JP2007209056A - Capacitor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、例えば大電力給電系の無停電電源装置(UPS)や汎用インバータ装置の給電系などに適用される蓄電装置に関し、さらに詳しく言えば、上記給電系における直流部に接続される充放電が可能な蓄電装置で、その直流部の電圧変動を低く抑える技術に関するものである。 The present invention relates to a power storage device applied to, for example, an uninterruptible power supply (UPS) of a large power supply system or a power supply system of a general-purpose inverter device, and more specifically, charge / discharge connected to a DC unit in the power supply system. The present invention relates to a technology that suppresses voltage fluctuations in the direct current section.
交流状態では蓄電できないため、無停電電源装置においては、元電源としての交流電源を整流して直流電圧を発生させる直流部に蓄電器を接続し、元電源の電圧低下や停電に備えて蓄電器に蓄電し、その電力をインバータで交流に変換して使用している。 In an uninterruptible power supply, the accumulator is connected to a direct current section that rectifies the ac power supply as the main power source and generates a direct current voltage, and stores in the accumulator in preparation for a voltage drop or a power failure. The electric power is converted into alternating current by an inverter and used.
また、汎用インバータ装置では、交流電源を一旦直流に変換し、その直流電源をインバータで交流に変換して交流電動機などの負荷を駆動するようにしているが、負荷で大電力を必要とする場合や回生電力の吸収などに対処するため、直流電源となる直流部に蓄電器を接続することが行われている。 In general-purpose inverter devices, AC power is temporarily converted to DC, and the DC power is converted to AC by an inverter to drive a load such as an AC motor. In order to cope with the absorption of regenerative power and the like, a capacitor is connected to a direct current unit serving as a direct current power source.
上記給電系において、通常、蓄電器には充放電が可能な二次電池が用いられており、そのモデルケースを図12に示す。図12では、直流電源E1と負荷Mとの間に蓄電器としての二次電池E2を接続しているが、直流電源E1は上記無停電電源装置や汎用インバータ装置での交流電源(元電源)を直流電圧に変換する整流手段もしくは整流して得られる直流部に相当し、負荷Mはその直流電圧をインバータにて逆変換してなる交流電圧により駆動される例えば交流電動機に相当している。 In the above power feeding system, a secondary battery capable of charging / discharging is usually used for the capacitor, and a model case thereof is shown in FIG. In FIG. 12, a secondary battery E2 as a storage battery is connected between the DC power supply E1 and the load M, but the DC power supply E1 is an AC power supply (original power supply) in the uninterruptible power supply apparatus or the general-purpose inverter apparatus. The load M corresponds to, for example, an AC electric motor driven by an AC voltage obtained by inversely converting the DC voltage by an inverter.
直流電源E1の内部抵抗をR1,二次電池E2の内部抵抗をR2,直流電源E1と二次電池E2との間に介装されているスイッチをSW1,二次電池E2と負荷Mとの間に介装されているスイッチをSW2として、充電時にはスイッチSW1がオンで、スイッチSW2がオフとされる。 The internal resistance of the DC power supply E1 is R1, the internal resistance of the secondary battery E2 is R2, the switch interposed between the DC power supply E1 and the secondary battery E2 is between SW1, the secondary battery E2 and the load M. SW2 is a switch interposed in the switch, and the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned off during charging.
これにより、二次電池E2の電圧が、その内部抵抗R1と二次電池E2の内部抵抗R2を通して二次電池E2に充電されることになるため、二次電池E2の電圧Vは、図13に示すように、充電される前の電圧V1に比べて内部抵抗R2に流れる電流分だけV1→V0へと上昇することになる。 As a result, the voltage of the secondary battery E2 is charged to the secondary battery E2 through the internal resistance R1 and the internal resistance R2 of the secondary battery E2, so the voltage V of the secondary battery E2 is shown in FIG. As shown, the voltage increases from V1 to V0 by the amount of current flowing through the internal resistor R2 as compared to the voltage V1 before charging.
これに対して、放電時にはスイッチSW2がオンとされ、負荷Mに向けて負荷電流が流れるため、この負荷電流に起因して二次電池E2の内部抵抗R1と二次電池E2の内部抵抗R2とで生ずる電圧降下により、図13に示すように、二次電池E2の電圧VはV2(V2<V1)まで降下することなる。 On the other hand, the switch SW2 is turned on at the time of discharging, and a load current flows toward the load M. Therefore, due to this load current, the internal resistance R1 of the secondary battery E2 and the internal resistance R2 of the secondary battery E2 As shown in FIG. 13, the voltage V of the secondary battery E2 drops to V2 (V2 <V1).
すなわち、直流電源電圧E1が上昇すると、二次電池E2も充電電流が増えて電圧が上昇し、これに伴って負荷電圧も上昇する。逆に、直流電源電圧E1が低下すると、二次電池E2の充電電流が減少し内部抵抗R2による電圧降下も減少するが、負荷電圧も低下することになる。 That is, when the DC power supply voltage E1 rises, the secondary battery E2 also increases the charging current and the voltage, and the load voltage rises accordingly. Conversely, when the DC power supply voltage E1 decreases, the charging current of the secondary battery E2 decreases and the voltage drop due to the internal resistance R2 also decreases, but the load voltage also decreases.
このように、元電源(この場合、直流電源電圧E1)の電圧変動によって、二次電池の充電電流や負荷電流も変動する。なお、二次電池については、その内部状態を等価回路によってモデル化して、電池の入出力の履歴から電池の充電状態などの特性を定量的に把握する発明が特許文献1に開示されている。 As described above, the charging current and the load current of the secondary battery also fluctuate due to the voltage fluctuation of the original power supply (in this case, the DC power supply voltage E1). Patent Document 1 discloses an invention in which the internal state of a secondary battery is modeled by an equivalent circuit, and characteristics such as the state of charge of the battery are quantitatively grasped from the input / output history of the battery.
無停電電源装置では、浅い放電深度で常時充放電が行われているが、二次電池が接続される直流部は整流回路を介して元電源である交流電源に接続されているため、直流部の電圧は元電源により変動を受ける。 In an uninterruptible power supply, charging / discharging is always performed at a shallow depth of discharge, but the DC unit to which the secondary battery is connected is connected to the AC power source, which is the original power source, via a rectifier circuit. The voltage of is affected by the original power source.
したがって、元電源の電圧が高い場合には直流部の電圧も高くなるため、二次電池の充電電流が増大し二次電池の電圧が上昇して過充電になることがある。他方で、元電源の電圧が低い場合には直流部の電圧も低くなるため、二次電池の充電電流が減少し二次電池の電圧が低い状態で安定し充電不足となり蓄電量を一定に保つことが難しくなる。 Therefore, when the voltage of the original power source is high, the voltage of the direct current section also becomes high, so that the charging current of the secondary battery increases and the voltage of the secondary battery rises and may be overcharged. On the other hand, when the voltage of the main power source is low, the voltage of the DC part also becomes low, so the charging current of the secondary battery decreases, the secondary battery voltage is stable in a low state, the charging becomes insufficient, and the amount of charge is kept constant. It becomes difficult.
また、停電時ではこれが長引くと、二次電池より負荷に電力を供給するために電池の放電深度が深くなり、電池の寿命を進行させる原因となる。汎用インバータ装置では、通常、その直流部に平滑用キャパシタが用いられているが、この種の平滑用キャパシタは静電容量が小さいため、元電源で発生する電圧低下時や停電時における補助電源としては使えない。 Further, if this is prolonged at the time of a power failure, since the power is supplied to the load from the secondary battery, the discharge depth of the battery becomes deep, which causes the battery life to be advanced. In general-purpose inverter devices, a smoothing capacitor is usually used for the DC part, but since this type of smoothing capacitor has a small capacitance, it serves as an auxiliary power source when the voltage generated by the main power supply drops or during a power failure. Cannot be used.
また、電動機の回生制動モードでは、元電源の交流電源側に電力を回生するための特別な変換用のインバータと、EMC(電磁環境適合性)対策のための高調波除去用フィルタを使用する必要がある。 Also, in the regenerative braking mode of the motor, it is necessary to use a special conversion inverter for regenerating power to the AC power source side of the original power source and a harmonic removal filter for EMC (electromagnetic environment compatibility) measures There is.
充放電が可能な蓄電器には、二次電池のほかに電気二重層キャパシタがある。電気二重層キャパシタは静電容量が大きく、しかも短時間での充電が可能かつ瞬時に大電力を放出でき、充放電のサイクル寿命も二次電池よりもはるかに長い。 In addition to the secondary battery, there is an electric double layer capacitor as a chargeable / dischargeable battery. An electric double layer capacitor has a large capacitance, can be charged in a short time, can instantly release a large amount of power, and has a much longer charge / discharge cycle life than a secondary battery.
しかしながら、電気二重層キャパシタは充放電に伴って電圧が変化するため、汎用インバータ装置などへの適用を困難にしている。すなわち、汎用インバータ装置に搭載されているインバータ回路では、通常、その電圧変動を例えば10%以内として設計されているため、電気二重層キャパシタではその設計基準をクリアできない場合がある。 However, since the voltage of the electric double layer capacitor changes with charge / discharge, it is difficult to apply it to a general-purpose inverter device. That is, an inverter circuit mounted on a general-purpose inverter device is usually designed with the voltage fluctuation within, for example, 10%, so that the design standard may not be cleared with an electric double layer capacitor.
したがって、本発明の課題は、無停電電源装置や汎用インバータ装置などの給電系における直流部に接続される蓄電装置で、元電源が変動したとしても、直流部の電圧変動を一定幅内に低く抑えることができる蓄電装置を提供することにある。また、本発明の別の課題は、その蓄電器として電気二重層キャパシタを使用できるようにすることにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a power storage device connected to a direct current unit in a power supply system such as an uninterruptible power supply device or a general-purpose inverter device. An object is to provide a power storage device that can be suppressed. Another object of the present invention is to make it possible to use an electric double layer capacitor as the capacitor.
上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を整流手段により整流して得られる直流電圧もしくは直流電源から得られる直流電圧を、無変換もしくは所定に変換して負荷に与える給電系に用いられる蓄電装置において、上記給電系の直流部に可逆コンバータを介して接続される充放電が可能な電気二重層キャパシタからなる蓄電器と、上記直流部の電圧Vを監視して上記可逆コンバータを制御する制御手段とを含み、上記制御手段には、高電圧側の第1閾値電圧VHおよび低電圧側の第2閾値電圧VLと、上記第1閾値電圧VHと上記第2閾値電圧VLとの間に存在する第3閾値電圧VCの3つの所定の閾値電圧が設定されており、上記制御手段は、上記直流部の電圧Vが上記第1閾値電圧VHよりも高くなった時点で上記可逆コンバータを充電方向に切り替え上記直流部から上記蓄電器への充電を開始するとともに、その充電を上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCに低下するまで継続する充電ステップと、上記直流部の電圧Vが上記第2閾値電圧VLよりも低くなった時点で上記可逆コンバータを放電方向に切り替え上記直流部に対して上記蓄電器の放電を開始するとともに、その放電を上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCに上昇するまで継続する放電ステップと、上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCと上記第2閾値電圧VLの間もしくは上記第3閾値電圧VCと上記第1閾値電圧VHとの間にある場合に、上記可逆コンバータをオフとして上記蓄電器の充放電を停止する充放電停止ステップとを備えていることを特徴としている。 In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is used in a power supply system that applies a DC voltage obtained by rectifying an AC power supply by a rectifying means or a DC voltage obtained from a DC power supply to a load without conversion or predetermined conversion. In a power storage device, a power storage device comprising a chargeable / dischargeable electric double layer capacitor connected to a direct current unit of the power supply system via a reversible converter, and a control for controlling the reversible converter by monitoring the voltage V of the direct current unit And the control means exists between the first threshold voltage VH on the high voltage side and the second threshold voltage VL on the low voltage side, and between the first threshold voltage VH and the second threshold voltage VL. the third is set three predetermined threshold voltage in the threshold voltage VC, the control means, the reversible converter when the voltage V of the DC portion is higher than the first threshold voltage VH of Starts the charging of the said capacitor from switching the DC section in the charging direction, a charging step to continue the charging to the voltage V of the DC unit is lowered to the third threshold voltage VC, the voltage of the DC portion V When the voltage becomes lower than the second threshold voltage VL, the reversible converter is switched to the discharge direction to start discharging the capacitor with respect to the DC unit, and the voltage V of the DC unit is discharged to the third DC voltage . A discharge step that continues until the threshold voltage VC rises, and the DC voltage V is between the third threshold voltage VC and the second threshold voltage VL or the third threshold voltage VC and the first threshold voltage VH. A charge / discharge stop step of turning off the reversible converter and stopping charge / discharge of the battery .
本発明において、当該蓄電装置を自己完結型とするため、上記制御手段の動作電源を上記直流部から得ることが好ましい。 In the present invention, in order to make the power storage device self-contained, it is preferable to obtain an operating power source for the control means from the DC section .
本発明によれば、元電源としての交流電源もしくは直流電源から負荷に至る給電系の直流部に可逆コンバータを介して蓄電器を接続し、制御手段により直流部の電圧を監視し、その直流部の電圧に応じて可逆コンバータを切り替えて蓄電器の充放電を制御するようにしたことにより、元電源の電圧変動の影響を受けることなく、直流部より安定した直流電圧を得ることができる。 According to the present invention, the accumulator is connected via the reversible converter to the AC power source as the main power source or the DC power source of the power supply system from the DC power source to the load, and the voltage of the DC unit is monitored by the control means. By switching the reversible converter according to the voltage to control the charging / discharging of the battery, a stable DC voltage can be obtained from the DC unit without being affected by the voltage fluctuation of the original power supply.
これにより、例えば無停電電源装置や汎用インバータ装置におけるインバータ制御が安定するとともに、そのDC−AC変換効率がよくなり、EMC対策用のフィルタ回路の構成も簡素化できる。また、電動機の回生制動により発生する電力を蓄電器に効率よく蓄電できる。さらには、蓄電器の過充電や過放電による特性および寿命劣化を防止することができる。また、可逆コンバータの制御により直流部の電圧が安定に保たれるため、蓄電器として、充放電に伴って電圧が変動する電気二重層キャパシタを二次電池と同様に用いることができる。 Thereby, for example, the inverter control in the uninterruptible power supply apparatus and the general-purpose inverter apparatus is stabilized, the DC-AC conversion efficiency is improved, and the configuration of the filter circuit for EMC countermeasure can be simplified. Moreover, the electric power generated by the regenerative braking of the electric motor can be efficiently stored in the electric storage device. Furthermore, characteristics and life deterioration due to overcharge and overdischarge of the capacitor can be prevented. In addition, since the voltage of the direct current section is stably maintained by the control of the reversible converter, an electric double layer capacitor whose voltage fluctuates with charge / discharge can be used as the secondary battery, similarly to the secondary battery.
まず、図1により、本発明による蓄電装置100をインバータ装置に適用した実施形態について説明する。インバータ装置は、元電源である交流電源Eを整流装置11のダイオード群からなる整流回路Btにて直流に変換し、コイルLfとキャパシタCfからなるLCフィルタ回路で平滑化し、こうして得られた直流部12の直流電力をインバータ回路13にて交流に逆変換して負荷(電動機)Mを駆動する。
First, an embodiment in which a
本発明による蓄電装置100は、制御装置110と蓄電器120とを備え、上記インバータ装置の整流装置11の出力側にある直流部12に接続される。この例において、蓄電器120には電気二重層キャパシタCが用いられ、電気二重層キャパシタCは制御装置110を介して直流部12に接続される。
The
図2に示すように、制御装置110は、基本的な構成として、直流部12に接続される可逆コンバータ111と、直流部12の電圧を監視して可逆コンバータ111を制御する制御回路112と、制御回路112に動作電源を与える電源回路113とを備えている。
As shown in FIG. 2, as a basic configuration, the
制御装置110を自己完結,すなわちインバータ装置内で自活可能とするため、電源回路113は、直流部12の電圧を電源にしており、直流部12の電圧が規定値以上に達したとき動作状態に入る。この例において、制御回路112は電源回路113から直流部12の電圧値を得ている。
In order to make the
図3に可逆コンバータ111の構成例を示す。なお、図3において、整流装置11における整流回路Btは、作図の都合上、電池のシンボルで示されている。ここで使用する可逆コンバータ111は、一対のトランジスタTr1,Tr2を備える一般的なものであってよく、トランジスタTr1,Tr2の各ベースは制御回路112の図示しない制御端子に接続されている。
FIG. 3 shows a configuration example of the
一方のトランジスタTr1のエミッタと他方のトランジスタTr2のコレクタとが接続されるが、この場合、一方のトランジスタTr1のコレクタは直流部12のHi側に接続され、他方のトランジスタTr2のエミッタは直流部12のLo(接地)側に接続される。
The emitter of one transistor Tr1 and the collector of the other transistor Tr2 are connected. In this case, the collector of one transistor Tr1 is connected to the Hi side of the
また、トランジスタTr1,Tr2のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタ側を順方向とするダイオードD1,D2がそれぞれ並列に接続されている。電気二重層キャパシタ120の一方の極は、リアクトルLを介してトランジスタTr1,Tr2の接続点に接続され、電気二重層キャパシタ120の他方の極は、トランジスタTr2のエミッタとともに直流部12のLo側に接続される。
In addition, diodes D1 and D2 having a forward direction from the emitter to the collector side are respectively connected in parallel between the collectors and emitters of the transistors Tr1 and Tr2. One pole of the electric
電気二重層キャパシタCは可逆コンバータ111により、その充放電が制御されるが、図4に充電動作時のタイミングチャートを示し、図5に放電動作時のタイミングチャートを示す。
The charging / discharging of the electric double layer capacitor C is controlled by the
充電時は、制御回路112により一方のトランジスタTr1がオン,オフされ、他方のトランジスタTr2はオフとされる。図4を参照して、トランジスタTr1がオンである時間T1〜T2の間に、電源電圧(直流部12の電圧)がリアクトルLと電気二重層キャパシタCとに加えられる。
At the time of charging, one transistor Tr1 is turned on and off by the
そして、その電流が増加して上限値に達すると、トランジスタTr1がオフに転ずる。これにより、リアクトルLに蓄えられたエネルギーが放出され、時間T2〜T3の間にリアクトルL,電気二重層キャパシタCおよびダイオードD2を含む回路で電気二重層キャパシタCがさらに充電され、その電圧が上昇する。 Then, when the current increases to reach the upper limit value, the transistor Tr1 turns off. As a result, the energy stored in the reactor L is released, and the electric double layer capacitor C is further charged by the circuit including the reactor L, the electric double layer capacitor C, and the diode D2 during time T2 to T3, and the voltage rises. To do.
放電時には、制御回路112により一方のトランジスタTr1がオフで、他方のトランジスタTr2がオン,オフされる。図5を参照して、トランジスタTr2がオンである時間T2〜T3の間に、電気二重層キャパシタCに蓄えられたエネルギーが、電気二重層キャパシタC,トランジスタTr2およびリアクトルLを含む回路に流れ、電流が上昇する。
During discharging, the
そして、その電流が上限値に達すると、トランジスタTr2がオフに転じ、リアクトルLに蓄えられたエネルギーが電気二重層キャパシタC,リアクトルLおよびダイオードD1を含む回路を介して直流部12に放出される。
When the current reaches the upper limit value, the transistor Tr2 is turned off, and the energy stored in the reactor L is released to the
この放電電圧は、図5にTr2電圧として示されているようにパルス状の電圧であるため、図示していないが、可逆コンバータ111と直流部12との間に平滑回路を介在させる必要がある。その場合、トランジスタTr1,Tr2をオン,オフするスイッチング周波数は、交流電源Eの電源周波数に比べて高くすることができるため、平滑回路は小型に構成することが可能である。
Since this discharge voltage is a pulse voltage as shown as Tr2 voltage in FIG. 5, it is not shown, but it is necessary to interpose a smoothing circuit between the
先の図12,図13において、従来装置の場合には、元電源の電圧変動によって蓄電器(二次電池)の充電電流や負荷電流も変動することを説明したが、本発明の蓄電装置100によれば、制御回路112による可逆コンバータ111の切り替え制御により、元電源の電圧変動を補償して直流部12の電圧をほぼ一定に保つことができる。まず、この制御の基本的な動作を図6ないし図9により説明する。
12 and 13, it has been described that in the case of the conventional device, the charging current and load current of the battery (secondary battery) also change due to the voltage fluctuation of the original power supply. Therefore, by the switching control of the
図6は図12と同じく説明の便宜上、図1の元電源(交流電源E)を直流に変換する整流装置11を直流電源E1で表し、負荷Mについても図1のインバータ回路13が省略されている。
6 shows a
このように、図6の直流電源E1は上記整流装置11に相当するため、その電圧が元電源(交流電源E)によって変動する。本発明の蓄電装置100は、その直流電源E1の出力側の直流部12に接続される。スイッチSW1は蓄電装置100に対する充電スイッチで、スイッチSW2は負荷Mに対する放電スイッチである。
6 corresponds to the rectifying
また、制御装置110に含まれている制御回路112は、直流部12の電圧を監視する機能を備えているが、制御回路112には直流部12の電圧を一定の幅内に抑え込むため、図7に示すように、上限閾値電圧VHと下限閾値電圧VLとが設定される。
In addition, the
制御回路112は、直流部12の電圧Vに応じて可逆コンバータ111を切り替えて、電気二重層キャパシタCに対する充電ステップと、負荷Mへの放電ステップとを実行する。
まず、充電ステップについて説明する。スイッチSW1がオン,スイッチSW2がオフであるとして、直流部12の電圧Vが上限閾値電圧VHよりも高くなった時点で可逆コンバータ111が充電方向に切り替えられ、直流部12から電気二重層キャパシタCへの充電が開始されるが、この充電は直流部12の電圧Vが下限閾値電圧VLに低下するまで継続される。
First, the charging step will be described. Assuming that the switch SW1 is on and the switch SW2 is off, the
なお、この充電に伴って、直流電源E1に流れる充電電流による内部抵抗R1での電圧降下が増えて直流電源E1の電圧(直流部12の電圧V)が低下する。したがって、制御系のハンチングを防止するうえで、下限閾値電圧VLは内部抵抗R1での電圧降下の増大値を考慮して設定する必要がある。 With this charging, the voltage drop at the internal resistance R1 due to the charging current flowing through the DC power supply E1 increases, and the voltage of the DC power supply E1 (the voltage V of the DC unit 12) decreases. Therefore, in order to prevent hunting of the control system, the lower limit threshold voltage VL needs to be set in consideration of the increased value of the voltage drop at the internal resistance R1.
次に、放電ステップについて説明する。スイッチSW2がオンで負荷Mの起動により負荷電流が流れると、直流部12の電圧Vが低下する。その電圧Vが下限閾値電圧VLよりも低くなった時点で可逆コンバータ111が放電方向に切り替えられ、電気二重層キャパシタCから直流部12に対して放電が開始されることにより電圧Vが上昇するが、この放電は直流部12の電圧Vが上限閾値電圧VHに上昇するまで継続される。
Next, the discharge step will be described. When the switch SW2 is on and a load current flows due to the activation of the load M, the voltage V of the
この放電時においても、制御系のハンチングを防止するうえで、上限閾値電圧VHは放電時の電圧上昇分を考慮して設定する必要がある。 Even during this discharge, in order to prevent hunting of the control system, the upper limit threshold voltage VH needs to be set in consideration of the voltage increase during the discharge.
このようにして、可逆コンバータ111の制御により、直流電源E1の電圧が変動しても、直流部12の電圧Vを上限閾値電圧VHと下限閾値電圧VLとの間に保つことができる。
In this way, the control of the
次に、図8に直流電源E1から負荷Mに至る図6の給電系をシミュレーションした波形のタイミングチャートを示し、これについて説明する。図8(a)は負荷Mの電圧波形,図8(b)は直流電源E1の電圧波形と電気二重層キャパシタCの電圧波形,図8(c)は直流電源E1の電流波形と電気二重層キャパシタCの電流波形である。このうち、負荷Mの波形は実線,直流電源E1の波形は1点鎖線,電気二重層キャパシタCの波形は2点鎖線で示している。 Next, FIG. 8 shows a timing chart of waveforms simulating the power feeding system of FIG. 6 from the DC power source E1 to the load M, and this will be described. 8A shows the voltage waveform of the load M, FIG. 8B shows the voltage waveform of the DC power supply E1 and the voltage waveform of the electric double layer capacitor C, and FIG. 8C shows the current waveform of the DC power supply E1 and the electric double layer. It is a current waveform of the capacitor C. Among these, the waveform of the load M is indicated by a solid line, the waveform of the DC power supply E1 is indicated by a one-dot chain line, and the waveform of the electric double layer capacitor C is indicated by a two-dot chain line.
このシミュレーションは、直流電源E1の定格出力DC100VをDC105VからDC95Vの間で変動させた場合のもので、上限閾値電圧をDC101V,下限閾値電圧をDC99Vとしている。 In this simulation, the rated output DC100V of the DC power supply E1 is varied between DC105V and DC95V, and the upper limit threshold voltage is DC101V and the lower limit threshold voltage is DC99V.
直流電源E1の電圧は0.5秒時点でDC100VからDC105Vに向けて上昇し始めているが、上限閾値電圧のDC101Vに到達した時点で電気二重層キャパシタCへの充電が開始され、この充電は直流電源E1の電圧が下限閾値電圧のDC99Vになるまで継続されるため、負荷Mの電圧はDC99Vに保たれている。 The voltage of the DC power supply E1 starts to increase from DC 100V to DC 105V at 0.5 seconds, but when the upper threshold voltage DC 101V is reached, charging of the electric double layer capacitor C is started. Since the voltage of the power source E1 is continued until the lower limit threshold voltage is DC99V, the voltage of the load M is kept at DC99V.
すなわち、この間、負荷Mには一定の電流DC10Aが流れ続けるが、直流電源E1から電気二重層キャパシタCにDC20Aの充電電流が流れ、これによって生ずる直流電源E1での電圧降下により、上記したように負荷Mの電圧がDC99Vに維持される。 That is, while the constant current DC10A continues to flow through the load M during this period, the charging current of DC20A flows from the DC power supply E1 to the electric double layer capacitor C, and the voltage drop at the DC power supply E1 caused thereby causes the voltage drop at the DC power supply E1 as described above. The voltage of the load M is maintained at DC99V.
そして2.5秒時点になると、今度は逆に直流電源E1の電圧がDC95Vに向けて低下し始めるが、下限閾値電圧のDC99Vに到達した時点で電気二重層キャパシタCの放電が開始され、この放電は直流電源E1の電圧が上限閾値電圧のDC101Vになるまで継続されるため、負荷Mの電圧はDC101Vに保たれている。 Then, at the time of 2.5 seconds, the voltage of the DC power supply E1 starts to decrease toward DC95V, but when the voltage reaches the lower limit threshold voltage of DC99V, the electric double layer capacitor C starts to be discharged. Since the discharge is continued until the voltage of the DC power supply E1 reaches the upper limit threshold voltage of DC 101V, the voltage of the load M is kept at DC 101V.
この間、直流電源E1からの電流は減衰(チャート上では0A)し、電気二重層キャパシタCから負荷MにDC10Aが供給されている。この状態は、直流電源E1の電圧が再度DC105Vに向けて上昇する4.75秒時点まで継続している。 During this time, the current from the DC power source E1 is attenuated (0 A on the chart), and DC 10A is supplied from the electric double layer capacitor C to the load M. This state continues until 4.75 seconds when the voltage of the DC power supply E1 rises again toward DC105V.
次に図9により、直流部12の電圧Vと、上限閾値電圧VH,下限閾値電圧VLとを比較して可逆コンバータ111を切り替え制御する論理回路の一例を説明する。
Next, an example of a logic circuit that switches and controls the
この論理回路は制御回路112に組み込まれもので、充電制御用として、セットS・リセットRの各端子を有するフリップフロップ回路からなる充電用メモリ2aと、OR回路2bと、充電用メモリ2aおよびOR回路2bの各出力のアンドをとるAND回路2cとを備える。
This logic circuit is incorporated in the
同じく、放電制御用として、セットS・リセットRの各端子を有するフリップフロップ回路からなる放電用メモリ3aと、OR回路3bと、放電用メモリ3aおよびOR回路3bの各出力のアンドをとるAND回路3cとを備える。
Similarly, for discharge control, a
また、この論理回路には、V≧VH,VH>V≧VL,VL>Vかを判定する第1ないし第3の判定ステップST4a〜ST4cが含まれ、各判定ステップのYES出力(例えば論理レベルで「1」の出力)が上記した各回路素子に与えられる。充電用メモリ2aおよび放電用メモリ3aは、セットされたとき論理レベルで「1」を出力し、リセットのとき出力は「0」となる。
The logic circuit includes first to third determination steps ST4a to ST4c for determining whether V ≧ VH, VH> V ≧ VL, and VL> V. The YES output (for example, logic level) of each determination step is included. The output of “1” is applied to each circuit element described above. The charging
すなわち、第1判定ステップST4aのYES出力は、充電用メモリ2aのセット端子S,OR回路2bの一方の入力端子,放電用メモリ3aのリセット端子Rに印加される。第2判定ステップST4bのYES出力は、OR回路2bの他方の入力端子,OR回路3bの一方の入力端子に印加される。また、第3判定ステップST4cのYES出力は、放電用メモリ3aのセット端子S,OR回路3bの他方の入力端子,充電用メモリ2aのリセット端子Rに印加される。
That is, the YES output of the first determination step ST4a is applied to the set terminal S of the charging
V≧VHの場合には、第1判定ステップST4aのYES出力により、充電用メモリ2aがセットされ、これに対して放電用メモリ3aはリセットされる。これにより、充電用メモリ2aとOR回路2bの各出力が「1」となるため、AND回路2cから可逆コンバータ111に充電制御信号が出され充電モードになる。
When V ≧ VH, the charging
VH>V≧VLの場合には、先の第1判定ステップST4aで充電用メモリ2aがセットされており、OR回路2bに第2判定ステップST4bのYES出力が印加されるため、充電モードが維持される。
When VH> V ≧ VL, the charging
VL>Vの場合には、第3判定ステップST4cのYES出力により、放電用メモリ3aがセットされ、これに対して充電用メモリ2aはリセットされる。これにより、放電用メモリ3aとOR回路3bの各出力が「1」となるため、AND回路3cから可逆コンバータ111に放電制御信号が出され放電モードとなる。
When VL> V, the
この放電モード時において、直流部12の電圧Vが上昇して、再びV≧VHになると、第1判定ステップST4aでYES出力が出され充電モードに切り替わる。
In this discharge mode, when the voltage V of the
上記の制御によると、図7に示すように、元電源の変動や負荷の作動に伴って充電と放電とを繰り返すことになるため、これが頻繁に行われる場合、可逆コンバータ111でのスイッチングによる損失が大きくなることがある。
According to the above control reporting, to become a repeating, as shown in FIG. 7, the charging by the actuation of the main power fluctuations and load discharge and, if this is frequently performed, by switching in a
そこで、本発明では、制御回路112に対して、図10に示すように、上限閾値電圧VH,下限閾値電圧VLに加えて第3の閾値電圧として、中間閾値電圧VCを設定する。この中間閾値電圧VCは、上限閾値電圧VHと下限閾値電圧VLの1/2の電圧(例えばVHがDC101VでVLがDC99VであればDC100V)であることが好ましいが、別の電圧としてもよい。
Therefore, in this onset bright, the
本発明によると、上記直流部12の電圧Vが上限閾値電圧VHよりも高くなった時点で、可逆コンバータ111が充電方向に切り替えられて、直流部12から電気二重層キャパシタCに充電が開始されるとともに、この充電状態が直流部12の電圧Vが中間閾値電圧VCに低下するまで継続される。
According to the present invention, when the voltage V of the
直流部12の電圧Vが、中間閾値電圧VCと下限閾値電圧VLの間に存在する場合には、可逆コンバータ111がオフに制御され、電気二重層キャパシタCの充放電が停止状態とされる。
When the voltage V of the
直流部12の電圧Vが下限閾値電圧VLよりも低くなった時点で、可逆コンバータが放電方向に切り替えられ、直流部12に対して電気二重層キャパシタCの放電が開始されるとともに、この放電状態が直流部12の電圧Vが中間閾値電圧VCに上昇するまで継続される。
When the voltage V of the
直流部12の電圧Vが、中間閾値電圧VCと上限閾値電圧VHの間に存在する場合には、可逆コンバータ111がオフに制御され、電気二重層キャパシタCの充放電が停止状態とされる。
When the voltage V of the
すなわち、本発明では、上記した充放電停止期間を設定することにより、直流部12の電圧Vが、上限閾値電圧VHと下限閾値電圧VLとの間にある場合には、充放電が行われないため、可逆コンバータ111でのスイッチング回数を減らすことができる。
That is, in the present invention , by setting the above-described charging / discharging stop period, charging / discharging is not performed when the voltage V of the
図11に、可逆コンバータ111を切り替え制御する論理回路の一例を示す。充電制御用,放電制御用ともに、図9に示した回路素子が用いられてよいが、この実施形態では、判定ステップがV≧VH,VH>V≧VC,VC>V≧VL,VL>Vの第1ないし第4判定ステップST5a〜ST5dとなるため、各回路素子の入出力関係が次のように変更される。
11 shows an example of a logic circuit for controlling the switching of the
すなわち、充電制御系では、第1判定ステップST5aのYES出力が、充電用メモリ2aのセット端子SとOR回路2bの一方の入力端子とに印加され、OR回路2bの他方の入力端子には、第2判定ステップST5bのYES出力が印加される。また、OR回路2bの出力は、AND回路2cと放電用メモリ3aのリセット端子Rとに与えられる。
That is, in the charge control system, the YES output of the first determination step ST5a is applied to the set terminal S of the charging
放電制御系では、第3判定ステップST5cのYES出力が、OR回路3bの一方の入力端子に印加され、OR回路3bの出力が、充電用メモリ2aのリセット端子RとAND回路3cに与えられる。また、第3判定ステップST5dのYES出力が、OR回路3bの他方の入力端子と放電用メモリ3aのセット端子Sとに与えられる。
In the discharge control system, the YES output of the third determination step ST5c is applied to one input terminal of the
これによれば、V≧VHの場合には、第1判定ステップST5aのYES出力が、充電用メモリ2aのセット端子SとOR回路2bに印加されることにより、充電用メモリ2aがセットされ、これに対して放電用メモリ3aがリセットされるため、AND回路2cから可逆コンバータ111に充電制御信号が出され充電モードとなる。
According to this, when V ≧ VH, the YES output of the first determination step ST5a is applied to the set terminal S and the
VH>V≧VCの場合には、第2判定ステップST5bのYES出力がOR回路2bに印加され、先の第1判定ステップST5aで充電用メモリ2aがセットされているため、充電モードが維持される。
When VH> V ≧ VC, the YES output of the second determination step ST5b is applied to the
VC>V≧VLの場合には、第3判定ステップST5cのYES出力がOR回路2bに印加されるため、充電用メモリ2aがリセットされ、放電用メモリ3aもリセット状態であるため、充放電停止状態となる。
When VC> V ≧ VL, since the YES output of the third determination step ST5c is applied to the
VL>Vの場合には、第4判定ステップST5dのYES出力が、放電用メモリ3aのセット端子SとOR回路3bに印加されることにより、放電用メモリ3aがセットされ、これに対して充電用メモリ2aがリセットされるため、AND回路3cから可逆コンバータ111に放電制御信号が出され放電モードとなる。
In the case of VL> V, the YES output of the fourth determination step ST5d is applied to the set terminal S and the
この放電モード時において、直流部12の電圧Vが上昇して、V≧VCの状態になると、第2判定ステップST5bからYES出力が出され、これにより放電用メモリ3aがリセットされ、充電用メモリ2aもリセット状態であるから、充放電停止状態となる。
In this discharge mode, when the voltage V of the
以上、図示の例に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。上記実施形態では、蓄電器に電気二重層キャパシタを用いているが、電気二重層キャパシタと二次電池とを組み合わせたハイブリッド蓄電器を使用することもできる。また、上記実施形態では、元電源を交流電源として説明しているが、その元電源は直流電源であってもよい。 As mentioned above, although this invention was demonstrated based on the example of illustration, this invention is not limited to this. In the above embodiment, an electric double layer capacitor in the electric storage pack can also be used a hybrid capacitor that combines electric double layer capacitor and a secondary battery. Moreover, in the said embodiment, although the original power supply was demonstrated as an alternating current power supply, the original power supply may be a direct current power supply.
11 整流装置
12 直流部
13 インバータ回路
100 蓄電装置
110 制御装置
111 可逆コンバータ
112 制御回路
113 電源回路
120 蓄電器
E 交流電源
E1 直流電源
R1 内部抵抗
C 電気二重層キャパシタ
VH 上限閾値電圧(第1閾値電圧)
VL 下限閾値電圧(第2閾値電圧)
VC 中間閾値電圧(第3閾値電圧)
DESCRIPTION OF
VL Lower threshold voltage (second threshold voltage)
VC intermediate threshold voltage (third threshold voltage)
Claims (5)
上記給電系の直流部に可逆コンバータを介して接続される充放電が可能な蓄電器と、上記直流部の電圧Vを監視して上記可逆コンバータを制御する制御手段とを含み、上記制御手段には、高電圧側の第1閾値電圧VHと低電圧側の第2閾値電圧VLの2つの所定の閾値電圧が設定されており、
上記制御手段は、上記直流部の電圧Vが上記第1閾値電圧VHよりも高くなった時点で上記可逆コンバータを充電方向に切り替え上記直流部から上記蓄電器への充電を開始するとともに、その充電を上記直流部の電圧Vが上記第2閾値電圧VLに低下するまで継続する充電ステップと、
上記直流部の電圧Vが上記第2閾値電圧VLよりも低くなった時点で上記可逆コンバータを放電方向に切り替え上記直流部に対して上記蓄電器の放電を開始するとともに、その放電を上記直流部の電圧Vが上記第1閾値電圧VHに上昇するまで継続する放電ステップとを備えていることを特徴とする蓄電装置。 In a power storage device used for a power supply system that provides a DC voltage obtained by rectifying an AC power supply by a rectifying means or a DC voltage obtained from a DC power supply to a load without conversion or predetermined conversion,
A chargeable / dischargeable battery connected to the DC section of the power supply system via a reversible converter; and a control means for controlling the reversible converter by monitoring the voltage V of the DC section. Two predetermined threshold voltages, the first threshold voltage VH on the high voltage side and the second threshold voltage VL on the low voltage side, are set,
The control means switches the reversible converter to the charging direction when the voltage V of the DC unit becomes higher than the first threshold voltage VH, and starts charging from the DC unit to the battery, and performs the charging. A charging step that continues until the voltage V of the DC section drops to the second threshold voltage VL;
When the voltage V of the DC unit becomes lower than the second threshold voltage VL, the reversible converter is switched to the discharge direction, and the capacitor starts discharging to the DC unit, and the discharge is transferred to the DC unit. And a discharging step that continues until the voltage V rises to the first threshold voltage VH.
上記制御手段は、上記直流部の電圧Vが上記第1閾値電圧VHよりも高くなった時点で上記可逆コンバータを充電方向に切り替え上記直流部から上記蓄電器への充電を開始するとともに、その充電を上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCに低下するまで継続する充電ステップと、
上記直流部の電圧Vが上記第2閾値電圧VLよりも低くなった時点で上記可逆コンバータを放電方向に切り替え上記直流部に対して上記蓄電器の放電を開始するとともに、その放電を上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCに上昇するまで継続する放電ステップとに加えて、
上記直流部の電圧Vが上記第3閾値電圧VCと上記第2閾値電圧VLの間もしくは上記第3閾値電圧VCと上記第1閾値電圧VHとの間にある場合に、上記可逆コンバータをオフとして上記蓄電器の充放電を停止する充放電停止ステップとを備えていることを特徴とする請求項1に記載の蓄電装置。 The control means is further set with a third threshold voltage VC existing between the first threshold voltage VH and the second threshold voltage VL,
The control means switches the reversible converter to the charging direction when the voltage V of the DC unit becomes higher than the first threshold voltage VH, and starts charging from the DC unit to the battery, and performs the charging. A charging step that continues until the voltage V of the DC section drops to the third threshold voltage VC;
When the voltage V of the DC unit becomes lower than the second threshold voltage VL, the reversible converter is switched to the discharge direction, and the capacitor starts discharging to the DC unit, and the discharge is transferred to the DC unit. In addition to the discharging step that continues until the voltage V rises to the third threshold voltage VC,
When the voltage V of the DC section is between the third threshold voltage VC and the second threshold voltage VL or between the third threshold voltage VC and the first threshold voltage VH, the reversible converter is turned off. The power storage device according to claim 1, further comprising a charge / discharge stop step for stopping charge / discharge of the battery.
The power storage device according to any one of claims 1 to 3, wherein the battery is a secondary battery.
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