JP2006262573A - Control device of ac-ac power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置に関し、例えば、マトリクスコンバータのように大形のエネルギーバッファを有しない半導体電力変換器によって電動機を駆動する場合において、電動機から電力変換器側にエネルギーが回生された場合のエネルギー処理手段に関するものである。 The present invention relates to a control device for an AC / AC power converter that converts a multi-phase AC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency by using a semiconductor switching element, for example, a large energy such as a matrix converter. The present invention relates to an energy processing means when energy is regenerated from the motor to the power converter side when the motor is driven by a semiconductor power converter having no buffer.
大形のエネルギーバッファを持たずに交流交流直接変換を行う半導体電力変換器の一例として、マトリクスコンバータが知られている。
以下、従来技術として、マトリクスコンバータを用いて電動機を駆動するシステムにつき説明する。
A matrix converter is known as an example of a semiconductor power converter that performs AC / AC direct conversion without having a large energy buffer.
Hereinafter, as a prior art, a system for driving an electric motor using a matrix converter will be described.
図10は、後述する特許文献1に記載されたエレベータシステムの回路構成図である。
図10において、51は三相交流電源、52はコンタクタ、60はマトリクスコンバータ、70はエレベータ駆動用の交流電動機、81は巻上機、82は釣り合い錘、83は乗りかごである。また、53は交流電源51の停電を検出する停電検出器、54は荷重検出器、55は停電検出器53及び荷重検出器54の出力信号に基づいてマトリクスコンバータ60の交流スイッチをスイッチングするための制御装置、56は停電検出器53及び蓄電池90の電圧に基づいて半導体スイッチ58に対する制御信号を出力する制御回路、57は回生エネルギー消費用の抵抗、59はコンタクタである。
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of an elevator system described in
In FIG. 10, 51 is a three-phase AC power source, 52 is a contactor, 60 is a matrix converter, 70 is an AC motor for driving an elevator, 81 is a hoisting machine, 82 is a counterweight, and 83 is a car. 53 is a power failure detector for detecting a power failure of the
上記構成において、マトリクスコンバータ60は電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを有しないため、交流電源51に停電が発生すると運転を継続できなくなる。
そこで、停電検出器53により停電を検出した際に、コンタクタ52を開放して交流電源51を切り離し、その後、コンタクタ59を投入して蓄電池90をマトリクスコンバータ60の入力側に接続し、制御装置55により停電時の非常運転を行っている。
In the above configuration, since the
Therefore, when a power failure is detected by the
このような非常運転時に、釣り合い錘82と乗りかご83との荷重バランスによって巻上機81が回生運転となり、電動機70及びマトリクスコンバータ60を介して蓄電池90へエネルギーが回生されると、蓄電池90が過充電となって蓄電池90やマトリクスコンバータ60の交流スイッチが破損される恐れがある。
このため、上記従来技術では、蓄電池90の電圧を検出して制御回路56に入力し、その電圧が所定の閾値を超えた場合には制御回路56により半導体スイッチ58をオンさせて回生エネルギーを抵抗57により消費している。
上記動作により、回生運転時の蓄電池90や交流スイッチの破損を防止することが可能である。
During such an emergency operation, the hoisting
For this reason, in the above prior art, the voltage of the
With the above operation, it is possible to prevent the
上記従来技術では、非常運転時に蓄電池90に回生されるエネルギーを全て抵抗57によって消費しており、抵抗57を始めとしたエネルギー処理用の外部回路や装置が大形化する恐れがある。また、外部回路には半導体スイッチ58を駆動するための制御回路56も必要であり、これらがコスト上昇の一因ともなっている。
In the above prior art, all the energy regenerated in the
そこで、本発明の解決課題は、大形のエネルギー処理回路を用いることなく回生運転時における蓄電池等の破損を防止するようにした構成簡単かつ安価な制御装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, a problem to be solved by the present invention is to provide a control device that is simple and inexpensive in construction and that prevents damage to a storage battery or the like during regenerative operation without using a large energy processing circuit.
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給する交流交流電力変換器において、
前記電動機の電流を検出する手段と、
この手段による電流検出値を、電動機磁束に平行なd軸電流及びこれに直交するq軸電流に変換する座標変換手段と、
前記d軸電流及びq軸電流が、d軸電流指令及びq軸電流指令にそれぞれ一致するように前記電力変換器の出力電圧を調節する電流調節手段と、
前記電動機から前記電力変換器側にエネルギーが回生された際に、前記d軸電流指令を調節して電動機電流を増加させるd軸電流指令調節手段と、を備えたものである。
In order to solve the above problems, the invention described in
Means for detecting the current of the motor;
Coordinate conversion means for converting a current detection value by this means into a d-axis current parallel to the motor magnetic flux and a q-axis current orthogonal thereto;
Current adjusting means for adjusting the output voltage of the power converter so that the d-axis current and the q-axis current match the d-axis current command and the q-axis current command, respectively;
D-axis current command adjusting means for adjusting the d-axis current command to increase the motor current when energy is regenerated from the motor to the power converter side.
請求項2に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給する交流交流電力変換器において、
電動機磁束に平行なd軸電流指令及びこれに直交するq軸電流指令に基づいて前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、
前記電動機から前記電力変換器側にエネルギーが回生された際に、前記d軸電流指令を調節して電動機電流を増加させるd軸電流指令調節手段と、を備えたものである。
The invention described in
Means for controlling the output voltage of the power converter based on a d-axis current command parallel to the motor magnetic flux and a q-axis current command orthogonal thereto;
D-axis current command adjusting means for adjusting the d-axis current command to increase the motor current when energy is regenerated from the motor to the power converter side.
請求項3に記載した発明は、請求項1または2において、
前記交流交流電力変換器は、交流電源電圧の低下時に非常用電源を使用した非常運転が可能であり、
非常運転時における前記d軸電流指令調節手段の動作により電動機電流を増加させて、回生エネルギーを前記電動機により消費させるようにしたものである。
The invention described in
The AC / AC power converter is capable of emergency operation using an emergency power supply when the AC power supply voltage drops,
The motor current is increased by the operation of the d-axis current command adjusting means during emergency operation, and regenerative energy is consumed by the motor.
なお、本発明は、請求項4,5に記載するように同期電動機または誘導電動機に適用することができる。
更に、本発明は、請求項6に記載するように、電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電源電圧を直接、交流電圧に変換するマトリクスコンバータ等に直接変換器で適用可能である。
The present invention can be applied to a synchronous motor or an induction motor as described in
Furthermore, as described in
請求項1の発明によれば、電流調節手段を有する制御装置において、d軸電流指令を制御することにより電動機電流を増加させて回生エネルギーを電動機の一次巻線にて消費し、外部のエネルギー処理回路を不要にしたり、あるいは処理エネルギーを低減させることができる。
また、請求項2の発明によれば、電流調節手段を持たない制御装置において、d軸電流指令を制御することにより請求項1と同様に回生エネルギーを電動機の一次巻線にて消費し、外部のエネルギー処理回路を不要にしたり、処理エネルギーを低減させることができる。
According to the first aspect of the present invention, in the control device having the current adjusting means, the motor current is increased by controlling the d-axis current command so that the regenerative energy is consumed by the primary winding of the motor, and external energy processing is performed. Circuits can be eliminated or processing energy can be reduced.
According to the second aspect of the present invention, in the control device having no current adjusting means, the regenerative energy is consumed by the primary winding of the electric motor by controlling the d-axis current command as in the first aspect. The energy processing circuit can be made unnecessary and the processing energy can be reduced.
そして、請求項3に記載するように、回生エネルギーにより蓄電池等の非常用電源が過充電になるのを防止し、これによって非常用電源や電力変換器の半導体スイッチング素子等の破損を未然に防ぐことができる。
更に、本発明は、同期電動機、誘導電動機の何れを駆動する場合にも適用可能であり、非常運転時以外の通常運転時に損失が増大することもなく、制御の切替などもスムーズに実現可能である。
Further, as described in
Furthermore, the present invention can be applied to driving either a synchronous motor or an induction motor, and loss of control is not increased during normal operation other than during emergency operation, and control switching can be realized smoothly. is there.
総じて、本発明によれば、外部に大形のエネルギー処理回路や処理装置を必要とせず、構成も簡単で安価な制御装置を提供することができる。 In general, according to the present invention, it is possible to provide a control device that does not require a large-scale energy processing circuit or processing device outside and that has a simple configuration and is inexpensive.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図1は本発明の第1実施形態を示すブロック図であり、交流交流電力変換器としてのマトリクスコンバータにより同期電動機を駆動する場合のものである。
図1において、1は三相交流電源、2は切替スイッチ、3は非常用蓄電池であり、図示されていない停電検出器によって電源1の停電を検出した際に、切替スイッチ2の動作により三相交流電源1から非常用蓄電池3に電源を切り替えるように構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, in which a synchronous motor is driven by a matrix converter as an AC / AC power converter.
In FIG. 1, 1 is a three-phase AC power source, 2 is a changeover switch, 3 is an emergency storage battery, and when a power failure of the
切替スイッチ2の出力側には、入力フィルタ4を介してマトリクスコンバータ5が接続されている。マトリクスコンバータ5の構成は公知であるため詳述しないが、例えば、IGBT等の半導体スイッチング素子を2個逆並列接続して双方向に電流を制御可能とした交流スイッチを、三相入力側の各相(R,S,T相)と三相出力側の各相(U,V,W相)との間に合計9個接続してなるものである。
A
6は後述するマトリクスコンバータ制御手段であり、前記半導体スイッチング素子に対する駆動パルスを生成して出力する。また、7は同期電動機8の二相の電流から三相各相の電流を検出する電流検出手段であり、その出力はマトリクスコンバータ制御手段6に入力されている。
次に、図2はマトリクスコンバータ制御手段6の構成を示すブロック図である。
この実施形態では、同期電動機8の電流をその回転磁束と平行な軸(d軸)成分とこれに直交する軸(q軸)成分とに分離し、トルクを高精度に制御するベクトル制御を行っている。なお、ベクトル制御の内容については公知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
Next, FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the matrix converter control means 6.
In this embodiment, the current of the synchronous motor 8 is separated into an axis (d-axis) component parallel to the rotating magnetic flux and an axis (q-axis) component orthogonal thereto, and vector control for controlling the torque with high accuracy is performed. ing. Since the contents of vector control are publicly known, detailed description is omitted here.
図2において、座標変換手段64は、前記電流検出手段7により検出した電流情報をd軸電流id及びq軸電流iqに変換して出力する。電流調節手段62は、d軸電流id及びq軸電流iqが、それぞれd軸電流指令id **及びq軸電流指令iq *に一致するように出力電圧指令vd *,vq *を生成して出力する。
出力電圧指令vd *,vq *が入力される座標変換手段63は、出力電圧指令vd *,vq *をd,q回転座標上から静止座標上の交流成分に変換して三相各相の出力電圧指令vu *,vv *,vw *を生成し、マトリクスコンバータパルス演算手段65に出力する。
マトリクスコンバータパルス演算手段65は、出力電圧指令vu *,vv *,vw *に応じて、マトリクスコンバータ5を構成する交流スイッチのパルスパターンを生成し、このパターンに基づき合計18個の半導体スイッチング素子に対する駆動パルス(PWMパルス)を生成してマトリクスコンバータ5をスイッチングする。これにより、マトリクスコンバータ5によって同期電動機8が駆動されることになる。
In FIG. 2, the coordinate conversion means 64 converts the current information detected by the current detection means 7 into a d-axis current id and a q-axis current iq and outputs the result. The current adjusting means 62 outputs the output voltage commands v d * and v q so that the d-axis current i d and the q-axis current i q coincide with the d-axis current command i d ** and the q-axis current command i q * , respectively. * Is generated and output.
The coordinate conversion means 63 to which the output voltage commands v d * and v q * are input converts the output voltage commands v d * and v q * from the d and q rotation coordinates to the alternating current component on the stationary coordinates, and thereby three-phase. Output voltage commands v u * , v v * , and v w * for each phase are generated and output to the matrix converter pulse calculation means 65.
The matrix converter pulse calculation means 65 generates a pulse pattern of the AC switch constituting the
次いで、本実施形態の主要部である前記d軸電流指令調節手段61の構成及び作用について説明する。
まず、図3は、同期電動機(例えば永久磁石型同期電動機)の等価回路、図4はd,q回転座標上の電圧、電流のベクトル図を示しており、これらの図において、eはマトリクスコンバータ等の電力変換器の端子電圧、iは電動機電流、R1は一次巻線の抵抗、L1は同じくインダクタンス、emは速度起電力、ωは電力変換器の一次角周波数、Ψは電動機の鎖交磁束である。
Next, the configuration and operation of the d-axis current command adjusting means 61, which is the main part of this embodiment, will be described.
First, FIG. 3 shows an equivalent circuit of a synchronous motor (for example, a permanent magnet type synchronous motor), and FIG. 4 shows a vector diagram of voltage and current on d and q rotation coordinates. In these diagrams, e is a matrix converter. the terminal voltage of the power converter etc., i is the motor current, R 1 is the resistance of the primary winding, L 1 is also inductance, e m is the speed electromotive force, omega primary angular frequency of the power converter, [psi is the electric motor The flux linkage.
いま、図1の構成において、電源1が停電し、非常用蓄電池3から切替スイッチ2を介し電源が供給されてマトリクスコンバータ5が非常運転されているとする。
このとき、同期電動機8の二次側で発生するエネルギーPは、鉄損を無視すると数式1によって表される。
[数1]
P=emiq
Now, in the configuration of FIG. 1, it is assumed that the
At this time, the energy P generated on the secondary side of the synchronous motor 8 is expressed by
[Equation 1]
P = e m i q
速度起電力emは、図3に示したように一次角周波数ωと鎖交磁束Ψとの積であり、発生エネルギーPは、数式1のように速度起電力emとq軸電流iq(発生トルクに平行な電流成分)との積であるから、発生エネルギーPはd軸電流idの大きさとは無関係である。
Speed electromotive force e m is the product of as a primary angular frequency ω and the flux linkage Ψ shown in FIG. 3, the energy generated P, the speed electromotive force e m and q-axis current i q as
一方、電動機8の一次巻線で発生する損失は、数式2によって表される。
[数2]
Ploss=√{(ωL1)2+(R1)2}×i2=Zmi2
なお、Zmは一次巻線のインピーダンスである。
On the other hand, the loss generated in the primary winding of the electric motor 8 is expressed by
[Equation 2]
P loss = √ {(ωL 1 ) 2 + (R 1 ) 2 } × i 2 = Z m i 2
Z m is the impedance of the primary winding.
従って、マトリクスコンバータ5における損失を無視すると、非常用蓄電池3に回生されるエネルギーPinは、数式3となる。
[数3]
Pin=P−Ploss
Therefore, neglecting losses in the
[Equation 3]
P in = P−P loss
図4に示したように、電流iとd軸電流id、q軸電流iqとの間には数式4の関係がある。
[数4]
i=√(id 2+iq 2)
このため、d軸電流idを積極的に流して電流iを増加させれば、数式2により損失Plossが増加し、数式3によって非常用蓄電池3に回生されるエネルギーPinは減少することとなる。
例えば、d軸電流idをq軸電流iqと同じ量だけ流した場合の電流iは、数式4から、d軸電流idがゼロの場合の√2倍となり、電動機8の一次巻線で発生する損失Plossは、数式2により2倍になるので、その分だけ回生エネルギーPinを減少させることができる。
As shown in FIG. 4, there is a relationship of
[Equation 4]
i = √ (i d 2 + i q 2)
Therefore, by increasing the current i actively passing a d-axis current i d, increased loss P loss by
For example, the current i when the d-axis current i d is supplied by the same amount as the q-axis current i q is √2 times that when the d-axis current id is zero from
ここで、回生エネルギーPinがゼロ(すなわちP=Ploss)となるようなd軸電流idを求めると、数式1,2から、数式5のようになる。
Here, when determining the regenerative energy P in is zero (i.e. P = P loss) become such d-axis current i d, from
同期電動機8を駆動する場合、通常は電力変換器の端子電圧を下げるためにd軸電流を負方向へ流すので、数式5から、d軸電流指令id *は数式6によって表すことができる。
When the synchronous motor 8 is driven, since the d-axis current is normally flowed in the negative direction in order to lower the terminal voltage of the power converter, the d-axis current command i d * can be expressed by the
すなわち、数式6に基づいてd軸電流idを制御すれば、電動機8の二次側の発生エネルギーPはすべて一次巻線により消費されることとなり、非常用蓄電池3には回生されなくなる。従って、蓄電池3が過充電される恐れもなく、従来技術に示したような抵抗及び半導体スイッチ等の外部の回生エネルギー処理回路も不要となる。
That is, if the d-axis current id is controlled based on
また、二次側の発生エネルギーPが大きく、これを一次巻線により消費すると電動機8の過熱などが問題となる場合には、数式7のようにd軸電流指令id **を上限値(数式6の右辺の値に設定する)と下限値(−idmax)との間の値に制御すれば、回生エネルギー処理回路を付加するとしてもその処理エネルギーを小さくすることができ、エネルギー処理回路の占有スペースやコストを増加させる要因とはならない。例えば、idmaxを電動機8の定格電流に設定すれば、電動機電流の最大値は定格電流の√2倍となる。
Further, when the generated energy P on the secondary side is large and is consumed by the primary winding, overheating of the electric motor 8 becomes a problem. As shown in
図5は、数式7のように上限値及び下限値を設定してd軸電流指令id *を制御し、最終的なd軸電流指令id **を得る場合のd軸電流指令調節手段61のブロック図を示すものである。
図5において、演算手段611は、q軸電流iq、角周波数ω、電動機パラメータ(一次巻線抵抗R1及びインダクタンスL1)を用いて数式6の右辺を演算し、これをd軸電流指令id *の上限値として出力する。この上限値または通常運転時のd軸電流指令“0”は、停電による非常運転時に演算手段611側に切り替わる切替スイッチ612を介してローパスフィルタ613に入力され、その出力が上限値としてリミッタ614に設定されている。なお、このリミッタ614の下限値は上述したように−idmaxに設定されている。
上記ローパスフィルタ613は、非常運転時の切替の際にd軸電流指令id *(id **)が跳躍するのを防止するために挿入されているものである。
Figure 5 is an upper limit value and to set the lower limit value by controlling the d-axis current command i d *, the final d-axis current command i d-axis current command adjusting means in obtaining the d ** as
In FIG. 5, the calculation means 611 calculates the right side of
The low-
上記の構成により、停電による非常運転時において、図2のd軸電流調節手段61に入力されたd軸電流指令id *がリミッタ614の上下限値の範囲内であればそのままid **として電流調節手段62に出力される。また、上下限値を逸脱していれば、上限値(数式6の右辺の値)または下限値(−idmax)に制限されて出力される。
図6はこれら一連の動作を示すフローチャートであり、通常運転時は前述の如く切替スイッチ612に“0”がセットされ(ステップS3)、非常運転時には、ステップS1,S2,S4を経てd軸電流指令id *が上限値及び下限値の範囲内に制御され(S5〜S8)、id **として出力される。
このように、本実施形態では非常運転時にd軸電流指令が自動的に制御されて電動機8の電流を増加させるため、回生エネルギー処理回路を用いなくても適切に回生エネルギーを処理することが可能である。
With the above configuration, if the d-axis current command i d * input to the d-axis current adjusting means 61 in FIG. 2 is within the range of the upper and lower limit values of the
FIG. 6 is a flowchart showing a series of these operations. In normal operation, “0” is set to the
As described above, in this embodiment, the d-axis current command is automatically controlled during the emergency operation to increase the current of the electric motor 8, so that the regenerative energy can be appropriately processed without using the regenerative energy processing circuit. It is.
なお、図5では上限値及び下限値を用いてd軸電流指令id **を制御しているが、数式6の右辺により演算した値をそのままd軸電流指令id **として用いてもよい。また、同期電動機8を駆動するマトリクスコンバータ5の出力電圧を下げるためにd軸電流指令を負に制御しているが、正の値にしてもよい。d軸電流指令を正にした場合でも、数式4から、電動機8の一次巻線に流れる電流は同一である。
更に、d軸電流指令id **の演算方法は種々存在するが、非常運転時に回生エネルギーを電動機によって処理するために電動機電流を増加させるような演算方法、演算手段であれば、全て本発明に包含されるものである。
In FIG. 5, the d-axis current command i d ** is controlled using the upper limit value and the lower limit value, but the value calculated by the right side of
Furthermore, there are various calculation methods for the d-axis current command i d ** , but any calculation method and calculation means for increasing the motor current to process the regenerative energy by the motor during emergency operation can be used in the present invention. It is included in.
次に、本発明の第2実施形態を図7に基づいて説明する。この実施形態は、マトリクスコンバータ5により誘導電動機10を駆動する場合のものであり、図1における電流検出手段7が除去されている。
図8は、図7におけるマトリクスコンバータ制御手段9の構成を示すブロック図である。この実施形態では、上述のごとく電流検出手段を持たないため、出力電圧演算手段92がq軸電流指令iq *及びd軸電流指令id **から電動機パラメータを用いて出力電圧指令vd *,vq *を演算する。なお、vd *,vq *の演算方法については種々知られているため、説明を省略する。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the matrix converter control means 9 in FIG. In this embodiment, since there is no current detection means as described above, the output voltage calculation means 92 uses the motor parameters from the q-axis current command i q * and the d-axis current command i d ** to output voltage command v d *. , V q * is calculated. Since various methods for calculating v d * and v q * are known, description thereof will be omitted.
図8における座標変換手段93及びマトリクスコンバータパルス演算手段94の作用は、図2における座標変換手段63及びマトリクスコンバータパルス演算手段65と同様である。
以下では、本実施形態の主要部であるd軸電流指令調節手段91の構成及び作用を、図9を参照しつつ説明する。なお、図8において、d軸電流指令調節手段91にはq軸電流指令iq *がd軸電流指令id *と共に入力されている。
The operations of the coordinate conversion means 93 and the matrix converter pulse calculation means 94 in FIG. 8 are the same as those of the coordinate conversion means 63 and the matrix converter pulse calculation means 65 in FIG.
Hereinafter, the configuration and operation of the d-axis current command adjusting means 91, which is the main part of the present embodiment, will be described with reference to FIG. In FIG. 8, a q-axis current command i q * is input to the d-axis current command adjustment means 91 together with the d-axis current command i d * .
図9において、911はq軸電流指令iq *、角周波数ω及び電動機パラメータが入力される演算手段であり、この演算手段911は、数式8の演算を行ってd軸電流指令の下限値を求める。 In FIG. 9, 911 is a calculation means to which q-axis current command i q * , angular frequency ω, and motor parameter are input. This calculation means 911 calculates the lower limit value of the d-axis current command by performing the calculation of Equation 8. Ask.
本実施形態のように負荷が誘導電動機10である場合、誘導電動機10はd軸電流によって電動機磁束を生成しているため、通常は、負荷によらず一定の正の定格d軸電流(定格磁束電流)idsetが流れている。従って、誘導電動機10の一次巻線で発生する損失Plossを増加させて回生エネルギーPinを減少させるには、d軸電流idを定格d軸電流idsetより増加させればよい。
なお、数式8に示した下限値は、負荷が同期電動機である場合と同様に演算して簡易的に求めたものである。すなわち、誘導電動機の場合には、d軸電流を調節すると電動機磁束が変化するが、d軸電流を定格値以上流すと電動機磁束が飽和して電動機の二次側の発生エネルギーは変化しないと仮定した上で求めた値である。
When the load is the
Note that the lower limit value shown in Formula 8 is simply obtained by calculation in the same manner as when the load is a synchronous motor. That is, in the case of an induction motor, the motor magnetic flux changes when the d-axis current is adjusted, but it is assumed that when the d-axis current exceeds the rated value, the motor magnetic flux is saturated and the generated energy on the secondary side of the motor does not change. It is the value obtained after doing.
図9において、数式8で示されるd軸電流指令の下限値または通常運転時の定格d軸電流idsetは、停電による非常運転時に演算手段911側に切り替わる切替スイッチ912を介してローパスフィルタ913に入力され、その出力が下限値としてリミッタ914に設定されている。このリミッタ914の上限値は、例えば定格d軸電流の2倍に設定されたd軸電流最大値idmaxであり、このように上限値を設定することで誘導電動機10の過熱による損傷を防止することができる。
In FIG. 9, the lower limit value of the d-axis current command expressed by Equation 8 or the rated d-axis current i dset during normal operation is sent to the low-
すなわち、この実施形態では、停電による非常運転時において、図8のd軸電流調節手段91に入力されたd軸電流指令id *が、リミッタ914の上下限値の範囲内であればそのままid **として出力電圧演算手段92に出力される。また、上下限値を逸脱していれば、上限値(idmax)または下限値(数式8の右辺の値)に制限されて出力される。
つまり、d軸電流指令id **は数式9の範囲で制御されることになる。
That is, in this embodiment, during an emergency operation due to a power failure, if the d-axis current command i d * input to the d-axis current adjusting means 91 in FIG. 8 is within the range of the upper and lower limit values of the
That is, the d-axis current command i d ** is controlled within the range of
本実施形態では、負荷が誘導電動機10であるが、負荷が同期電動機の場合には、前述した数式6におけるiqの代わりにiq *を用いれば、図5の制御ブロックを用いて制御可能である。また、第1実施形態において負荷が誘導電動機の場合には、前述した数式8におけるiq *の代わりにiqを用いれば、図9の制御ブロックを用いて制御可能である。
更に本発明は、大形のエネルギーバッファを有しないマトリクスコンバータ等の交流交流電力変換器のみならず、従来のエネルギーバッファを有するインバータ装置にも適用可能である。
In the present embodiment, the load is an
Furthermore, the present invention can be applied not only to an AC / AC power converter such as a matrix converter that does not have a large energy buffer, but also to an inverter device having a conventional energy buffer.
1:三相交流電源
2:切替スイッチ
3:非常用蓄電池
4:入力フィルタ
5:マトリクスコンバータ
6,9:マトリクスコンバータ制御手段
7:電流検出手段
8:同期電動機
10:誘導電動機
61:d軸電流指令調節手段
62:電流調節手段
63,64:座標変換手段
65:マトリクスコンバータパルス演算手段
611:演算手段
612:切替スイッチ
613:ローパスフィルタ
614:リミッタ
91:d軸電流指令調節手段
92:出力電圧演算手段
93:座標変換手段
94:マトリクスコンバータパルス演算手段
911:演算手段
912:切替スイッチ
913:ローパスフィルタ
914:リミッタ
1: Three-phase AC power supply 2: Changeover switch 3: Emergency storage battery 4: Input filter 5:
Claims (6)
前記電動機の電流を検出する手段と、
この手段による電流検出値を、電動機磁束に平行なd軸電流及びこれに直交するq軸電流に変換する座標変換手段と、
前記d軸電流及びq軸電流が、d軸電流指令及びq軸電流指令にそれぞれ一致するように前記電力変換器の出力電圧を調節する電流調節手段と、
前記電動機から前記電力変換器側にエネルギーが回生された際に、前記d軸電流指令を調節して電動機電流を増加させるd軸電流指令調節手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In an AC AC power converter that converts an AC power supply voltage into an AC voltage of an arbitrary magnitude and frequency and supplies the AC voltage to an electric motor,
Means for detecting the current of the motor;
Coordinate conversion means for converting a current detection value by this means into a d-axis current parallel to the motor magnetic flux and a q-axis current orthogonal thereto;
Current adjusting means for adjusting the output voltage of the power converter so that the d-axis current and the q-axis current match the d-axis current command and the q-axis current command, respectively;
D-axis current command adjusting means for increasing the motor current by adjusting the d-axis current command when energy is regenerated from the motor to the power converter;
The control apparatus of the alternating current alternating current power converter characterized by having provided.
電動機磁束に平行なd軸電流指令及びこれに直交するq軸電流指令に基づいて前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、
前記電動機から前記電力変換器側にエネルギーが回生された際に、前記d軸電流指令を調節して電動機電流を増加させるd軸電流指令調節手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In an AC AC power converter that converts an AC power supply voltage into an AC voltage of an arbitrary magnitude and frequency and supplies the AC voltage to an electric motor,
Means for controlling the output voltage of the power converter based on a d-axis current command parallel to the motor magnetic flux and a q-axis current command orthogonal thereto;
D-axis current command adjusting means for increasing the motor current by adjusting the d-axis current command when energy is regenerated from the motor to the power converter;
The control apparatus of the alternating current alternating current power converter characterized by having provided.
前記交流交流電力変換器は、交流電源電圧の低下時に非常用電源を使用した非常運転が可能であり、
非常運転時における前記d軸電流指令調節手段の動作により電動機電流を増加させて、回生エネルギーを前記電動機により消費させることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the AC / AC power converter according to claim 1 or 2,
The AC / AC power converter is capable of emergency operation using an emergency power supply when the AC power supply voltage drops,
A control apparatus for an AC / AC power converter, wherein the motor current is increased by the operation of the d-axis current command adjusting means during emergency operation, and regenerative energy is consumed by the motor.
前記電動機が同期電動機であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter as described in any one of Claims 1-3,
The control apparatus for an AC / AC power converter, wherein the electric motor is a synchronous motor.
前記電動機が誘導電動機であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter as described in any one of Claims 1-3,
The control apparatus for an AC / AC power converter, wherein the electric motor is an induction motor.
前記交流交流電力変換器は、エネルギーバッファを持たずに交流電源電圧を直接、交流電圧に変換する直接変換器であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter as described in any one of Claims 1-5,
The AC / AC power converter is a direct converter that directly converts an AC power supply voltage into an AC voltage without having an energy buffer.
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