JP2007312546A

JP2007312546A - 電圧形三相インバータの制御方法及び制御装置

Info

Publication number: JP2007312546A
Application number: JP2006140616A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Matsukawa; 満松川; Hajime Tamaki; 肇玉木
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 2006-05-19
Filing date: 2006-05-19
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2026-05-19
Also published as: JP4288614B2

Abstract

【課題】非対称型の空間ベクトル変調によるＰＷＭ制御において、各相スイッチング素子のキャリア周期中におけるスイッチング回数を容易に減らす。
【解決手段】各相で対をなすスイッチング素子をブリッジ構成し、各相スイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流変換する電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する装置であって、各相スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて空間ベクトル変調されたＰＷＭパルスについて、空間ベクトル変調における基本ベクトルが、その大きさを０とする零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子を強制的にオンオフさせないスイッチング低減回路３０を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば太陽光発電装置などの分散化電源システムに組み込まれる電圧形三相インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ動作を空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する制御方法及び制御装置に関する。

例えば、太陽光発電装置などの分散化電源システムに組み込まれる電圧形三相インバータは、図８に示すように太陽電池などの直流電源からの直流電圧を交流変換して系統側に電力供給するものであり、上下で対をなすＵ相、Ｖ相およびＷ相のスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６、例えばＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子をブリッジ構成した構造を具備する。

この電圧形三相インバータは、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６を所定のスイッチングパターンでもってオンオフ動作させることにより直流電圧を交流変換するようにしている。これら各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のオンオフ動作は、電圧形三相インバータの高効率化を図るために空間ベクトル変調によるＰＷＭ制御で行われるのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。

この空間ベクトル変調は、図９に示すように各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６の８種類のスイッチング状態に応じて８種類の基本ベクトルＥ（０００），Ｅ（１００），Ｅ（１１０），Ｅ（０１０），Ｅ（０１１），Ｅ（００１），Ｅ（１０１），Ｅ（１１１）が設定されている。この８種類の基本ベクトルからなる電圧ベクトルは、図１０に示すように６０°ずつ位相が異なる６つの基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０），Ｅ（０１０），Ｅ（０１１），Ｅ（００１），Ｅ（１０１）と、大きさが０である２つの零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）とで構成されている（以下、大きさが０の基本ベクトルを零ベクトルと称す）。

これら６つの基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０），Ｅ（０１０），Ｅ（０１１），Ｅ（００１），Ｅ（１０１）と２つの零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）のうち、任意の電圧ベクトルｅに隣り合う基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）と零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）とを一定期間内で時分割して選択する。これら選択された基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）および零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）を時分割で出力するようにスイッチングパターンを決めることにより、任意の電圧ベクトルｅに応じた電圧を電圧形三相インバータから出力させるようにしている。

例えば、図１０に示す任意の電圧ベクトルｅの場合、その電圧ベクトルｅを隣り合う基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）の成分ごとに分解し、その基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）の成分ｅ（１００），ｅ（１１０）の比率から各基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）の継続時間Ｔ_１００，Ｔ_１１０を決定する。これら基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）は、電圧形三相インバータにおける各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターン（ＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６）を決定する（図１１参照）。

この時、図１１に示すように電圧発生に起因する基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）の継続時間Ｔ_１００，Ｔ_１１０をキャリア周期Ｔ_ＳＷから差分した残りの継続時間を２つの零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）の継続時間Ｔ_０００，Ｔ_１１１に等分した空間ベクトル変調を対称型と称する。また、前述の基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０）の継続時間Ｔ_１００，Ｔ_１１０をキャリア周期Ｔ_ＳＷから差分した残りの継続時間を１つの零ベクトルＥ（０００）の継続時間Ｔ_０００だけに振り分けた空間ベクトル変調を非対称型と称する。図１２はその非対称型の空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御された各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターン（ＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６）を示す。
特許第２６８９５７５号公報

ところで、太陽光発電装置などの分散化電源システムでの発電量が増加するにつれて、電圧形三相インバータ自体の損失が大きな問題となる。この電圧形三相インバータの損失の中でも重要視されるのが各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング損失であり、このスイッチング損失を低減させるためには、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のキャリア周期Ｔ_ＳＷ中におけるスイッチング回数を減らさなければならない。

ここで、図１１に示す対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング回数はキャリア周期Ｔ_ＳＷ中で１２回であるのに対して、図１２に示す非対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング回数がキャリア周期Ｔ_ＳＷ中で８回となっている。このことから、スイッチング損失を低減させる面では、非対称型の空間ベクトル変調によるＰＷＭ制御の方が対称型の空間ベクトル変調の場合よりも好ましいことが分かる。

しかしながら、非対称型の空間ベクトル変調でも、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のキャリア周期Ｔ_ＳＷ中におけるスイッチング回数をこれ以上減らすことが困難であるというのが現状であった。

そこで、本発明は、前述した現状に鑑みて提案されたもので、その目的とするところは、非対称型の空間ベクトル変調によるＰＷＭ制御において、各相スイッチング素子のキャリア周期中におけるスイッチング回数を容易に減らし得る電圧形三相インバータの制御方法及び制御装置を提供することにある。

前述の目的を達成するための技術的手段として、本発明は、各相で対をなすスイッチング素子をブリッジ構成し、各相スイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流変換する電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する方法であって、各相スイッチング素子のスイッチングパターンに基づく空間ベクトル変調における基本ベクトルのうち、大きさを０とする零ベクトルについて、基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子をオンオフさせない拡張零ベクトルを設定したことを特徴とする。

また、本発明は、各相で対をなすスイッチング素子をブリッジ構成し、各相スイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流変換する電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する装置であって、各相スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて空間ベクトル変調されたＰＷＭパルスについて、空間ベクトル変調における基本ベクトルが、その大きさを０とする零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子を強制的にオンオフさせないスイッチング低減回路を設けたことを特徴とする。

本発明では、各相スイッチング素子のスイッチングパターンに基づく空間ベクトル変調における基本ベクトルの零ベクトルについて、基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子をオンオフさせない拡張零ベクトルを設定し、その拡張零ベクトルに基づいて基本ベクトルの零ベクトルへの推移時にスイッチングする相のスイッチング素子をスイッチング低減回路により強制的にオンオフさせないようにしたことから、各相スイッチング素子のキャリア周期中におけるスイッチング回数を減らすことができる。

本発明によれば、各相スイッチング素子のスイッチングパターンに基づく空間ベクトル変調における基本ベクトルの零ベクトルについて、基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子をオンオフさせない拡張零ベクトルを設定し、その拡張零ベクトルに基づいて基本ベクトルの零ベクトルへの推移時にスイッチングする相のスイッチング素子をスイッチング低減回路により強制的にオンオフさせないようにしたことから、各相スイッチング素子のキャリア周期中におけるスイッチング回数を減らすことができるので、スイッチング損失の低減化が図れて高効率の電圧形三相インバータを提供することができる。

図３は本発明を適用する電圧形三相インバータの基本回路構成を示す。例えば、太陽光発電装置などの分散化電源システムに組み込まれる電圧形三相インバータは、同図に示すように太陽電池などの直流電源からの直流電圧を交流変換して系統側に電力供給するものであり、上下で対をなすＵ相、Ｖ相およびＷ相のスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６、例えばＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子をブリッジ構成した構造を具備する。

ここで、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のうち、プラス極に接続された各相スイッチング素子Ｇ１，Ｇ３，Ｇ５を上部アームと称し、マイナス極に接続された各相スイッチング素子Ｇ２，Ｇ４，Ｇ６を下部アームと称する。

この電圧形三相インバータは、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６を所定のスイッチングパターンでもってオンオフ動作させることにより直流電圧を交流変換するようにしている。これら各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のオンオフ動作は、電圧形三相インバータの高効率化を図るために空間ベクトル変調によるＰＷＭ制御で行われる。

特に、この実施形態における電圧形三相インバータでは、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング回数が対称型よりも少ない非対称型の空間ベクトル変調を採用する。前述したように対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング回数がキャリア周期Ｔ_ＳＷ中で１２回（図１１参照）であるのに対して、非対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチング回数がキャリア周期Ｔ_ＳＷ中で８回（図１２参照）である。

図１は電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する制御回路１０を示す。この制御回路１０は、モジュレーションＭおよび位相角θ情報に基づいて、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターンに応じた非対称型の空間ベクトル変調を実行するベクトル変調回路２０と、その空間ベクトル変調されたＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６について、前述の位相角θ情報と共に、空間ベクトル変調における基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子を強制的にオンオフさせないＰＷＭパルスＰ^＊１〜Ｐ^＊６を生成し直すスイッチング低減回路３０とを具備する。ここで、ベクトル変調回路２０に入力されるモジュレーションＭとは、変調度（変調率）のことであり、入力電圧に対する出力電圧の割合を意味する。

ここで、空間ベクトル変調とは、前述したように各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６の８種類のスイッチング状態に応じて８種類の基本ベクトルＥ（０００），Ｅ（１００），Ｅ（１１０），Ｅ（０１０），Ｅ（０１１），Ｅ（００１），Ｅ（１０１），Ｅ（１１１）が設定されている（図９参照）。この８種類の基本ベクトルからなる電圧ベクトルは、６０°ずつ位相が異なる６つの基本ベクトルＥ（１００），Ｅ（１１０），Ｅ（０１０），Ｅ（０１１），Ｅ（００１），Ｅ（１０１）と、大きさが０である２つの零ベクトルＥ（０００），Ｅ（１１１）とで構成されている（図１０参照）。

このスイッチング低減回路３０は、図２に示すように任意の電圧ベクトルｅ（図１０参照）の位相角θに対して所定のモード（ｍｏｄｅ０、ｍｏｄｅ１、ｍｏｄｅ２）を生成するモード生成回路３１と、複数のＡＮＤ回路及びＮＡＮＤ回路からなる論理回路３２〜３８とで構成されている。

前述の制御回路１０におけるベクトル変調回路２０において、基本ベクトルに基づく空間ベクトル変調が実行され、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターンに応じたＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６を出力するのに対して、スイッチング低減回路３０では、空間ベクトル変調されたＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６に対して、その空間ベクトル変調における基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子をオンオフさせない拡張零ベクトルを設定する。

つまり、非対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターンは、図１２において説明したように各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のキャリア周期Ｔ_ＳＷ中におけるスイッチング回数が８回となっている。これに対して、この実施形態では、拡張零ベクトルにより、図４に示すように基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子、つまり、下部アームのスイッチング素子Ｇ２をオフ状態のままにすることでスイッチング回数を減らすことができる。このように、基本ベクトルの零ベクトルへの推移時に上部アームのスイッチング素子Ｇ１，Ｇ３，Ｇ５と下部アームのスイッチング素子Ｇ２，Ｇ４，Ｇ６を共にオフ状態とする零ベクトルを拡張零ベクトルと定義する。

この拡張零ベクトルとしては、図５に示すようにスイッチング素子Ｇ１，Ｇ２を共にオフ状態とするＥ（０^＊００）、スイッチング素子Ｇ３，Ｇ４を共にオフ状態とするＥ（００^＊０）、スイッチング素子Ｇ５，Ｇ６を共にオフ状態とするＥ（０００^＊）の３種類があり、これら３種類の拡張零ベクトルのいずれを採用するかは、図６に示すように任意の電圧ベクトルｅの位相角θによって決定される。

つまり、図６に示すように任意の電圧ベクトルｅの位相角θが０°≦θ＜６０°かつ２７０°≦θ＜３６０°（図中の領域Ｘ）であれば、拡張零ベクトルは、スイッチング素子Ｇ１，Ｇ２を共にオフ状態とするＥ（０^＊００）に決定される。また、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが６０°≦θ＜１８０°（図中の領域Ｙ）であれば、拡張零ベクトルは、スイッチング素子Ｇ３，Ｇ４を共にオフ状態とするＥ（００^＊０）に決定される。さらに、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが１８０°≦θ＜２７０°（図中の領域Ｚ）であれば、拡張零ベクトルは、スイッチング素子Ｇ５，Ｇ６を共にオフ状態とするＥ（０００^＊）に決定される。

例えば、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが０°≦θ＜６０°かつ２７０°≦θ＜３６０°である場合（図６参照）、制御回路１０では、その位相角θ情報に基づいて、その電圧ベクトルｅが図６に示す領域Ｘ内にあることを判別し、そのときの拡張零ベクトルをＥ（０^＊００）とする。図１に示す制御回路１０におけるベクトル変調回路２０では、モジュレーションＭおよび位相角θ情報に基づいて、非対称型の空間ベクトル変調を実行し、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターンに応じたＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６を出力する。

これに対して、スイッチング低減回路３０では、ベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６が位相角θ情報と共に入力され、そのＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６を、図４に示すように基本ベクトルが拡張零ベクトルに推移する時にスイッチングするＵ相のスイッチング素子Ｇ２を強制的にオンさせないスイッチングパターン（図中の一点鎖線参照）のＰＷＭパルスＰ^＊１〜Ｐ^＊６に変換する。

つまり、図２に示すスイッチング低減回路３０では、ベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６によりスイッチング素子Ｇ１，Ｇ３，Ｇ５の全てがオフするタイミング、すなわち、図４に示すように基本ベクトルが拡張零ベクトルＥ（０^＊００）へ推移する時に、論理回路３２の入力が０であるのに対してその出力を１として論理回路３３〜３５の入力とする。これら論理回路３３〜３５では、論理回路３２の出力が１であると共に、モード生成回路３１からの出力がｍｏｄｅ０＝１、ｍｏｄｅ１＝ｍｏｄｅ２＝０（図７参照）であることから、論理回路３３の出力が０で他の論理回路３４，３５の出力が１となる。

その結果、論理回路３６の出力が０で他の論理回路３７，３８の出力が１となって、図４および図５に示すようにＵ相のスイッチング素子Ｇ２を強制的にオフ状態のままにするスイッチングパターンに変換することができる。

これにより、図４に示すスイッチングパターンでは、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のキャリア周期Ｔ_ＳＷ中におけるスイッチング回数を６回に減らすことができる。非対称型の空間ベクトル変調では、各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のスイッチングパターンは、図１２において説明したように各相スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ６のキャリア周期Ｔ_ＳＷ中におけるスイッチング回数が８回であった。

なお、前述では、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが０°≦θ＜６０°かつ２７０°≦θ＜３６０°である場合、つまり、任意の電圧ベクトルｅが領域Ｘに位置する場合（図６参照）について説明したが、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが６０°≦θ＜１８０°（図中の領域Ｙ）の場合や、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが１８０°≦θ＜２７０°（図中の領域Ｚ）の場合についても同様である。

任意の電圧ベクトルｅの位相角θが６０°≦θ＜１８０°である場合（図６参照）、その位相角θ情報に基づいて、制御回路１０では、その電圧ベクトルｅが図６に示す領域Ｙ内にあることを判別し、そのときの拡張零ベクトルをＥ（００^＊０）とする。図１に示すスイッチング低減回路３０では、ベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６が位相角θ情報と共に入力され、そのＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６を、基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングするＶ相のスイッチング素子Ｇ４を強制的にオンさせないスイッチングパターンのＰＷＭパルスＰ^＊１〜Ｐ^＊６に変換する。

つまり、スイッチング低減回路３０では、図２に示すようにベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６によりスイッチング素子Ｇ１，Ｇ３，Ｇ５の全てがオフするタイミング、すなわち、拡張零ベクトルＥ（００^＊０）へ推移する時に、論理回路３２の入力が０であるのに対してその出力を１として論理回路３３〜３５の入力とする。この論理回路３３〜３５では、論理回路３２の出力が１であると共に、モード生成回路３１からの出力がｍｏｄｅ１＝１、ｍｏｄｅ０＝ｍｏｄｅ２＝０（図７参照）であることから、論理回路３４の出力が０で他の論理回路３３，３５の出力が１となる。

その結果、論理回路３７の出力が０で他の論理回路３６，３８の出力が１となって、図５に示すようにＶ相のスイッチング素子Ｇ４を強制的にオフ状態のままにするスイッチングパターンに変換することができる。

また、任意の電圧ベクトルｅの位相角θが１８０°≦θ＜２７０°である場合（図６参照）、その位相角θ情報に基づいて、制御回路１０では、その電圧ベクトルｅが図６に示す領域Ｚ内にあることを判別し、そのときの拡張零ベクトルをＥ（０００^＊）とする。図１に示すスイッチング低減回路３０では、ベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６が位相角θ情報と共に入力され、そのＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６を、基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングするＷ相のスイッチング素子Ｇ６を強制的にオンさせないスイッチングパターンのＰＷＭパルスＰ^＊１〜Ｐ^＊６を生成し直す。

つまり、スイッチング低減回路３０では、図２に示すようにベクトル変調回路２０から出力されるＰＷＭパルスＰ１〜Ｐ６によりスイッチング素子Ｇ１，Ｇ３，Ｇ５の全てがオフするタイミング、すなわち、拡張零ベクトルＥ（０００^＊）へ推移する時に、論理回路３２の入力が０であるのに対してその出力を１として論理回路３３〜３５の入力とする。この論理回路３３〜３５では、論理回路３２の出力が１であると共に、モード生成回路３１からの出力がｍｏｄｅ２＝１、ｍｏｄｅ０＝ｍｏｄｅ１＝０（図７参照）であることから、論理回路３５の出力が０で他の論理回路３３，３４の出力が１となる。

その結果、論理回路３８の出力が０で他の論理回路３６，３７の出力が１となって、図５に示すようにＷ相のスイッチング素子Ｇ６を強制的にオフ状態のままにするスイッチングパターンに変換することができる。

本発明の実施形態で、電圧形三相インバータの制御回路を示すブロック図である。本発明の実施形態で、図１のスイッチング低減回路を示す論理回路図である。本発明の実施形態で、電圧形三相インバータを示す回路図である。本発明の実施形態で、拡張零ベクトルによる各相スイッチング素子のスイッチングパターンを示す波形図である。本発明の実施形態で、拡張零ベクトルと各相スイッチング素子のスイッチング状態を示す表である。本発明の実施形態で、拡張零ベクトルの領域を示す図である。本発明の実施形態で、拡張零ベクトルを示す表である。従来例で、電圧形三相インバータを示す回路図である。従来例で、基本ベクトルと各相スイッチング素子のスイッチング状態を示す表である。従来例で、基本ベクトルと任意の電圧ベクトルを示す図である。従来例で、対称型の空間ベクトル変調による各相スイッチング素子のスイッチングパターンを示す波形図である。従来例で、非対称型の空間ベクトル変調による各相スイッチング素子のスイッチングパターンを示す波形図である。

符号の説明

１０制御回路
２０ベクトル変調回路
３０スイッチング低減回路
Ｇ１〜Ｇ６スイッチング素子

Claims

各相で対をなすスイッチング素子をブリッジ構成し、前記各相スイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流変換する電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する方法であって、前記各相スイッチング素子のスイッチングパターンに基づく空間ベクトル変調における基本ベクトルのうち、大きさを０とする零ベクトルについて、前記基本ベクトルが零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子をオンオフさせない拡張零ベクトルを設定したことを特徴とする電圧形三相インバータの制御方法。
各相で対をなすスイッチング素子をブリッジ構成し、前記各相スイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流変換する電圧形三相インバータを空間ベクトル変調によりＰＷＭ制御する装置であって、前記各相スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて空間ベクトル変調されたＰＷＭパルスについて、前記空間ベクトル変調における基本ベクトルが、その大きさを０とする零ベクトルに推移する時にスイッチングする相のスイッチング素子を強制的にオンオフさせないスイッチング低減回路を設けたことを特徴とする電圧形三相インバータの制御装置。