JP2008107119A - Current sensor - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 55
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 41
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 27
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 12
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 abstract 1
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 53
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 4
- 229910000889 permalloy Inorganic materials 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- PMVSDNDAUGGCCE-TYYBGVCCSA-L Ferrous fumarate Chemical group [Fe+2].[O-]C(=O)\C=C\C([O-])=O PMVSDNDAUGGCCE-TYYBGVCCSA-L 0.000 description 1
- 229910045601 alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000000956 alloy Substances 0.000 description 1
- 229910000808 amorphous metal alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
本発明は、工作機械や、ハイブリッドカー、EV車等に使用される、電流を非接触で高精度で計測する「磁気平衡式電流センサ」に係り、特にホール素子、MR素子等の磁気感応素子を使用しないで、交流だけでなく、直流を精度良く計測可能な電流センサに関する。 The present invention relates to a “magnetic balance type current sensor” that is used in machine tools, hybrid cars, EV cars, and the like, and that measures current with high accuracy in a non-contact manner, and in particular, magnetically sensitive elements such as Hall elements and MR elements. It is related with the current sensor which can measure not only alternating current but direct current accurately.
従来から、非接触型電流センサとしては、(1)フィードバックをかけない所謂「開ループ型」の磁気比例式電流センサと、(2)磁気平衡式であるフィードバック型電流センサとがある。 Conventionally, as the non-contact type current sensor, there are (1) a so-called “open loop type” magnetic proportional current sensor that does not apply feedback, and (2) a feedback type current sensor that is magnetically balanced.
(1) 開ループ型の磁気比例式電流センサは、磁気コアの一部にギャップを設け、ホール素子等の直流磁気に感応する素子を挿入し、前記磁気コアを貫通する貫通電流に比例して前記磁気コア内部に発生する磁束を検知し、出力とするものである。この磁気比例式電流センサは、構成は簡単であるが、開ループ型であるため、温度によるホール素子の感度変化が直接的にセンサ出力の精度を悪化させ、温度依存性が大きいという欠点があった。但し、低価格であるため、それほど精度が要求されない用途で使用されている。 (1) An open-loop type magnetic proportional current sensor has a gap in a part of a magnetic core, an element sensitive to DC magnetism such as a Hall element is inserted, and is proportional to the through current passing through the magnetic core. The magnetic flux generated inside the magnetic core is detected and output. Although this magnetic proportional current sensor has a simple configuration, it is of an open loop type, so that the sensitivity change of the Hall element due to temperature directly deteriorates the accuracy of the sensor output, and has a drawback that the temperature dependence is large. It was. However, because of its low price, it is used in applications that do not require much precision.
(2) フィードバック型電流センサは、上記(1)の「開ループ型」に対して「閉ループ型」である。磁気コアの一部にホール素子を挿入した(1)と同じ構成でも、回路的にギャップ内の磁束が常時ゼロとなるように、被測定電流が発生する磁束をフィードバック巻線にフィードバック電流を流し、所謂「等アンペア・ターンの原理」により相殺する。ホール素子の感度特性が温度等により変化してもセンサ出力に影響を与えないという利点があり、温度依存性が少ない高精度な電流センサが構成される。但し、ホール素子のオフセットの温度依存性の影響は受けてしまうという欠点があった。 (2) The feedback type current sensor is a “closed loop type” with respect to the “open loop type” in the above (1). Even with the same configuration as (1) in which a Hall element is inserted in a part of the magnetic core, the feedback current is passed through the feedback winding with the magnetic flux generated by the current to be measured so that the magnetic flux in the gap is always zero. This is offset by the so-called “equal amp turn principle”. Even if the sensitivity characteristic of the Hall element changes due to temperature or the like, there is an advantage that the sensor output is not affected, and a highly accurate current sensor with less temperature dependency is configured. However, there is a drawback that the temperature dependence of the offset of the Hall element is affected.
なお、ホール素子のオフセットとは、ホール素子を貫通する磁束がゼロの時に、例えば25℃時にホール素子出力がゼロであっても、低温や高温時に出力がゼロとならない温度に依存する誤差成分のことである。即ち、被測定電流が0[A]時の、温度による誤差のことを言う。 The offset of the Hall element is an error component depending on the temperature at which the output does not become zero at low or high temperatures even when the Hall element output is zero at 25 ° C. when the magnetic flux penetrating the Hall element is zero. That is. That is, it means an error due to temperature when the measured current is 0 [A].
また、ホール素子等の磁気感応素子を使用しない電流センサも提案されており、公知例として下記特許文献1,2に記載の技術が知られている。
Further, a current sensor that does not use a magnetically sensitive element such as a Hall element has been proposed, and the techniques described in
特許文献1は、測定用コアと基準用コアの2つのコアを備え、両コアに励振コイルを巻き、高周波励振電源から並列に励振し、検出コイルを両コアにそれぞれ巻き、零磁界制御回路に接続している。また、前記測定用コアに導線を貫通させ、かつ逆励磁コイルを巻回している。そして、前記測定用コアを貫通した導線に被測定電流を流したときに、両コアの磁界の差を零磁界制御回路で検出し、ゼロ磁界となるように逆励磁回路を作動させて逆励磁コイルに電流を流し、このときの出力を計測することにより、前記導線に流れる被測定電流を求めるものである。
これにより、分解能が高く、高精度な電流センサが得られるとしている。また、ホール素子を使用しないため、ホール素子による温度依存性の影響がないという長所がある。 As a result, a current sensor with high resolution and high accuracy can be obtained. Further, since the Hall element is not used, there is an advantage that there is no influence of temperature dependency by the Hall element.
特許文献1の問題点は、測定用と基準用の2個の磁気コアを使用し、両コアに励振コイル2個、検出コイル2個を設け、さらに測定用コアに逆励磁コイル1個を設ける必要があり、合計5個のコイルが必要となり構成が複雑化する。また、コアの材質として、ヒステリシスの磁束レベルの勾配がほぼ90度に近い、高価なアモルファス合金(又はパーマロイ)を使用し、しかもコア2個を必要とするため、コスト高となり、電流センサとしての形状が大きくなり、重量が重くなるという欠点があった。
The problem of
特許文献2は、1つの鉄心に2つの巻線を施した電流検出部を設け、第1の巻線に交流電圧をコンデンサを介して加えて誘起電圧を誘起させ、誘起電圧源を直流電圧検出装置に入力し、直流電路に被検出直流電流が流れるとき出力電圧を得る。この出力電圧を制御信号とするブースタを設け、ブースタの出力電流を第2の巻線の一方の端子から他方の端子に接続された負荷抵抗に流す。この負荷抵抗の両端に発生した電圧を平滑装置を通して交流分を除去し、被検出直流電流に比例した出力電圧が得られるように構成している。
従来の磁気コアにギャップを設けてホール素子を挿入した電流センサは、磁気抵抗が増大し発生磁束が減少するため、感度が低くなる欠点を、特許文献2ではギャップを無くした手段により、高感度にできるとしている。 A conventional current sensor in which a Hall element is inserted by providing a gap in a magnetic core increases the magnetoresistance and decreases the generated magnetic flux, so that the sensitivity is lowered. It can be done.
特許文献2の問題点は、電流検出部に被検出直流電流が流れた時に、第1巻線に誘起する交流電圧の、正の半波巾と負の半波巾に生じる電気角の差を、波形整形、整流平滑、電圧増幅を含む直流電圧検出装置で検出するため、回路が複雑になるという欠点があった。
The problem of
本発明は、上記の点に鑑み、1個の測定用閉磁路コアと、これに設けられる励磁巻線1個及び検出(フィードバック)巻線1個の計2個の巻線とからなる、従来例(特許文献1)の半分のコア・巻線構成とし、小型、軽量化、原価低減を図ることのできる磁気平衡式の電流センサを提供することを目的とする。 In view of the above points, the present invention is composed of a single closed magnetic circuit core for measurement and a total of two windings, one excitation winding and one detection (feedback) winding. An object of the present invention is to provide a magnetic balance type current sensor that has a half core / winding configuration of the example (Patent Document 1) and can be reduced in size, weight, and cost.
また、本発明は、前記測定用閉磁路コアにフィードバック電流を流す制御回路が、正と負のピーク値だけにより動作するため、従来例(特許文献2)のように、正と負の電気角の差を直流変換して増幅するという複雑な回路は必要なく、より簡単な回路構成として部品点数の低減を図ることのできる磁気平衡式の電流センサを提供することをもう一つの目的とする。 Further, according to the present invention, since the control circuit that feeds the feedback current to the measurement closed magnetic circuit core operates only by the positive and negative peak values, the positive and negative electrical angles as in the conventional example (Patent Document 2). Another object is to provide a magnetic balance type current sensor capable of reducing the number of parts as a simpler circuit configuration without requiring a complicated circuit for DC conversion and amplifying the difference.
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。 Other objects and novel features of the present invention will be clarified in embodiments described later.
上記目的を達成するために、本発明のある態様の電流センサは、被測定電流による磁束が発生する閉磁路コアと、
前記閉磁路コアに施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
前記励磁巻線の両端間に接続された、交流電圧源と抵抗との直列回路と、
前記励磁巻線に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路と、
前記正側ピーク検出回路で検出された正側ピーク値と、前記負側ピーク検出回路で検出された負側ピーク値との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備えたことを特徴としている。
In order to achieve the above object, a current sensor according to an aspect of the present invention includes a closed magnetic circuit core that generates a magnetic flux due to a current to be measured;
An excitation winding and a feedback winding applied to the closed magnetic circuit core;
A series circuit of an AC voltage source and a resistor connected between both ends of the excitation winding;
A positive-side peak detection circuit for detecting a positive-side peak value of the AC voltage generated in the excitation winding, and a negative-side peak detection circuit for detecting a negative-side peak value of the AC voltage;
Magnetic balance in which a feedback current is passed through the feedback winding so that the difference between the positive peak value detected by the positive peak detection circuit and the negative peak value detected by the negative peak detection circuit is zero. And an amplifier for use.
前記電流センサでは、磁気平衡状態において、前記正側ピーク値と前記負側ピーク値が等しくなり、前記閉磁路コアのB−H曲線内に描かれるマイナーループが、原点0を中心として、第1象限と第3象限にて常時、対称形となることを特徴としている。
In the current sensor, in the magnetic equilibrium state, the positive peak value and the negative peak value are equal, and the minor loop drawn in the BH curve of the closed magnetic circuit core is the first centered on the
本発明に係る電流センサは、ホール素子等の磁気感応素子を使用せず、被測定電流による磁束が発生する閉磁路コアのB−H曲線(例えば図2)の特性を利用して電流検出を行っており、B−H曲線の原点0を中心とした正側及び負側波形の対称性は温度に依存しない。このため、ホール素子等の磁気感応素子を使用した場合の温度変化によるオフセット変動は受けないから、温度変化に対する安定性を確保できる。
The current sensor according to the present invention does not use a magnetically sensitive element such as a Hall element, and performs current detection using the characteristic of a BH curve (for example, FIG. 2) of a closed magnetic circuit core that generates a magnetic flux due to a current to be measured. The symmetry of the positive and negative waveforms around the
特許文献1ではコア2個と5巻線が必要であったが、本発明の電流センサでは、コア1個と2巻線に半減でき、小型、軽量化が可能である。
In
さらに、特許文献2では、波形整形回路等を含む複雑な直流電圧検出装置を用いているが、本発明の電流センサではピーク値だけを検出することにより制御できるため、より簡単な回路構成を実現できる。
Furthermore, in
以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。 Hereinafter, as the best mode for carrying out the present invention, an embodiment of a current sensor will be described with reference to the drawings.
図1は磁気平衡型の電流センサの全体構成を示す回路図であり、図2乃至図4はその動作原理を示す説明図、図5は図1の回路図における各部の波形図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing the overall configuration of a magnetic balance type current sensor, FIGS. 2 to 4 are explanatory diagrams showing the operation principle, and FIG. 5 is a waveform diagram of each part in the circuit diagram of FIG.
図1において、1は測定用コアとしての閉磁路コアであり、これに励磁巻線2及びフィードバック巻線3がそれぞれ巻回されている。閉磁路コア1には直流バイアス電流となる被測定電流Ipが流れる電流路10が設けられている(図示の場合貫通している)。
In FIG. 1,
励磁巻線2の両端子2a,2b間には、交流電圧源としての発振器(オシレータ)4と負荷抵抗(直列抵抗)5との直列回路が接続されている。また、端子2bはグランドに接続されている。
A series circuit of an oscillator (oscillator) 4 serving as an AC voltage source and a load resistor (series resistor) 5 is connected between both
励磁巻線2の端子2aには励磁巻線2に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路6、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路7が接続され、正側ピーク検出回路6で検出された正側ピーク値と、負側ピーク検出回路7で検出された負側ピーク値との差がゼロになるようにフィードバック巻線3にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器8が設けられている。フィードバック巻線3に直列にセンサ出力電圧を取り出すための検出抵抗9が挿入されている。なお、ここでは正側ピーク値と負側ピーク値とは共に正の符号を持つものとして説明する。
A
ここで、図1の回路図の全体動作説明に先立って、図2乃至図4を用いて電流検出の原理について説明する。 Here, prior to the description of the overall operation of the circuit diagram of FIG. 1, the principle of current detection will be described with reference to FIGS.
図2は本実施の形態で用いる閉磁路コア1のB−H曲線(ヒステリシス曲線)の1例であり、コア材質としては、保磁力(Hc)が小さく、比透磁率が十分大きい(例えば、100,000以上)強磁性体が望ましく、アモルファス合金やパーマロイが挙げられる。
FIG. 2 is an example of the BH curve (hysteresis curve) of the closed
本実施の形態では閉磁路コア1の具体例として、PCパーマロイ(初透磁率60,000、最大透磁率180,000、飽和磁束密度0.65[T]、保磁力1.2[A/m]でギャップ無し品を使用している。
In the present embodiment, as a specific example of the closed
閉磁路コア1の直流特性は図2中のメジャーループで示され、このコアに巻いた励磁巻線2に交流バイアスを印加すると、以下に述べるようにメジャーループ内に小さなマイナーループを描く。
The DC characteristic of the closed
(a) 閉磁路コア1への直流バイアスがゼロ(即ち、被測定電流Ip=0)のとき、交流バイアスを励磁巻線2に印加すると、図2中のOa(原点0に一致)を中心として第1象限と第3象限に点対称(180度回転した図形が重なり合う)なマイナーループ(a)上で動作する。
(A) When the DC bias to the closed
(b) 次に、図3に示すように、閉磁路コア1に正側の直流バイアス電流(即ち、正側の被測定電流+Ip[A])が流れると、閉磁路コア1内部の磁界の強さH1は、
H1=+Ip×1[ターン]/L [A/m]
但し、L[m]:閉磁路コアの平均磁路長、被測定電流Ipは閉磁路コア1を貫通して流れるもの(1ターン)とした。
(B) Next, as shown in FIG. 3, when a positive DC bias current (that is, positive measured current + Ip [A]) flows through the closed
H1 = + Ip × 1 [turn] / L [A / m]
However, L [m]: the average magnetic path length of the closed magnetic circuit core, and the measured current Ip flow through the closed magnetic circuit core 1 (one turn).
動作するマイナーループは図2中(b)に示すように、Obを中心として非対称形となる。 As shown in FIG. 2B, the minor loop that operates is asymmetric with respect to Ob.
(c) 閉磁路コア1に負側の直流バイアス電流(即ち、負側の被測定電流−Ip[A])が流れたとき、(b)と同様にOcを中心として非対称形のマイナーループを描く。
(C) When a negative DC bias current (that is, negative measured current −Ip [A]) flows through the closed
図4(A),(B),(C)は、それぞれマイナーループ(a)、マイナーループ(b)、マイナーループ(c)をその中心Oa,Ob,Ocを中心として描いたものである。 4A, 4B, and 4C depict the minor loop (a), the minor loop (b), and the minor loop (c), respectively, with their centers Oa, Ob, and Oc as the centers.
図4(A)の場合、中心Oaに対してマイナーループは点対称であり(180度回転した図形が重なり合う)、|BA1|=|BA2|である。(B)の場合、中心Obに対してマイナーループは非対称であり、|BB1|<|BB2|、(C)の場合も、中心Ocに対してマイナーループは非対称であり、|BC1|>|BC2|である。また、図4(B)と(C)のマイナーループは相互に形が異なる。 In the case of FIG. 4A, the minor loop is point-symmetric with respect to the center Oa (the figures rotated by 180 degrees overlap), and | B A1 | = | B A2 |. For (B), the minor loop is asymmetrical with respect to the center Ob, | B B1 | <| B B2 |, in the case of (C), a minor loop for center Oc is asymmetric, | B C1 |> | B C2 |. Also, the minor loops in FIGS. 4B and 4C have different shapes.
図1の電流センサでは、被測定電流Ipが電流路10に流れることにより図4(B)又は(C)の状態にあるとき、フィードバック巻線3にフィードバック電流Isを流して閉磁路コア1内の磁界がゼロとなるようにし、そのフィードバック電流Isの電流値から被測定電流Ipを測定する。すなわち、閉磁路コア1内の磁界ゼロは図4(A)のように|BA1|=|BA2|となることから検知でき、そのとき、「等アンペア・ターンの原理」により、
Ip×Np=Is×Ns …(1)
(但し、Np:被測定電流Ipの電流路10の巻数(閉磁路コア1を1回貫通している例では1ターン)、Ns:フィードバック巻線3の巻数。)
が成立し、(1)式から被測定電流Ipは、
Ip=Is×Ns/Np …(2)
となる。
In the current sensor of FIG. 1, when the measured current Ip flows through the current path 10 and is in the state of FIG. 4B or FIG. The measured current Ip is measured from the current value of the feedback current Is. That is, the magnetic field zero in the closed
Ip × Np = Is × Ns (1)
(However, Np: the number of turns of the current path 10 of the current Ip to be measured (one turn in the case of passing through the closed
And the measured current Ip is
Ip = Is × Ns / Np (2)
It becomes.
図1の電流センサでは、測定用コアとしての閉磁路コア1に巻回する励磁巻線2の巻数は例えば50ターン、フィードバック巻線3の巻数は例えば10ターンとしている。
In the current sensor of FIG. 1, the number of turns of the excitation winding 2 wound around the closed
励磁巻線2には、交流バイアス印加用の交流電圧源としての発振器4と負荷抵抗5との直列回路が接続されている。負荷抵抗5を挿入する理由は、発振器4を定電圧源と見なすことができるため、閉磁路コア1の透磁率、すなわち励磁巻線2のインピーダンスが変化したときに、励磁巻線2の両端子2a,2b間の波形が負荷抵抗5の電圧降下で変化するようにするためである。発振器4の発振周波数は数10kHz〜数100kHzであり、発振波形は正弦波が最も好ましく、三角波や正弦波に近似した台形波も使用できる。
A series circuit of an oscillator 4 and a
励磁巻線2の一方の端子2bはグランドレベルとされ、他方の端子2aに現れる誘起電圧は正側ピーク検出回路6及び負側ピーク検出回路7に印加される。
One
正側ピーク検出回路6は、演算増幅器OP1と、その出力電圧を整流するダイオードD1と、ダイオードD1の整流電圧で充電されるコンデンサC1とを有し、正側ピーク値をホールドしたコンデンサC1の端子電圧が磁気平衡用増幅器8の一方の入力端に入力される。 The positive-side peak detection circuit 6 includes an operational amplifier OP1, a diode D1 that rectifies its output voltage, and a capacitor C1 that is charged with the rectified voltage of the diode D1, and a terminal of the capacitor C1 that holds the positive-side peak value. A voltage is input to one input terminal of the magnetic balance amplifier 8.
負側ピーク検出回路7は、負側の波形を正側に反転する増幅度1の反転増幅器11(インバータ:演算増幅器OP2と抵抗12,13からなる)と、演算増幅器OP3と、その出力電圧を整流するダイオードD2と、ダイオードD2の整流電圧で充電されるコンデンサC2とを有する。そして、負側ピーク値(絶対値)をホールドしたコンデンサC2の端子電圧が磁気平衡用増幅器8の他方の入力端に入力される。
The negative-side peak detection circuit 7 includes an inverting amplifier 11 (inverter: composed of an operational amplifier OP2 and
磁気平衡用増幅器8は、正側ピーク検出回路6の出力端6cの直流電圧値と、負側ピーク検出回路7の出力端7dの直流電圧値とが等しくなるようにフィードバック巻線3にフィードバック電流Isを流す。
The magnetic balance amplifier 8 feeds a feedback current to the feedback winding 3 so that the DC voltage value at the output terminal 6c of the positive peak detection circuit 6 is equal to the DC voltage value at the
すると、閉磁路コア1内部において、「等アンペア・ターンの原理」により、前記(1)式が成り立つ。例えば、被測定電流Ipが2[A]流れる電流路10の巻数Npを1ターン、フィードバック巻線3の巻数Nsを10ターンとしたときは、フィードバック電流Is=0.2[A]となる。
1[ターン]×2[A]=10[ターン]×0.2[A]=2[AT]
Then, in the closed
1 [turn] × 2 [A] = 10 [turn] × 0.2 [A] = 2 [AT]
フィードバック電流Isの測定値は、フィードバック巻線3に直列に接続された検出抵抗9の両端より被測定電流Ipに比例したセンサ出力電圧として取り出すことができる。
The measured value of the feedback current Is can be taken out as a sensor output voltage proportional to the measured current Ip from both ends of the
図1の電流センサの各部の波形を図5に示す。図5(1)は図2の(a)の被測定電流Ip=0[A]で磁気平衡状態にあるときを示す。この場合、正側ピーク値m[V]と負側ピーク値n[V]とが等しく、フィードバック電流Is=0となる。 The waveform of each part of the current sensor of FIG. 1 is shown in FIG. FIG. 5 (1) shows a state where the measured current Ip = 0 [A] in FIG. 2 (a) is in a magnetic equilibrium state. In this case, the positive peak value m [V] and the negative peak value n [V] are equal, and the feedback current Is = 0.
図5(2)は図2の(b)の状態で被測定電流Ip=+2[A]で非平衡状態にあるときを示す。このとき、正側ピーク値p[V]よりも負側ピーク値q[V]が大きくなり、図1の正側ピーク検出回路6の出力端6cと負側ピーク検出回路7の出力端7dの電圧値は相違し(出力端6cの電圧値<出力端7dの電圧値)、前記(1)式が成立して図5(4)の磁気平衡状態となるようにフィードバック電流がフィードバック巻線3に流されることになる。
FIG. 5 (2) shows a state where the measured current Ip = + 2 [A] is in an unbalanced state in the state of FIG. 2 (b). At this time, the negative peak value q [V] becomes larger than the positive peak value p [V], and the output terminal 6c of the positive peak detection circuit 6 and the
図5(3)は図2の(c)の状態で被測定電流Ip=−2[A]で非平衡状態にあるときを示す。このとき、正側ピーク値r[V]は負側ピーク値s[V]よりも大きくなり、前記出力端6cと出力端7dの電圧値は相違し(出力端6cの電圧値>出力端7dの電圧値)、このときも図5(4)の磁気平衡状態となるようにフィードバック電流がフィードバック巻線3に流されることになる。フィードバック電流Isが流れて磁気平衡状態となると、図2のB−H曲線において、Ob点、Oc点は原点0に戻り、再びm=nとなる。
FIG. 5 (3) shows a state where the measured current Ip = −2 [A] is in an unbalanced state in the state of FIG. 2 (c). At this time, the positive peak value r [V] is larger than the negative peak value s [V], and the voltage values of the output terminal 6c and the
従って、被測定電流Ipが変化しても、図1の磁気平衡用増幅器8が常時磁気平衡状態となるように自動的にかつ正確にフィードバック電流Isを流し、被測定電流Ipを高精度にモニタ可能な電流センサを構成できる。 Therefore, even if the measured current Ip changes, the feedback current Is flows automatically and accurately so that the magnetic balance amplifier 8 of FIG. 1 is always in a magnetic equilibrium state, and the measured current Ip is monitored with high accuracy. Possible current sensors can be constructed.
この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。 According to this embodiment, the following effects can be obtained.
(1) ホール素子等の磁気感応素子を使用せず、被測定電流Ipによる磁束が発生する閉磁路コア1のB−H曲線(例えば図2)の特性を利用して電流検出を行っており、B−H曲線の原点0を中心とした正側及び負側波形の対称性は温度に依存しない。このため、ホール素子等の磁気感応素子を使用した場合の温度変化によるオフセット変動は受けないから、温度変化に対する安定性を確保できる。従って、周囲温度に影響されない高精度の電流検出が可能である。
(1) Current detection is performed using the characteristics of the BH curve (for example, FIG. 2) of the closed
(2) 特許文献1ではコア2個と5巻線が必要であったが、本実施の形態の電流センサでは、コア1個と2巻線に半減でき、小型、軽量化が可能である。
(2) In
(3) 特許文献2では、波形整形回路を含む複雑な直流電圧検出装置を用いているが、本実施の形態の電流センサではピーク値だけを検出することにより制御できるため、より簡単な回路構成を実現できる。
(3) In
なお、正側及び負側ピーク検出回路は演算増幅器を用いた図1の回路に限定されず、他の回路構成としてもよい。 The positive side and negative side peak detection circuits are not limited to the circuit of FIG. 1 using operational amplifiers, and may have other circuit configurations.
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。 Although the embodiments of the present invention have been described above, it will be obvious to those skilled in the art that the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications and changes can be made within the scope of the claims.
1 閉磁路コア
2 励磁巻線
3 フィードバック巻線
4 発振器
5 負荷抵抗
6 正側ピーク検出回路
7 負側ピーク検出回路
8 磁気平衡用増幅器
9 検出抵抗
10 電流路
11 反転増幅器
C1,C2 コンデンサ
D1,D2 ダイオード
OP1,OP2,OP3 演算増幅器
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記閉磁路コアに施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
前記励磁巻線の両端間に接続された、交流電圧源と抵抗との直列回路と、
前記励磁巻線に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路と、
前記正側ピーク検出回路で検出された正側ピーク値と、前記負側ピーク検出回路で検出された負側ピーク値との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備えたことを特徴とする電流センサ。 A closed magnetic circuit core that generates magnetic flux due to the current to be measured;
An excitation winding and a feedback winding applied to the closed magnetic circuit core;
A series circuit of an AC voltage source and a resistor connected between both ends of the excitation winding;
A positive-side peak detection circuit for detecting a positive-side peak value of the AC voltage generated in the excitation winding, and a negative-side peak detection circuit for detecting a negative-side peak value of the AC voltage;
Magnetic balance in which a feedback current is passed through the feedback winding so that the difference between the positive peak value detected by the positive peak detection circuit and the negative peak value detected by the negative peak detection circuit is zero. A current sensor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006288122A JP4716030B2 (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Current sensor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006288122A JP4716030B2 (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Current sensor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008107119A true JP2008107119A (en) | 2008-05-08 |
JP4716030B2 JP4716030B2 (en) | 2011-07-06 |
Family
ID=39440594
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006288122A Expired - Fee Related JP4716030B2 (en) | 2006-10-23 | 2006-10-23 | Current sensor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4716030B2 (en) |
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CN111665383A (en) * | 2020-05-22 | 2020-09-15 | 哈尔滨工业大学 | Full-digital fluxgate type current sensor |
CN111929492A (en) * | 2020-08-17 | 2020-11-13 | 哈尔滨工业大学 | Full-digital fluxgate type closed-loop current sensor and current signal acquisition method thereof |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102445616B (en) * | 2011-10-21 | 2013-10-09 | 中国北方车辆研究所 | Interference simulating experimental method for vehicle DC power supply |
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-
2006
- 2006-10-23 JP JP2006288122A patent/JP4716030B2/en not_active Expired - Fee Related
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CN111929492A (en) * | 2020-08-17 | 2020-11-13 | 哈尔滨工业大学 | Full-digital fluxgate type closed-loop current sensor and current signal acquisition method thereof |
CN111929492B (en) * | 2020-08-17 | 2022-07-29 | 哈尔滨工业大学 | Full-digital fluxgate type closed-loop current sensor and current signal acquisition method thereof |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP4716030B2 (en) | 2011-07-06 |
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