時時間に対する変化を示す。直流リンク電圧Ｖ_DCが４２Ｖ一定の場合は、回転速度が十分に追従できず、トルクも不安定であるが、本願発明装置では２０００ｒｐｍまで正確に追従し、トルクも定格値に安定していることが分かる。
また、（ｃ）はＩＰＭＳＭの端子電圧Ｖ₁の変化を示し、（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータの直流リンク電圧Ｖ_DCの変化を示す。
図７から、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*に応じて端子電圧ｖ_lが昇降圧され，速度に応じて最適な直流リンク電圧Ｖ_DCが出力されていることが確認できる。
したがって、本発明の装置によれば、運転可能速度範囲が拡大される。 7A shows the change in torque τ _e and FIG. 7B shows the change in rotational speed ω _r with respect to the elapsed time from the start of operation. When the DC link voltage V _DC is constant at 42 V, the rotational speed cannot follow sufficiently and the torque is unstable, but the device of the present invention accurately follows up to 2000 rpm and the torque is stable at the rated value. I understand.
Further, (c) shows a change in the terminal voltage V ₁ of the IPMSM, and (d) shows a change in the DC link voltage V _DC of the DC-DC converter.
From FIG. 7, it can be confirmed that the terminal voltage v _l is stepped up / down according to the DC link voltage command value V _DC ^* , and the optimum DC link voltage V _DC is output according to the speed.
Therefore, according to the apparatus of the present invention, the operable speed range is expanded.

図８は、ＩＰＭＳＭが、回転速度ω_r２０ｒｐｍ一定、負荷０．０１ｐｕで定常運転されているときに、５秒時点で１．０ｐｕの負荷をステップ的に印加したときの各変数の変化の様子を示す図面である。
図８の（ａ）は電磁トルクτ_e、（ｂ）は回転子速度ω_r、（ｃ）は直流リンク電圧Ｖ_DC、（ｄ）は負荷トルクτ_Lの変化を表す。
（ａ）から、電磁トルクは良好に制御されることが分かる。（ｂ）により、回転子速度は負荷トルクを補償したため、負荷トルク印加時の急激な変化が抑制されるように良好に制御されていることが分かる。また、（ｃ）を見ると、直流リンク電圧も負荷の急変に対応して望ましい値に制御されることが確認される。 FIG. 8 shows how each variable changes when a 1.0 pu load is applied stepwise at 5 seconds when the IPMSM is operating at a constant rotational speed ω _{r of} 20 rpm and a load of 0.01 pu. It is drawing which shows.
8A shows the electromagnetic torque τ _e , FIG. 8B shows the rotor speed ω _r , FIG. 8C shows the DC link voltage V _DC , and FIG. 8D shows the change in the load torque τ _L.
From (a), it can be seen that the electromagnetic torque is well controlled. From (b), it can be seen that the rotor speed is well controlled so as to suppress a sudden change when the load torque is applied because the load torque is compensated. Also, looking at (c), it is confirmed that the DC link voltage is also controlled to a desirable value in response to a sudden change in load.

図９は、回生制動時のシミュレーション結果を示す図面である。
シミュレーションは、ＩＰＭＳＭを０〜５秒の間加速し、その後６秒まで５００ｒｐｍ一定速度で運転し、６秒時点で−０．３ｐｕのトルク指令を与え、速度が０ｒｐｍになったら０．０ｐｕのトルク指令を与えて逆回転を防止する想定の下で実施した。
図９の（ａ）は、本発明装置と直流リンク電圧Ｖ_DCを４２Ｖ一定とした場合について、回転子速度の変化を示す。（ｂ）と（ｃ）は、それぞれ直流リンク電圧Ｖ_DCが４２Ｖ一定の場合と可変Ｖ_DCである本発明装置の場合について、バッテリ電流の変化を示す図面である。また、（ｄ）は、コンバータの入力電圧ｖ₁と出力電圧ｖ₂の変化を示す図面である。 FIG. 9 is a diagram showing a simulation result during regenerative braking.
In the simulation, the IPMSM was accelerated for 0 to 5 seconds, then operated at a constant speed of 500 rpm until 6 seconds, a torque command of −0.3 pu was given at 6 seconds, and the torque of 0.0 pu was reached when the speed reached 0 rpm. It was carried out under the assumption of giving a command to prevent reverse rotation.
FIG. 9 (a) shows changes in the rotor speed when the apparatus of the present invention and the DC link voltage V _DC are kept constant at 42V. (B) and (c) are diagrams showing changes in battery current for the case of the present invention in which the DC link voltage V _DC is constant 42 V and the variable V _DC , respectively. Further, (d) is a diagram showing changes in the input voltage v ₁ and the output voltage v ₂ of the converter.

図９の（ａ）によると、６秒以降の制動時において、本発明装置の方が速く零速度に到達することが分かる。これは、本発明装置では低速度時で直流リンク電圧Ｖ_DCがバッテリ電圧Ｖ_batより低い場合には、Ｖ_DCをＶ_batより高くなるまで昇圧して回生するからである。
（ｂ）と（ｃ）を比較すると、本発明装置の方が回生時により多くの電流がバッテリに充電されていることが確認できる。 According to (a) of FIG. 9, it can be seen that the device of the present invention reaches zero speed faster during braking after 6 seconds. This is because in the device of the present invention, when the DC link voltage V _DC is lower than the battery voltage V _bat at the low speed, V _DC is boosted and regenerated until it becomes higher than V _bat .
When (b) and (c) are compared, it can be confirmed that the battery of the present invention is charged with more current during regeneration.

本発明の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを組み込んで、低速度から高速度まで速度に応じてインバータの直流リンク電圧を調整することにより、最適なＰＡＭ制御を行うことができる。 The pulse amplitude modulation control device of the variable speed permanent magnet synchronous motor of the present invention incorporates a bidirectional buck-boost DC-DC converter and adjusts the DC link voltage of the inverter according to the speed from low speed to high speed, Optimal PAM control can be performed.

本発明により、上記の目的に適合する最適な直流リンク電圧指令値を決定する構成と、最適なコンバータスイッチ素子のデューティ比を決定する構成が提供されたので、低速度運転時の電圧指令値、電機子電流およびトルクの総合歪み率（ＴＨＤ）を改善し、運転可能速度範囲を拡大し、回生制動力の向上を達成することができる。
さらに、負荷の急変に対応して直流リンク電圧を瞬時に要求される値に変化させることもできることが確認できた。 According to the present invention, a configuration for determining an optimum DC link voltage command value suitable for the above-described purpose and a configuration for determining an optimum duty ratio of the converter switch element are provided. The total distortion rate (THD) of the armature current and torque can be improved, the operable speed range can be expanded, and the regenerative braking force can be improved.
Furthermore, it was confirmed that the DC link voltage can be instantaneously changed to a required value in response to a sudden change in load.

本発明の１実施例に係る可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の主機側回路図である。1 is a main circuit side circuit diagram of a pulse amplitude modulation control apparatus for a variable speed permanent magnet synchronous motor according to one embodiment of the present invention. FIG. 本実施例の永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の制御システムの構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the structure of the control system of the pulse amplitude modulation control apparatus of the permanent-magnet synchronous motor of a present Example. シミュレーション対象とした主要機器の機器仕様を示した表である。It is the table | surface which showed the equipment specification of the main equipment made into the simulation object. 低速度駆動時におけるシミュレーション結果を示す図面である。It is drawing which shows the simulation result at the time of low speed drive. 本実施例の制御装置と従来装置について、ロータ回転速度に対する変調率の変化を示した図面である。It is drawing which showed the change of the modulation factor with respect to a rotor rotational speed about the control apparatus of a present Example, and a conventional apparatus. 回転速度に対する電圧指令値、電機子電流およびトルクの総合歪み率ＴＨＤの変化を示した図面である。6 is a diagram showing changes in voltage command value, armature current, and total distortion rate THD of torque with respect to rotation speed. 本実施例の制御装置と従来装置について、高速度駆動時におけるシミュレーション結果を示した図面である。It is drawing which showed the simulation result at the time of high speed drive about the control apparatus of a present Example, and a conventional apparatus. 埋込磁石同期電動機が定常運転されているときに、負荷をステップ的に印加したときの各変数の変化の様子を示す図面である。It is drawing which shows the mode of a change of each variable when a load is applied stepwise when an embedded magnet synchronous motor is carrying out steady operation. 回生制動時のシミュレーション結果を示す図面である。It is drawing which shows the simulation result at the time of regenerative braking.

Explanation of symbols

１０永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）
２０インバータ回路
３０双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
４０蓄電池回路
５１速度制御器
５３電流制御器
１１ロータリーエンコーダ（ＲＥ）
１２，１３電流センサ
２１ｄｑ／ａｂｃ変換器
５５負荷トルク推定オブザーバ
５６微分器５６
５４ｄ軸電流生成器
５７信号遅延器
５２電流設定器
３１コンバータ制御器 10 Permanent magnet synchronous motor (PMSM)
20 Inverter circuit 30 Bidirectional buck-boost DC-DC converter circuit 40 Storage battery circuit 51 Speed controller 53 Current controller 11 Rotary encoder (RE)
12, 13 Current sensor 21 dq / abc converter 55 Load torque estimation observer 56 Differentiator 56
54 d-axis current generator 57 signal delay device 52 current setting device 31 converter controller

Claims

A bidirectional buck-boost converter circuit is connected to the storage battery output terminal, a PWM voltage source inverter circuit (PWM-VSI) is connected to the output side of the bidirectional buck-boost converter circuit, and a variable speed permanent magnet is connected to the PWM voltage source inverter circuit. A pulse amplitude modulation (PAM) control device connected to and driven by a synchronous motor (PMSM), wherein the inverter DC link voltage of the PWM voltage source inverter circuit is set corresponding to the terminal voltage of the variable speed permanent magnet synchronous motor A variable-speed permanent magnet for adjusting the inverter DC link voltage to a suitable value by stepping up / down the output voltage of the storage battery by selecting a duty ratio of each switch of the bidirectional buck-boost converter circuit A pulse amplitude modulation (PAM) control device for a synchronous motor.

4. The bidirectional buck-boost converter circuit is characterized in that four pairs of power switches paired with flywheel diodes are arranged on both sides of an inductor as a center, and capacitors are provided on both sides thereof. Item 8. A variable amplitude permanent magnet synchronous motor pulse amplitude modulation control device according to Item 1.

3. The inverter DC link voltage command value V _DC ^* is set to a value obtained by multiplying the command value V _l ^* of the variable speed permanent magnet synchronous motor terminal voltage by 3 ^1/2. The variable amplitude permanent magnet synchronous motor pulse amplitude modulation control apparatus. However, it is assumed that V _l ^* has a relationship of V _l ^{* 2} = v _d ^{* 2} + v _q ^{* 2 with} respect to the d-axis voltage command value v _d ^* and the q-axis voltage command value v _q ^* .

When adjusting the inverter DC link voltage V _DC during power running of the variable speed permanent magnet synchronous motor, if the inverter DC link voltage command value V _DC ^* is smaller than the storage battery output voltage V _i , the bidirectional In the buck-boost converter circuit, the duty ratio D ₁ of the power switch S ₁ interposed between the storage battery terminal and the inductor is set to K _p (V _DC ^* −V _DC ), and the other power switches S ₂ , S ₃ , _4. The pulse amplitude modulation control device for a variable speed permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the inverter DC link voltage V _DC is stepped down by setting the duty ratio of S4 to 0. However, _Kp is a proportional gain.

When adjusting the inverter DC link voltage V _DC during power running of the variable speed permanent magnet synchronous motor, if the inverter DC link voltage command value V _DC ^* is greater than the storage battery output voltage V _i , the bidirectional the duty ratio D ₁ of the first power switch S ₁ which is interposed between said inductor and the battery terminal in buck-boost converter circuit, also a power that is interposed between the ground-side terminal of the said inductor inverter circuit the duty ratio D ₂ of the switch S ₂ to _{_{(1-V i / V DC}} *), the duty ratio of the other of the power switch S _3, S ₄ to 0, to boost the inverter DC link voltage V _DC The pulse amplitude modulation control device for a variable speed permanent magnet synchronous motor according to any one of claims 1 to 3.

During regenerative braking of the variable-speed permanent magnet synchronous motor, in the bidirectional buck-boost converter circuit, the duty ratio D ₃ of the power switch S ₃ interposed between the inductor and the DC link voltage terminal of the inverter circuit is set. 1, the duty ratio D ₄ of the power switch S ₄ interposed between the storage battery side ground terminal and the inductor is set to (1−V _DC / v _i ^* ), and the other power switches S ₁ and S ₂ 4. The pulse amplitude modulation of a variable speed permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the inverter DC link voltage V _DC is boosted from the storage battery output voltage V _i by setting the duty ratio to 0. 5. Control device.