JP2005341447A - High-frequency power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は高周波電力増幅器に関するものである。 The present invention relates to a high frequency power amplifier.
図5は従来の高周波電力増幅器を示す。
この例では高周波信号を増幅する1段構成の高周波トランジスタ1とその出力整合回路とで構成されている。Pinが高周波信号入力端子、Poutが高周波信号出力端子である。複数段の高周波トランジスタで構成される高周波増幅器もある。
FIG. 5 shows a conventional high-frequency power amplifier.
In this example, a high-
高周波トランジスタ1のドレインにはバイアス回路8を介して電源端子P1から直流電流が供給されている。このバイアス回路8は、具体的には、通常、基本波周波数(0.9G〜1.0GHz)の4分の1の長さを確保したバイアスライン3によって構成されている。このバイアスライン3は高周波トランジスタ1への給電側にある伝送線路2に対して基本波インピーダンスが十分高くなるような長さに設計されている。
A direct current is supplied from the power supply terminal P <b> 1 to the drain of the high-
バイアスライン3として基本波周波数の4分の1波長を確保できない場合は、インピーダンス変換用コンデンサ4により基本波のバイアスラインの電気長を等価的に前記4分の1波長の電気長相当に変換している。
If a quarter wavelength of the fundamental wave frequency cannot be secured as the
前記バイアスライン3の直流電源供給端子P1の側に接続されたコンデンサ5は、1000pF程度のバイパスコンデンサである。
高周波トランジスタ1の出力側には、所望の出力特性を得るための出力整合回路として、基本波インピーダンスを最適なものとする基本波整合回路7と、高次高調波インピーダンスを最適なものとする高調波処理回路6が設けられている。例えばF級増幅動作であれば高調波処理回路6により偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に対しては開放にされるよう構成される。
On the output side of the
近年の移動体通信機器では、さらなる広帯域化の要求が高まっている。しかしながら、従来の出力負荷回路では広帯域になるにつれ、所望の周波数帯の高域,低域のインピーダンスが最適なインピーダンス整合からのずれが大きくなり、広帯域で所望の出力特性を得ることが困難となっている問題がある。 In recent mobile communication devices, there is an increasing demand for wider bandwidth. However, in the conventional output load circuit, as the bandwidth becomes wider, the impedance of the high and low frequencies in the desired frequency band becomes more deviated from the optimum impedance matching, making it difficult to obtain the desired output characteristics in the wide band. There is a problem.
本発明の目的は所望の周波数帯の高域,低域のインピーダンスの最適インピーダンスからのずれを所望の周波数帯以外に影響を極力与えることなく抑制できる、広帯域の高周波増幅器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a broadband high-frequency amplifier that can suppress a deviation from the optimum impedance of high and low frequencies in a desired frequency band without affecting the frequency band other than the desired frequency band as much as possible. To do.
本発明の請求項1記載の高周波電力増幅器は、高周波入力信号を増幅して出力する高周波トランジスタと、前記高周波トランジスタに直流電流を供給するための分布定数線路と交流的に短絡させるためのコンデンサからなるバイアス回路と、前記高周波トランジスタの出力側に設けられ前記入力信号の基本波周波数を最適インピーダンス位置に制御する基本波整合回路と、前記バイアス回路の電源側に設けられインピーダンス制御回路とを有し、前記インピーダンス制御回路は、端点を接地したインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路によって所望の周波数に対し共振点を有し、所望の周波数以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、所望の周波数帯の低域,高域のインピーダンスを制御していることを特徴とする。
The high frequency power amplifier according to
本発明の請求項2記載の高周波電力増幅器は、請求項1において、バイアス回路の電源側に複数の前記インピーダンス制御回路を並列接続するとともに、各インピーダンス制御回路の共振点の周波数を異ならせたことを特徴とする。
The high-frequency power amplifier according to
本発明の請求項1記載の構成によれば、バイアス回路の電源側に設置されたインピーダンス制御回路としてのインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路の共振により,高周波トランジスタの出力側からみた負荷インピーダンスにおいて、例えばインダクタ成分とコンデンサ成分で基本波周波数帯にスミスチャート上で共振円を発生させ、抵抗成分でその共振円を制御することで基本波周波数帯の高域,低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、基本周波数帯の高域,低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。 According to the configuration of the first aspect of the present invention, the load viewed from the output side of the high frequency transistor due to resonance of the series circuit of the inductor component, the capacitor component, and the resistance component as the impedance control circuit installed on the power supply side of the bias circuit. In the impedance, for example, a resonance circle is generated on the Smith chart in the fundamental frequency band by the inductor component and the capacitor component, and the resonance circle is controlled by the resistance component, so that the phase difference between the high frequency band and the low frequency band of the fundamental frequency band Since the impedance control circuit is installed after the bypass capacitor on the power supply side, it is optimally matched in both the high and low frequencies of the fundamental frequency band without affecting the impedance other than the fundamental frequency as much as possible. It is possible to realize a broadband and high-performance high-frequency amplifier capable of taking
また、基本波周波数が基本波整合回路により十分に増幅器の所望の特性、例えば利得,歪み,効率などにおいて周波数特性が平坦な整合がとれており基本波周波数帯に位相差抑制の必要がない場合においては、高次高調波の制御をするF級増幅器などにおいて高次高調波帯の位相制御、また、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。例えば高次高調波の制御では抵抗成分でその共振円を制御することで2次高調波帯に発生する共振円がスミスチャート上の内側に入り込むことによる2次高調波損失による増幅器の効率を低下させることなく、高次周波数帯の高域,低域の位相差を低減することが可能となる。 In addition, the fundamental frequency is sufficiently matched by the fundamental matching circuit for the desired characteristics of the amplifier, such as gain, distortion, and efficiency, and there is no need to suppress phase difference in the fundamental frequency band. In the class F amplifier, etc., which controls high-order harmonics, phase control of the high-order harmonic band and impedance control of the frequency band contributing to the oscillation of the amplifier are possible. For example, in the control of higher-order harmonics, the resonance circle generated by the second-order harmonic band enters the inside of the Smith chart by controlling the resonance circle with a resistance component, thereby reducing the efficiency of the amplifier due to the second-order harmonic loss. Without this, it is possible to reduce the phase difference between the high and low frequencies of the high-order frequency band.
本発明の請求項2記載の構成によれば、複数の前記インピーダンス制御回路有していることから、その複数の周波数帯に共振点を設けることができ,高周波トランジスタの出力側からみた負荷インピーダンスにおいて、例えば基本波周波数と高次高調波のインピーダンスの制御をする高効率増幅器であるF級動作増幅器などで、複数のインピーダンス制御回路のインダクタ成分とコンデンサ成分で基本波周波数帯,高次高調波帯にスミスチャート上で共振円を発生させ、抵抗成分でその共振円を制御することで基本波周波数帯,高次高調波帯の高域,低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数,高次高調波帯以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、高域,低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。また、基本波周波数,高次高調波帯に限らず、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。
According to the configuration of
以下に本発明の各実施の形態を図1〜図4に基づいて説明する。
ここでは高周波トランジスタを電界効果トランジスタ,基本波周波数を0.9GHz〜1.0GHzとするが、それに限ったものではない。また、バイアスライン長をλ/12とし基本波インピーダンスをインピーダンス変換用コンデンサによりλ/4相当に変換している回路構成を例に挙げて説明する。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.
Here, the high-frequency transistor is a field effect transistor and the fundamental frequency is 0.9 GHz to 1.0 GHz, but is not limited thereto. A circuit configuration in which the bias line length is λ / 12 and the fundamental wave impedance is converted to λ / 4 by an impedance conversion capacitor will be described as an example.
(第1の実施の形態)
図1と図2は本発明の第1の実施の形態を示す。
図1において、高周波トランジスタ1の出力側では、図5に示した従来例のようにバイパス用のコンデンサ5とバイアスライン3とからなるバイアス回路8を介して直流電流が高周波トランジスタ1のドレインに供給されている。
(First embodiment)
1 and 2 show a first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, on the output side of the
バイアスライン3は高周波トランジスタ1への給電側にある伝送線路2に対して基本波インピーダンスが十分高くなるような長さに設計されている。バイアスライン3として基本波周波数の4分の1波長の長さを確保できない場合は、インピーダンス変換用コンデンサ4により基本波のバイアスラインの電気長を等価的に4分の1の電気長相当に変換している。つまり、コンデンサ4を使用した場合にはバイアスライン3とコンデンサ4とで高周波トランジスタ1に直流電流を供給するための分布定数線路を構成している。
The
高周波トランジスタ1の出力側には、基本波整合回路7と高調波処理回路6が設けられている。
さらに、前記バイアスライン3の電源端子P1の側P2と基準電位Gとの間には、インダクタ素子10とコンデンサ素子11と抵抗素子12の直列回路からなり基本波周波数に対するインピーダンスをコントロールするインピーダンス制御回路9Aが接続されている。
A fundamental
Further, an impedance control circuit for controlling the impedance with respect to the fundamental frequency consists of a series circuit of an
ここでは基本波周波数帯0.9GHz〜1.0GHzとし、インダクタ素子10のインダクタンス成分とコンデンサ素子11のキャパシタンス成分による共振周波数を基本波周波数帯に設定する。
Here, the fundamental frequency band is 0.9 GHz to 1.0 GHz, and the resonance frequency due to the inductance component of the
この場合の高周波トランジスタのドレイン端から見た負荷整合回路のインピーダンスはスミスチャート上で基本波周波数帯以外に極力影響を与えることなく、基本波周波数帯に共振円を実現でき、抵抗素子12により共振円の大きさを抑制することにより、低域,高域である0.9GHz〜1.0GHz間のインピーダンス変化を抑制することができる。 In this case, the impedance of the load matching circuit viewed from the drain end of the high-frequency transistor can realize a resonance circle in the fundamental frequency band without affecting as much as possible on the Smith chart other than the fundamental frequency band. By suppressing the size of the circle, it is possible to suppress the impedance change between 0.9 GHz and 1.0 GHz, which are the low and high frequencies.
また、このインピーダンス制御回路9Aによる基本波周波数帯のインピーダンスの効果を図2に示す。
図2において基本波周波数帯のインピーダンスZ=R+jXのR,X変化量を示すものであり,0.9GHzを基準値0としている。従来構成においては基本波周波数帯0.9GHz〜1.0GHzのインピーダンス変化量がRで1.7Ω,Xで2Ω程度であったが、本発明の第1の実施の形態ではRで0.5Ω,Xで1.3Ω程度と飛躍的にインピーダンス変化が抑制できている。
The effect of impedance in the fundamental frequency band by the
FIG. 2 shows the R and X variations of the impedance Z = R + jX in the fundamental frequency band, and 0.9 GHz is the
なお、抵抗素子12による抵抗成分はインダクタ素子10やコンデンサ素子11の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくてもQ値の低いものを利用すればスミスチャート上での共振円の大きさを抑制することが可能である。
Note that the resistance component of the
ここでは、インピーダンス制御回路9Aの共振点を基本波周波数帯に設定した場合を例に挙げて説明したが、基本波周波数対に対しては基本波整合回路7により十分に増幅器の所望の特性、例えば利得,歪み,効率などにおいて周波数特性が平坦な整合がとれており基本波周波数帯に位相差抑制の必要がない場合においては、インピーダンス制御回路9Aの共振点を高調波帯、具体的には2次高調波帯に設定することによって、抵抗成分でその共振円を制御することで2次高調波帯に発生する共振円がスミスチャート上の内側に入り込むことによる2次高調波損失による増幅器の効率を低下させることなく、高次周波数帯の高域,低域の位相差を低減することが可能となり、特に、高次高調波の制御をするF級増幅器などにおいて高次高調波帯の位相制御、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。
Here, the case where the resonance point of the
なお、本発明の第1の実施の形態とは構成が異なり、インダクタ素子をバイアスラインに直列に設置されている場合でもインピーダンス変化が抑制できるが、この場合には、インダクタ素子の抵抗成分によるバイアス電圧の電圧降下による高周波増幅器の性能劣化に影響を与えるため有効でない。 Although the configuration is different from that of the first embodiment of the present invention, the impedance change can be suppressed even when the inductor element is installed in series with the bias line. In this case, the bias due to the resistance component of the inductor element is suppressed. This is not effective because it affects the performance degradation of the high-frequency amplifier due to the voltage drop.
(第2の実施の形態)
図3と図4は本発明の第2の実施の形態を示す。
図3に示す高周波増幅器は、複数のインピーダンス制御回路9A,9Bが、電源端子P1の側P2と基準電位Gとの間に接続されている点が第1の実施の形態とは異なっている。その他は第1の実施の形態と同じである。
(Second Embodiment)
3 and 4 show a second embodiment of the present invention.
The high-frequency amplifier shown in FIG. 3 is different from the first embodiment in that a plurality of
コンデンサ5は1000pF程度のバイパスコンデンサである。インピーダンス制御回路9Aは、インダクタ素子10とコンデンサ素子11と抵抗素子12の直列回路からなる。インピーダンス制御回路9Bは、インダクタ素子14とコンデンサ素子15と抵抗素子16の直列回路からなる。
インピーダンス制御回路9Aの共振点は基本波周波数帯0.9GHz〜1.0GHzの周波数に設定されており、インピーダンス制御回路9Bの共振点は2次高調波に設定されている。
The resonance point of the
この場合の高周波トランジスタのドレイン端から見た負荷整合回路のインピーダンスは、スミスチャート上で基本波周波数帯と2次高調波帯以外に極力影響を与えることなく、基本波周波数帯と2次高調波帯に共振円を実現でき、その共振円の大きさをそれぞれの抵抗素子12,抵抗素子16により制御することにより、基本波周波数帯0.9GHz〜1.0GHz間と2次高調波帯である1.8GHz〜2.0GHz間のインピーダンス変化を抑制することができる。
In this case, the impedance of the load matching circuit viewed from the drain end of the high frequency transistor has no influence on the fundamental frequency band and the second harmonic band as much as possible on the Smith chart, and the fundamental frequency band and the second harmonic. A resonance circle can be realized in the band, and the size of the resonance circle is controlled by the
なお、抵抗素子12による抵抗成分はインダクタ素子10やコンデンサ素子11の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくても可能である。抵抗素子16による抵抗成分はインダクタ素子14やコンデンサ素子15の寄生抵抗成分を利用することも可能であるので抵抗素子に限ったものでなくても可能である。
Note that the resistance component by the
また、このインピーダンス制御回路9Bによる2次高調波帯のインピーダンス変化の抑制効果を図4に示す。F級動作等の増幅器において高次高調波の位相制御が増幅器の効率に影響を与えるので、図4においては2次高調波帯の位相変化量を示すものであり、従来構成においては2次高調波周波数帯1.8GHz〜2.0GHzの位相変化量が“14度”程度であるが、本発明の第2の実施の形態では2次高調波周波数帯1.8GHz〜2.0GHzの位相変化量が“6度”程度と複数個のインピーダンス制御回路を設けた場合においても基本波周波数帯のインピーダンス抑制効果を劣化させることなく2次高調波周波数帯においても飛躍的な位相変化の抑制が可能である。 Further, FIG. 4 shows the effect of suppressing the impedance change in the second harmonic band by the impedance control circuit 9B. Since the higher-order harmonic phase control affects the efficiency of the amplifier in an amplifier for class F operation or the like, FIG. 4 shows the amount of phase change in the second-order harmonic band. In the conventional configuration, the second-order harmonic is shown. Although the phase change amount of the wave frequency band 1.8 GHz to 2.0 GHz is about “14 degrees”, in the second embodiment of the present invention, the phase change of the second harmonic frequency band 1.8 GHz to 2.0 GHz. Even when multiple impedance control circuits are provided with an amount of "6 degrees", drastic phase change suppression is possible even in the second harmonic frequency band without degrading the impedance suppression effect in the fundamental frequency band. It is.
このように、基本波周波数帯,二次高調波帯の高域,低域の位相差を低減することが可能となり、インピーダンス制御回路が電源側にバイパスコンデンサの後に設置されていることから基本波周波数,二次高調波帯以外のインピーダンスに極力影響を与えることなく、高域,低域ともに最適整合をとることができる広帯域で高性能な高周波増幅器を実現できる。また、基本波周波数,二次などの高次高調波帯に限らず、増幅器の発振に寄与する周波数帯のインピーダンス制御が可能である。具体的には、インピーダンスを制御しようとする周波数ごとにその周波数に共振点を有している3以上インピーダンス制御回路を、バイアス回路8の電源側に並列に設けることによって、「発振に寄与する周波数」(基本波の1/2周波数等)を同時に制御するということが可能であり、より高効率で安定(発振しない)な高周波増幅器を実現できる。
In this way, it is possible to reduce the phase difference between the high frequency band and the low frequency band of the fundamental frequency band and the second harmonic band, and the impedance control circuit is installed on the power supply side after the bypass capacitor. It is possible to realize a broadband and high-performance high-frequency amplifier that can achieve optimum matching in both high and low frequencies without affecting the impedance other than the frequency and the second harmonic band as much as possible. Further, it is possible to control the impedance of the frequency band that contributes to the oscillation of the amplifier, as well as the higher harmonic band such as the fundamental frequency and the second order. Specifically, for each frequency whose impedance is to be controlled, three or more impedance control circuits each having a resonance point at that frequency are provided in parallel on the power supply side of the
1 高周波トランジスタ
2 伝送線路
3 バイアスライン
4 コンデンサ
5 コンデンサ
6 高調波処理回路
7 基本波整合回路
8 バイアス回路
9A,9B インピーダンス制御回路
10 インダクタ素子
11 コンデンサ素子
12 抵抗素子
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記高周波トランジスタに直流電流を供給するための分布定数線路と交流的に短絡させるためのコンデンサからなるバイアス回路と、
前記高周波トランジスタの出力側に設けられ前記入力信号の基本波周波数を最適インピーダンス位置に制御する基本波整合回路と、
前記バイアス回路の電源側に設けられたインピーダンス制御回路と
を有し、前記インピーダンス制御回路は、端点を接地したインダクタ成分とコンデンサ成分と抵抗成分の直列回路によって所望の周波数に対し共振点を有している
高周波電力増幅器。 A high-frequency transistor that amplifies and outputs a high-frequency input signal; and
A bias circuit comprising a capacitor for short-circuiting with a distributed constant line for supplying a direct current to the high-frequency transistor; and
A fundamental matching circuit that is provided on the output side of the high-frequency transistor and controls the fundamental frequency of the input signal to an optimum impedance position;
An impedance control circuit provided on the power supply side of the bias circuit, and the impedance control circuit has a resonance point with respect to a desired frequency by a series circuit of an inductor component, a capacitor component, and a resistance component whose end points are grounded. A high frequency power amplifier.
請求項1記載の高周波電力増幅器。 2. The high-frequency power amplifier according to claim 1, wherein a plurality of the impedance control circuits are connected in parallel to the power supply side of the bias circuit, and the frequency of the resonance point of each impedance control circuit is varied.
請求項2記載の高周波電力増幅器。 On the power supply side of the bias circuit, a first impedance control circuit in which the resonance point frequency is set to the fundamental frequency and a second impedance control circuit in which the resonance point frequency is set to the second harmonic are connected in parallel. The high frequency power amplifier according to claim 2.
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